JPH0320712B2 - - Google Patents
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- JPH0320712B2 JPH0320712B2 JP56215963A JP21596381A JPH0320712B2 JP H0320712 B2 JPH0320712 B2 JP H0320712B2 JP 56215963 A JP56215963 A JP 56215963A JP 21596381 A JP21596381 A JP 21596381A JP H0320712 B2 JPH0320712 B2 JP H0320712B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
- G01S1/24—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being pulses or equivalent modulations on carrier waves and the transit times being compared by measuring the difference in arrival time of a significant part of the modulations, e.g. LORAN systems
- G01S1/245—Details of receivers cooperating therewith, e.g. determining positive zero crossing of third cycle in LORAN-C
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
Landscapes
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- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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- Remote Sensing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は不要干渉信号の減衰装置に関するも
のであり、より具体的にいえば、ロランＣ電波航
法システムにおいて不要信号の干渉を大幅に減衰
させる干渉信号減衰装置及び方法に関するもので
ある。
のであり、より具体的にいえば、ロランＣ電波航
法システムにおいて不要信号の干渉を大幅に減衰
させる干渉信号減衰装置及び方法に関するもので
ある。
船舶その他の移動体の概略の位置を決定するた
めに、このような移動体にはロランＣ受信装置が
使用され得る。典型的なロランＣ電波航法システ
ムは、主局（master transmitting station）及
び異なる所定位置に配置された最小限２個の従局
（secondary transmitting station）を備えてい
る。各局は、重なり合わない異なる時間帯にパル
ス群、即ち８個の一連の無線周波パルスを送出す
る。より詳細には、主局によるパルス群の送出後
第１の従局によるパルス群の送出が行われる。こ
の第１の従局がパルス群を送出したのち、第２の
従局がパルス群を送出する。この主局及び従局に
よるパルス送出のシーケンスが無限に続けられ
る。
めに、このような移動体にはロランＣ受信装置が
使用され得る。典型的なロランＣ電波航法システ
ムは、主局（master transmitting station）及
び異なる所定位置に配置された最小限２個の従局
（secondary transmitting station）を備えてい
る。各局は、重なり合わない異なる時間帯にパル
ス群、即ち８個の一連の無線周波パルスを送出す
る。より詳細には、主局によるパルス群の送出後
第１の従局によるパルス群の送出が行われる。こ
の第１の従局がパルス群を送出したのち、第２の
従局がパルス群を送出する。この主局及び従局に
よるパルス送出のシーケンスが無限に続けられ
る。
このロランＣ受信位置における主局信号と１つ
の従局信号との到達時間差として、時間差
（time difference（TD））が定義される。第１の
従局に関する時間差と第２の従局に関する時間差
は、それぞれこのロランＣ受信機の個々の位置に
応じて変化する。それぞれの時間差は、典型的に
は、このロランＣ受信機で表示され、海図上に２
本の互いに交差する双曲線の位置の線（lines of
position（LOP））が描かれ、このロランＣ受信機
の位置が決定される。このロランＣ電波航法シス
テムの更に詳細な説明については、これと同時に
出願され本件出願人に譲渡されたジヤスパー
（Jasper）らによる米国特許第222422号明細書
（特願昭56−215937号公報）を参照されたい。
の従局信号との到達時間差として、時間差
（time difference（TD））が定義される。第１の
従局に関する時間差と第２の従局に関する時間差
は、それぞれこのロランＣ受信機の個々の位置に
応じて変化する。それぞれの時間差は、典型的に
は、このロランＣ受信機で表示され、海図上に２
本の互いに交差する双曲線の位置の線（lines of
position（LOP））が描かれ、このロランＣ受信機
の位置が決定される。このロランＣ電波航法シス
テムの更に詳細な説明については、これと同時に
出願され本件出願人に譲渡されたジヤスパー
（Jasper）らによる米国特許第222422号明細書
（特願昭56−215937号公報）を参照されたい。
ロランＣ受信機は、時として厳しい受信環境の
もとで動作しなければならない。即ち、このロラ
ンＣ受信機の通過帯域（典型的には90KHz〜
110KHz）内あるいはその近傍に不要外部無線局
波信号が存在することもあろう。上述した時間差
を決定するために、ロランＣ受信機は、典型的に
は、主局及び従局のそれぞれから送出されたパル
ス群の各パルスの搬送波（キヤリア）の第３の正
転（positive−going）ゼロクロス点（zero
crossing）をロツクしている。このようなゼロク
ロス点は、パルス追尾基準点（pulse tracking
reference point）、即ちPTRと称されている。不
要外部信号の存在はこのロランＣパルス群のパル
ス追尾基準点へのロツクと干渉し、あるいは極端
な場合には妨害し、その結果として位置決めの精
度を低下させあるいは位置決めを全く不可能にす
る。明らかに、このような外部干渉信号を減衰さ
せることが望まれる。
もとで動作しなければならない。即ち、このロラ
ンＣ受信機の通過帯域（典型的には90KHz〜
110KHz）内あるいはその近傍に不要外部無線局
波信号が存在することもあろう。上述した時間差
を決定するために、ロランＣ受信機は、典型的に
は、主局及び従局のそれぞれから送出されたパル
ス群の各パルスの搬送波（キヤリア）の第３の正
転（positive−going）ゼロクロス点（zero
crossing）をロツクしている。このようなゼロク
ロス点は、パルス追尾基準点（pulse tracking
reference point）、即ちPTRと称されている。不
要外部信号の存在はこのロランＣパルス群のパル
ス追尾基準点へのロツクと干渉し、あるいは極端
な場合には妨害し、その結果として位置決めの精
度を低下させあるいは位置決めを全く不可能にす
る。明らかに、このような外部干渉信号を減衰さ
せることが望まれる。
１つの先行技術としてのロランＣ受信装置にお
いては、ロランＣ信号と干渉する不要無線周波信
号を減衰させるたに可変（同調可能な）
（tunable）帯域通過フイルタを可変ノツチフイル
タと共に使用している。この可変帯域通過フイル
タは、この受信機のオペレータの視野内に置かれ
た計器に結合された計器目盛（meter scaling）
及び駆動回路に接続されている。このオペレータ
は帯域通過フイルタを調整し、計器上で干渉信号
の相対的な振幅値を読み取る。次に可変ノツチフ
イルタを調整して、干渉信号を除去する。このよ
うなノツチフイルタによる同調調整方式ではこの
受信機の通過帯域（典型的には90kHz〜110kHz）
外に発生する干渉信号は充分に減衰可能である。
しかし、この種のフイルタによる同調調整方式で
は、特にノツチフイルタを使用してロランＣ通過
帯域内の信号を減衰させようとする場合には、不
要なロランＣパルス歪みを発生する。
いては、ロランＣ信号と干渉する不要無線周波信
号を減衰させるたに可変（同調可能な）
（tunable）帯域通過フイルタを可変ノツチフイル
タと共に使用している。この可変帯域通過フイル
タは、この受信機のオペレータの視野内に置かれ
た計器に結合された計器目盛（meter scaling）
及び駆動回路に接続されている。このオペレータ
は帯域通過フイルタを調整し、計器上で干渉信号
の相対的な振幅値を読み取る。次に可変ノツチフ
イルタを調整して、干渉信号を除去する。このよ
うなノツチフイルタによる同調調整方式ではこの
受信機の通過帯域（典型的には90kHz〜110kHz）
外に発生する干渉信号は充分に減衰可能である。
しかし、この種のフイルタによる同調調整方式で
は、特にノツチフイルタを使用してロランＣ通過
帯域内の信号を減衰させようとする場合には、不
要なロランＣパルス歪みを発生する。
ロランＣ信号の受信に従来から用いられている
別の受信装置は、ロランＣ信号帯域内の不要干渉
信号を減衰させる干渉信号減衰装置を備えてい
る。電圧制御発振器が干渉信号に位相ロツクされ
ている。この発振器の出力信号の振幅は、その発
振器の出力信号が差動増幅器においてロランＣ信
号及び干渉信号と結合されたときにこの発振器の
出力信号と干渉信号とが相殺し合つてロランＣ信
号が干渉を受けずに残るように、調整される。こ
の相殺手法はその実現が容易であることから実際
に用いられうるものである。
別の受信装置は、ロランＣ信号帯域内の不要干渉
信号を減衰させる干渉信号減衰装置を備えてい
る。電圧制御発振器が干渉信号に位相ロツクされ
ている。この発振器の出力信号の振幅は、その発
振器の出力信号が差動増幅器においてロランＣ信
号及び干渉信号と結合されたときにこの発振器の
出力信号と干渉信号とが相殺し合つてロランＣ信
号が干渉を受けずに残るように、調整される。こ
の相殺手法はその実現が容易であることから実際
に用いられうるものである。
本発明の目的の１つは、ロランＣ帯域内に出現
する不要無線周波信号をデイジタル的に実現でき
る手法により実質的に減衰させる干渉信号減衰装
置及び方法を提供することにある。
する不要無線周波信号をデイジタル的に実現でき
る手法により実質的に減衰させる干渉信号減衰装
置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的の１つは、ロランＣパルスを
歪ませることなく所望のロランＣ信号と干渉する
信号を実質的に減衰させる干渉信号減衰装置及び
方法を提供することにある。
歪ませることなく所望のロランＣ信号と干渉する
信号を実質的に減衰させる干渉信号減衰装置及び
方法を提供することにある。
本発明のこれらの目的及び他の目的は、本発明
についての以下の説明を考慮することにより当業
者には明らかなものとなろう。
についての以下の説明を考慮することにより当業
者には明らかなものとなろう。
本発明は、ロランＣ信号と干渉する無線周波信
号を実質的に減少させる干渉信号減衰装置及び方
法を指向している。しかしながら、この発明は、
実質的に任意のパルス状周期波形と干渉する不要
無線周波信号を減衰するために適用できることに
留意されたい。
号を実質的に減少させる干渉信号減衰装置及び方
法を指向している。しかしながら、この発明は、
実質的に任意のパルス状周期波形と干渉する不要
無線周波信号を減衰するために適用できることに
留意されたい。
本発明の一実施例によれば、第２のパルス状無
線周波信号（例えばロランＣ信号）と干渉する不
要な第１の無線周波信号を実質的に減衰させる干
渉信号減衰装置は、これらの第１及び第２の信号
を受信する受信機を備えている。この受信機に
は、第２の信号のパルスをその所定の波形基準点
においてサンプリングするサンプリング回路が結
合されている。さらにこのサンプリング回路は、
第２の信号パルスの基準点サンプルに対応して第
１の信号の自己相関関数のピークに対応する時点
で、第１の信号のサンプリングを行う。こサンプ
リング回路には結合回路が接続され、第１の信号
のサンプルが第２の信号の対応のサンプルに結合
されて第１の信号が実質的に減衰される。
線周波信号（例えばロランＣ信号）と干渉する不
要な第１の無線周波信号を実質的に減衰させる干
渉信号減衰装置は、これらの第１及び第２の信号
を受信する受信機を備えている。この受信機に
は、第２の信号のパルスをその所定の波形基準点
においてサンプリングするサンプリング回路が結
合されている。さらにこのサンプリング回路は、
第２の信号パルスの基準点サンプルに対応して第
１の信号の自己相関関数のピークに対応する時点
で、第１の信号のサンプリングを行う。こサンプ
リング回路には結合回路が接続され、第１の信号
のサンプルが第２の信号の対応のサンプルに結合
されて第１の信号が実質的に減衰される。
従つて、本発明の構成及び概要は下記に示す通
りである。即ち、本発明は、ロランＣ信号と干渉
する不要信号を実質的に減衰させる干渉信号減衰
装置であつて、 ロランＣ信号と不要干渉信号とをふくむ信号を
受信する受信手段と、 前記受信手段に結合され、パルス追尾基準点
（PTR）おいて前記ロランＣ信号のパルスをサン
プリングし、かつ選択された時点において前記干
渉信号をサンプリングするサンプリング手段と、 前記サンプリング手段に結合され、ロランＣパ
ルスのパルス追尾基準点（PTR）のサンプルに
関して干渉信号の自己相関関数のピーク値を決定
し、前記選択された時点は前記ピーク値において
実質的に生ずように定義されている、自己相関関
数決定手段と、 前記サンプリング手段に結合され、前記干渉信
号を実質的に減衰させるべく前記ロランＣ信号の
対応するサンプルと前記干渉信号のサンプルとを
組み合わせる結合手段と、から構成されたことを
特徴とするロランＣ信号と干渉する不要信号を減
衰させる干渉信号減衰装置としての構成を有する
ものであり、或いはまた、 前記受信手段は、正の極性の不要信号とロラン
Ｃ信号を＋１の相対値を具備する信号に変換し、
かつ負の極性の不要信号とロランＣ信号を−１の
相対値を具備する信号に変換する。ハード・リミ
タを含むことを特徴とするる干渉信号減衰装置と
しての構成を有するものであり、或いはまた、 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含む
望ましいロランＣ信号と干渉する不要干渉信号を
減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) ロランＣ信号と該ロランＣ信号と干渉する不
要信号とを含む信号を受信する工程と、 (b) 複数のパルス追尾基準点（PTR）のサンプ
ルを形成するように実質的にそのパルスの
PTRにおいて前記ロランＣ信号をサンプリン
グする工程と、 (c) 複数の不要信号のサンプルのセツトを形成す
るべく、各々のロランＣパルスに隣接するが、
その期間中ではない時刻に各々のロランＣパル
スに対して前記不要信号をサンプリングする工
程と、 (d) PTRのサンプルに関して不要信号の自己相
関関数のピークが生ずる時刻を決定する工程
と、 (e) PTRのサンプルに関して不要信号のの自己
相関関数のピークが生ずる前記時刻に最も近い
前記セツトの内のサンプルを選択する工程と、 (f) 工程(e)において選択された不要信号サンプル
を対応するPTRのサンプルとともに、不要信
号が実質的に減衰されるように組み合わせる工
程とを含むことを特徴とする干渉信号減衰方法
としての構成を有するものであり、或いはま
た、 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含
む望ましいロランＣ信号に関する不要な干渉信
号を減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) 前記不要信号と前記ロランＣ信号を含む信号
を受信する工程と、 (b) 複数のサンプルＳ（ｔ）を形成するべく、実
質的にそのパルスのパルス追尾基準点（PTR）
において前記ロランＣ信号をサンプリングする
工程と、 (c) 各々のロランＣパルスに対して複数のサンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）を形成するべく、各々の前記ロ
ランＣパルスの前に予め、複数のサンプリング
ル時間Ｔで前記干渉信号をサンプリングする工
程と、 (d) 対応するＳ（ｔ）サンプルに関して、前記Ｓ
（ｔ−Ｔ）サンプルの自己相関関数の値を決定
する工程と、 (e) Ｓ（ｔ）サンプルに関して、不要信号の自己
相関関数のピークにおいて選択されたＳ（ｔ−
Ｔ）サンプルが発生するまでサンプリング時間
Ｔを変化させる工程と、 (f) 不要干渉信号が実質的に減衰されるように、
対応するＳ（ｔ）サンプルへ、自己相関関数の
ピークにおいて発生するＳ（ｔ−Ｔ）サンプル
を結合させる工程とを含むことを特徴とする干
渉信号減衰方法としての構成を有するものであ
る。
りである。即ち、本発明は、ロランＣ信号と干渉
する不要信号を実質的に減衰させる干渉信号減衰
装置であつて、 ロランＣ信号と不要干渉信号とをふくむ信号を
受信する受信手段と、 前記受信手段に結合され、パルス追尾基準点
（PTR）おいて前記ロランＣ信号のパルスをサン
プリングし、かつ選択された時点において前記干
渉信号をサンプリングするサンプリング手段と、 前記サンプリング手段に結合され、ロランＣパ
ルスのパルス追尾基準点（PTR）のサンプルに
関して干渉信号の自己相関関数のピーク値を決定
し、前記選択された時点は前記ピーク値において
実質的に生ずように定義されている、自己相関関
数決定手段と、 前記サンプリング手段に結合され、前記干渉信
号を実質的に減衰させるべく前記ロランＣ信号の
対応するサンプルと前記干渉信号のサンプルとを
組み合わせる結合手段と、から構成されたことを
特徴とするロランＣ信号と干渉する不要信号を減
衰させる干渉信号減衰装置としての構成を有する
ものであり、或いはまた、 前記受信手段は、正の極性の不要信号とロラン
Ｃ信号を＋１の相対値を具備する信号に変換し、
かつ負の極性の不要信号とロランＣ信号を−１の
相対値を具備する信号に変換する。ハード・リミ
タを含むことを特徴とするる干渉信号減衰装置と
しての構成を有するものであり、或いはまた、 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含む
望ましいロランＣ信号と干渉する不要干渉信号を
減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) ロランＣ信号と該ロランＣ信号と干渉する不
要信号とを含む信号を受信する工程と、 (b) 複数のパルス追尾基準点（PTR）のサンプ
ルを形成するように実質的にそのパルスの
PTRにおいて前記ロランＣ信号をサンプリン
グする工程と、 (c) 複数の不要信号のサンプルのセツトを形成す
るべく、各々のロランＣパルスに隣接するが、
その期間中ではない時刻に各々のロランＣパル
スに対して前記不要信号をサンプリングする工
程と、 (d) PTRのサンプルに関して不要信号の自己相
関関数のピークが生ずる時刻を決定する工程
と、 (e) PTRのサンプルに関して不要信号のの自己
相関関数のピークが生ずる前記時刻に最も近い
前記セツトの内のサンプルを選択する工程と、 (f) 工程(e)において選択された不要信号サンプル
を対応するPTRのサンプルとともに、不要信
号が実質的に減衰されるように組み合わせる工
程とを含むことを特徴とする干渉信号減衰方法
としての構成を有するものであり、或いはま
た、 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含
む望ましいロランＣ信号に関する不要な干渉信
号を減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) 前記不要信号と前記ロランＣ信号を含む信号
を受信する工程と、 (b) 複数のサンプルＳ（ｔ）を形成するべく、実
質的にそのパルスのパルス追尾基準点（PTR）
において前記ロランＣ信号をサンプリングする
工程と、 (c) 各々のロランＣパルスに対して複数のサンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）を形成するべく、各々の前記ロ
ランＣパルスの前に予め、複数のサンプリング
ル時間Ｔで前記干渉信号をサンプリングする工
程と、 (d) 対応するＳ（ｔ）サンプルに関して、前記Ｓ
（ｔ−Ｔ）サンプルの自己相関関数の値を決定
する工程と、 (e) Ｓ（ｔ）サンプルに関して、不要信号の自己
相関関数のピークにおいて選択されたＳ（ｔ−
Ｔ）サンプルが発生するまでサンプリング時間
Ｔを変化させる工程と、 (f) 不要干渉信号が実質的に減衰されるように、
対応するＳ（ｔ）サンプルへ、自己相関関数の
ピークにおいて発生するＳ（ｔ−Ｔ）サンプル
を結合させる工程とを含むことを特徴とする干
渉信号減衰方法としての構成を有するものであ
る。
新規であると信ずる本発明の特徴は添付された特
許請求の範囲の特徴部分に明示された通りであ
る。その構成及び動作方法、さらには本発明の目
的及び利点は、添付の図面を参照して以下の説明
により一層明確に理解されよう。
許請求の範囲の特徴部分に明示された通りであ
る。その構成及び動作方法、さらには本発明の目
的及び利点は、添付の図面を参照して以下の説明
により一層明確に理解されよう。
所望のロランＣ信号に重畳する不要な干渉信号
を減衰するための方法及び装置が提供されてい
る。不要干渉信号サンプルは干渉の同期が知られ
ているような干渉信号の自己相関関数のピーク値
において発生する干渉信号サンプルが決定され
る。自己相関関数のピーク値において発生するサ
ンプルは、干渉信号が相殺されるか実質的に減衰
されるようにそのロランＣのパルスの期間中に所
定の基準点において得られる所望のロランＣ信号
サンプルに対して加えられるか、或いはそこから
差引かれている。
を減衰するための方法及び装置が提供されてい
る。不要干渉信号サンプルは干渉の同期が知られ
ているような干渉信号の自己相関関数のピーク値
において発生する干渉信号サンプルが決定され
る。自己相関関数のピーク値において発生するサ
ンプルは、干渉信号が相殺されるか実質的に減衰
されるようにそのロランＣのパルスの期間中に所
定の基準点において得られる所望のロランＣ信号
サンプルに対して加えられるか、或いはそこから
差引かれている。
第１図は、ロランＣの主局Ｍ、第１の従局S1及
び第２の従局S2のそれぞれが電波を送出する異な
る時間帯の時間的関係を図示したものである。図
示のように、第１の時間帯にわたつて主局Ｍが８
個の一連の無線周波のパパルスを送出する。次に
第１の従局S1が第２の時間帯にわたつて８個の無
線周波パルス群を送出し、この後第２の従局S2が
第３の時間帯にわたつて８個のパルス群を送出す
る。このパルス群送出シーケンスは、上述した順
序に従つて無限に続けられる。このロランＣ受信
機の位置を求めあるいは位置めするために、主局
及び従局のパルス群の各パルスの第３の正転換ゼ
ロクロス（positive zero crossings）の発生時刻
が正確に監視される。この第３のゼロクロス点は
便宜的なパルス追尾基準点（PTR）として用い
られるが、他のゼロクロス点が基準点として用い
られてもよい。従来のロランＣ受信機は、第１の
従局と主局間のPTRの受信時間差（TD）を決定
して１本の位置の双曲線を得ている。この受信機
は更に、受信した主局パルス群のPTRと受信し
た第２の従局パルス群のPTRとの時間差を検出
し、第２の位置の双曲線を得る。これら位置の双
曲線の交点は、このロランＣ受信機の位置を示
す。
び第２の従局S2のそれぞれが電波を送出する異な
る時間帯の時間的関係を図示したものである。図
示のように、第１の時間帯にわたつて主局Ｍが８
個の一連の無線周波のパパルスを送出する。次に
第１の従局S1が第２の時間帯にわたつて８個の無
線周波パルス群を送出し、この後第２の従局S2が
第３の時間帯にわたつて８個のパルス群を送出す
る。このパルス群送出シーケンスは、上述した順
序に従つて無限に続けられる。このロランＣ受信
機の位置を求めあるいは位置めするために、主局
及び従局のパルス群の各パルスの第３の正転換ゼ
ロクロス（positive zero crossings）の発生時刻
が正確に監視される。この第３のゼロクロス点は
便宜的なパルス追尾基準点（PTR）として用い
られるが、他のゼロクロス点が基準点として用い
られてもよい。従来のロランＣ受信機は、第１の
従局と主局間のPTRの受信時間差（TD）を決定
して１本の位置の双曲線を得ている。この受信機
は更に、受信した主局パルス群のPTRと受信し
た第２の従局パルス群のPTRとの時間差を検出
し、第２の位置の双曲線を得る。これら位置の双
曲線の交点は、このロランＣ受信機の位置を示
す。
しかしながら、第２図における所望ロランＣの
信号２の近傍の周波数を有する狭帯域信号１のよ
うな干渉信号が受信機側（receiver site）に存在
すると、従来のロランＣ受信機はPTRからの引
込みはずれ（unlocked）を起こす。このような
状態のもとでは、この受信機による位置決めが不
正確になる。第２図は、このように所望のロラン
Ｃ信号２のPTRをマスクする狭帯域干渉信号１
を減衰させるための本発明方法を例示する。ロラ
ンＣのパルス２のサンプルには干渉信号成分とロ
ランＣ信号成分の両者が含まれていることに留意
されたい。各々のロランＣパルス２のサンプルＳ
（ｔ）は、受信機における現在のPTR推定時点で
行われる。第２に図示した例では、干渉信号１が
ロランＣパルス２のPTRにおいて正の最大値と
なつているが、これに対して、PTRがゼロクロ
ス点で定義されることから、ロランＣ信号成分は
PTR推定時点においてゼロに極めて近くなつて
いることが示されている。従つて、第２図中のＳ
（ｔ）サンプルの値は、干渉信号１と受信雑音の
和の瞬時値にほぼ全面的に依存する。
信号２の近傍の周波数を有する狭帯域信号１のよ
うな干渉信号が受信機側（receiver site）に存在
すると、従来のロランＣ受信機はPTRからの引
込みはずれ（unlocked）を起こす。このような
状態のもとでは、この受信機による位置決めが不
正確になる。第２図は、このように所望のロラン
Ｃ信号２のPTRをマスクする狭帯域干渉信号１
を減衰させるための本発明方法を例示する。ロラ
ンＣのパルス２のサンプルには干渉信号成分とロ
ランＣ信号成分の両者が含まれていることに留意
されたい。各々のロランＣパルス２のサンプルＳ
（ｔ）は、受信機における現在のPTR推定時点で
行われる。第２に図示した例では、干渉信号１が
ロランＣパルス２のPTRにおいて正の最大値と
なつているが、これに対して、PTRがゼロクロ
ス点で定義されることから、ロランＣ信号成分は
PTR推定時点においてゼロに極めて近くなつて
いることが示されている。従つて、第２図中のＳ
（ｔ）サンプルの値は、干渉信号１と受信雑音の
和の瞬時値にほぼ全面的に依存する。
Ｓ（ｔ）PTRサンプルのＴ時間前に、干渉信号
１のサンプルＳ（ｔ−Ｔ）がとられる。このＴの
値は、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）がPTRにおける干渉
信号の振幅に実質的に等しくなるように選択され
る。簡単に言えば、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）は、こ
れがＳ（ｔ）サンプルと同極性であれ異極性であ
れ最大の相関を有するように選択される。即ち、
Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルは、干渉信号のＳ（ｔ）サン
プルに対する自己相関関数のピークを生ずる時点
で抽出される。
１のサンプルＳ（ｔ−Ｔ）がとられる。このＴの
値は、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）がPTRにおける干渉
信号の振幅に実質的に等しくなるように選択され
る。簡単に言えば、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）は、こ
れがＳ（ｔ）サンプルと同極性であれ異極性であ
れ最大の相関を有するように選択される。即ち、
Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルは、干渉信号のＳ（ｔ）サン
プルに対する自己相関関数のピークを生ずる時点
で抽出される。
波形の自己相関関数Ｒ（Ｔ）は次式
Ｒ（Ｔ）＝１／ＮN
〓1
Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ−Ｔ）
で表わされ、ここでＮは選択されたサンプル数で
ある。
ある。
上述の条件が達成されると、即ちＳ（ｔ−Ｔ）
サンプルとＳ（ｔ）サンプルが高い相関あるいは
反相関（anticorrelated）を示すと、干渉信号サ
ンプルＳ（ｔ−Ｔ）はPTRサンプルＳ（ｔ）の干
渉信号電圧成分（あるいはその逆極性の値）にほ
ぼ等しくなる。追尾に対して臨界的意義を有する
PTRにおける干渉信号を相殺ないし大幅に減衰
させるには、両サンプルが同一極性で相関してい
る場合にはPTRにおけるＳ（ｔ）サンプルからＳ
（ｔ−Ｔ）サンプルを減算しなければならない。
あるいはまた、Ｓ（ｔ−Ｔ）とＳ（ｔ）が逆極性で
最大の相関を示している場合には、PTRにおけ
るＳ（ｔ）サンプルにＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを加算
しなければならない。Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルとＳ
（ｔ）サンプルの干渉信号成分は、このような合
成（結合）過程において互いに相殺される。この
ような結合の結果得られた合成のPTRサンプル
は、干渉ロランＣ信号が大幅に低減化されてい
る。
サンプルとＳ（ｔ）サンプルが高い相関あるいは
反相関（anticorrelated）を示すと、干渉信号サ
ンプルＳ（ｔ−Ｔ）はPTRサンプルＳ（ｔ）の干
渉信号電圧成分（あるいはその逆極性の値）にほ
ぼ等しくなる。追尾に対して臨界的意義を有する
PTRにおける干渉信号を相殺ないし大幅に減衰
させるには、両サンプルが同一極性で相関してい
る場合にはPTRにおけるＳ（ｔ）サンプルからＳ
（ｔ−Ｔ）サンプルを減算しなければならない。
あるいはまた、Ｓ（ｔ−Ｔ）とＳ（ｔ）が逆極性で
最大の相関を示している場合には、PTRにおけ
るＳ（ｔ）サンプルにＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを加算
しなければならない。Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルとＳ
（ｔ）サンプルの干渉信号成分は、このような合
成（結合）過程において互いに相殺される。この
ような結合の結果得られた合成のPTRサンプル
は、干渉ロランＣ信号が大幅に低減化されてい
る。
第３図は、２個の典型的な干渉信号の自己相関
関数Ｒ（Ｔ）と時間ｔのグラフである。干渉信号
が比較的大きなSN比を有する場合には、自己相
関関数３が得られる。干渉信号が自己相関関数３
を発生する信号よりもいくぶん低いSN比を有し
ているときには、自己相関関数４が得られる。垂
直線Ａの右方の破線は、ロランＣパルス内の自己
相関関数部分を表わしているる。Ｔは、Ｓ（ｔ）
PTRサンプル以前の時間の尺度として定義され
る。Ｔが変化すると、第３図中の５に示すよう
に、干渉信号のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルがＳ（ｔ）サ
ンプルと最大の相関を示すようになる。このよう
な場合には、不要干渉波を相殺するため、干渉信
号のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルがPTRサンプルＳ（ｔ）
から減算される。第３図に示すように、Ｔを更に
変化させで６で示すようにＳ（ｔ−Ｔ）サンプル
がＳ（ｔ）サンプルと反相関を示すようにするこ
ともできる。この場合には、両サンプルが加算さ
れてPTRにおけ不要干渉波が相殺される。
関数Ｒ（Ｔ）と時間ｔのグラフである。干渉信号
が比較的大きなSN比を有する場合には、自己相
関関数３が得られる。干渉信号が自己相関関数３
を発生する信号よりもいくぶん低いSN比を有し
ているときには、自己相関関数４が得られる。垂
直線Ａの右方の破線は、ロランＣパルス内の自己
相関関数部分を表わしているる。Ｔは、Ｓ（ｔ）
PTRサンプル以前の時間の尺度として定義され
る。Ｔが変化すると、第３図中の５に示すよう
に、干渉信号のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルがＳ（ｔ）サ
ンプルと最大の相関を示すようになる。このよう
な場合には、不要干渉波を相殺するため、干渉信
号のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルがPTRサンプルＳ（ｔ）
から減算される。第３図に示すように、Ｔを更に
変化させで６で示すようにＳ（ｔ−Ｔ）サンプル
がＳ（ｔ）サンプルと反相関を示すようにするこ
ともできる。この場合には、両サンプルが加算さ
れてPTRにおけ不要干渉波が相殺される。
第４図は、所望ロランＣ信号の受信帯域内ある
いはその近傍に出現する不要干渉波を大幅に減衰
させることができるロランＣ受信装置を図示して
いる。本発明によるの受信装置は、ロランＣ信号
を受信すための、好適には全方向性型のアンテナ
１０を備えている。このアンテナ１０は、無線周
波（RF）帯域通過波回路２０の入力端子に結
合されている。この波回路２０は、受信しよう
とするロランＣ信号の周波数に合致する帯域を有
しているる。この波回路２０は急峻な振幅制限
特性を有するハード・リミタ３０に結合されてお
り、入力信号は、所望ロランＣ信号であるか不要
干渉信号であるかを問わず振幅制限され、＋１又
は−１の相対値を表示する。さらに詳細には、こ
のハード・リミタ３０の入力端子に供給された正
極性信号は、＋１の相対電圧値を有する信号とし
てこのリミタ３０の出力端子に発生される。これ
とは逆に、リミタ３０の出力端子に供給された負
極性信号は、−１の相対電圧値を有する信号とな
つてこのリミタ３０の出力端子に発生される。
いはその近傍に出現する不要干渉波を大幅に減衰
させることができるロランＣ受信装置を図示して
いる。本発明によるの受信装置は、ロランＣ信号
を受信すための、好適には全方向性型のアンテナ
１０を備えている。このアンテナ１０は、無線周
波（RF）帯域通過波回路２０の入力端子に結
合されている。この波回路２０は、受信しよう
とするロランＣ信号の周波数に合致する帯域を有
しているる。この波回路２０は急峻な振幅制限
特性を有するハード・リミタ３０に結合されてお
り、入力信号は、所望ロランＣ信号であるか不要
干渉信号であるかを問わず振幅制限され、＋１又
は−１の相対値を表示する。さらに詳細には、こ
のハード・リミタ３０の入力端子に供給された正
極性信号は、＋１の相対電圧値を有する信号とし
てこのリミタ３０の出力端子に発生される。これ
とは逆に、リミタ３０の出力端子に供給された負
極性信号は、−１の相対電圧値を有する信号とな
つてこのリミタ３０の出力端子に発生される。
リミタ３０は、サンプリング回路４０の入力端
子に結合され、このサンプリング回路４０は振幅
制限された入力受信信号をサンプリングする。第
４図示のように、このサンプリング回路４０は、
現在推定中のPTRにおいて入力信号をサンプリ
ングし、パルス群の各パルスについて１個当り、
複数個のPTRサンプルＳ（ｔ）を作成する。この
サンプリング回路４０はＳ（ｔ）CONTROLと表
示された制御入力端子を備えており、この制御入
力端子は、位相ロツク・ループ回路８０で決定さ
れた現在推定中のPTRにおいて入力信号をサン
プリングするようにサンプリング回路４０に指令
する。このサンプリング回路４０のＳ（ｔ）
CONTROL端子に結合されている位相ロツク・
ループ回路については、後に詳述する。PTRサ
ンプルＳ（ｔ）が、サンプリング回路４０のＳ
（ｔ）と表示された出力端子に出現する。このサ
ンプリング回路４０は、また、この回路のＴ
CONTROL入力端子に供給された信号によつて
定められる時間軸上の少くとも１点において、入
力干渉信号のサンプリングを行う。入力干渉信号
からこのようにして得られた補助サンプルは、サ
ンプリング回路４０のＳ（ｔ−Ｔ）と表示された
出力端子に供給される。
子に結合され、このサンプリング回路４０は振幅
制限された入力受信信号をサンプリングする。第
４図示のように、このサンプリング回路４０は、
現在推定中のPTRにおいて入力信号をサンプリ
ングし、パルス群の各パルスについて１個当り、
複数個のPTRサンプルＳ（ｔ）を作成する。この
サンプリング回路４０はＳ（ｔ）CONTROLと表
示された制御入力端子を備えており、この制御入
力端子は、位相ロツク・ループ回路８０で決定さ
れた現在推定中のPTRにおいて入力信号をサン
プリングするようにサンプリング回路４０に指令
する。このサンプリング回路４０のＳ（ｔ）
CONTROL端子に結合されている位相ロツク・
ループ回路については、後に詳述する。PTRサ
ンプルＳ（ｔ）が、サンプリング回路４０のＳ
（ｔ）と表示された出力端子に出現する。このサ
ンプリング回路４０は、また、この回路のＴ
CONTROL入力端子に供給された信号によつて
定められる時間軸上の少くとも１点において、入
力干渉信号のサンプリングを行う。入力干渉信号
からこのようにして得られた補助サンプルは、サ
ンプリング回路４０のＳ（ｔ−Ｔ）と表示された
出力端子に供給される。
干渉検出回路４５は入力端子４５Ａ及び４５Ｂ
を備えており、これらの入力端子、第４図示のよ
うに、サンプリング回路４０の出力端子からそれ
ぞれＳ（ｔ−Ｔ）及びＳ（ｔ）信号を受ける。干渉
検出回路４５として使用可能な干渉検出回路の１
つは、この出願と同日付で出願され本出願人に譲
渡されたJasperらの米国特許第4445223号明細書
（特願昭56−215937号公報報）に記載されクレー
ムされているものであり、その開示内容が以下参
照される。この干渉検出回路４５については第６
図の説明に関し後に詳述するがが、簡単に言え
ば、検出回路４５はPTRサンプルＳ（ｔ）及び補
助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）を受けてこれらを処理す
る。この干渉検出回路４５は干渉波の有無を検出
し、干渉波が存在すれば、Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプル
がＳ（ｔ）サンプルとの自己相関関数のピークに
おいて抽出されるように時間Ｔを決定する。検出
回路４５は、ロランＣパルス群当り１ないし複数
のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを取ることにより、上記
結果を実現する。サンプリング回路４０のＴ
CONTROL入力端子に結合された制御出力端子
４５Ｃは、所望のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを得るた
めのサンプル時点をこの回路４０に指令するる。
干渉検出回路４５は、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）が自
己相関関数の略々ピークにおいて抽出されるよう
に決定されるまで、ロランＣパルス当りの種々の
時間Ｔにおいて１ないし複数の干渉信号の補助サ
ンプルＳ（ｔ−Ｔ）を抽出することをサンプリン
グ回路４０に指令することにより、上述の自己相
関関数のピークを決定する。このような高い相関
を有するＳ（ｔ−Ｔ）サンプルは、後述するよう
にこのＳ（ｔ−Ｔ）サンプルの極性を反転し、あ
るいは反転することなく通過せしめる増幅回路７
０を経て２入力加算回路６０の正入力端子に供給
される。この加算回路６０の他方の負入力端子
は、サンプリング回路４０のＳ（ｔ）出力端子に
結合されている。このようにして、加算増幅回路
６０は、各PTRサンプルＳ（ｔ）を最大の相関を
示す干渉信号の対応の補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）
と結合させ、Ｓ（ｔ）サンプルの干渉信号成分を
大幅に相殺ないし減衰せしめる。干渉検出回路４
５は、Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルを適切に極性反転し
て加算増幅回路６０における干渉信号の相殺が行
われるように、増幅回路７０に結合される。
を備えており、これらの入力端子、第４図示のよ
うに、サンプリング回路４０の出力端子からそれ
ぞれＳ（ｔ−Ｔ）及びＳ（ｔ）信号を受ける。干渉
検出回路４５として使用可能な干渉検出回路の１
つは、この出願と同日付で出願され本出願人に譲
渡されたJasperらの米国特許第4445223号明細書
（特願昭56−215937号公報報）に記載されクレー
ムされているものであり、その開示内容が以下参
照される。この干渉検出回路４５については第６
図の説明に関し後に詳述するがが、簡単に言え
ば、検出回路４５はPTRサンプルＳ（ｔ）及び補
助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）を受けてこれらを処理す
る。この干渉検出回路４５は干渉波の有無を検出
し、干渉波が存在すれば、Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプル
がＳ（ｔ）サンプルとの自己相関関数のピークに
おいて抽出されるように時間Ｔを決定する。検出
回路４５は、ロランＣパルス群当り１ないし複数
のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを取ることにより、上記
結果を実現する。サンプリング回路４０のＴ
CONTROL入力端子に結合された制御出力端子
４５Ｃは、所望のＳ（ｔ−Ｔ）サンプルを得るた
めのサンプル時点をこの回路４０に指令するる。
干渉検出回路４５は、サンプルＳ（ｔ−Ｔ）が自
己相関関数の略々ピークにおいて抽出されるよう
に決定されるまで、ロランＣパルス当りの種々の
時間Ｔにおいて１ないし複数の干渉信号の補助サ
ンプルＳ（ｔ−Ｔ）を抽出することをサンプリン
グ回路４０に指令することにより、上述の自己相
関関数のピークを決定する。このような高い相関
を有するＳ（ｔ−Ｔ）サンプルは、後述するよう
にこのＳ（ｔ−Ｔ）サンプルの極性を反転し、あ
るいは反転することなく通過せしめる増幅回路７
０を経て２入力加算回路６０の正入力端子に供給
される。この加算回路６０の他方の負入力端子
は、サンプリング回路４０のＳ（ｔ）出力端子に
結合されている。このようにして、加算増幅回路
６０は、各PTRサンプルＳ（ｔ）を最大の相関を
示す干渉信号の対応の補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）
と結合させ、Ｓ（ｔ）サンプルの干渉信号成分を
大幅に相殺ないし減衰せしめる。干渉検出回路４
５は、Ｓ（ｔ−Ｔ）サンプルを適切に極性反転し
て加算増幅回路６０における干渉信号の相殺が行
われるように、増幅回路７０に結合される。
Ｓ（ｔ）サンプルとＳ（ｔ−Ｔ）サンプルとの結
合の結果得られた信号は加算増幅回路６０の出力
端子に発生され、位相ロツク・ループ回路８０の
入力端子に結合される。この位相ロツク・ループ
回路８０は、もはやほとんど干渉が除去されて加
算増幅回路６０の出力端子に発生されたＳ（ｔ）
信号に周波数及び位相ロツクされる。位相ロツ
ク・ループ回路８０の出力端子に発生されたほと
んど干渉が除去されたＳ（ｔ）信号は、正確な
PTR位置情報を提供する。このように干渉がと
んど除去されたＳ（ｔ）サンプル信号は、サンプ
リング回路４０のＳ（ｔ）CONTROL入力端子に
供給され、現在のPTR推定時点において入力ロ
ランＣ信号のサンプリング動作をサンプリング回
路４０に指令する。
合の結果得られた信号は加算増幅回路６０の出力
端子に発生され、位相ロツク・ループ回路８０の
入力端子に結合される。この位相ロツク・ループ
回路８０は、もはやほとんど干渉が除去されて加
算増幅回路６０の出力端子に発生されたＳ（ｔ）
信号に周波数及び位相ロツクされる。位相ロツ
ク・ループ回路８０の出力端子に発生されたほと
んど干渉が除去されたＳ（ｔ）信号は、正確な
PTR位置情報を提供する。このように干渉がと
んど除去されたＳ（ｔ）サンプル信号は、サンプ
リング回路４０のＳ（ｔ）CONTROL入力端子に
供給され、現在のPTR推定時点において入力ロ
ランＣ信号のサンプリング動作をサンプリング回
路４０に指令する。
説明を完全なものとするために、ここで、ロラ
ンＣ信号に対する干渉信号の周期を検出するため
の干渉検出回路４５として使用できる干渉検出回
路について説明する。既に説明したように、干渉
検出回路４５は、ロランＣパルス期間内の干渉信
号の自己相関関数の所定の基準点（PTR）に対
するピークにおいて時間軸上のサンプルがとられ
るように干渉信号のサンプリングを行うことによ
り、干渉信号の周期、従つて干渉信号の周波数を
検出する。
ンＣ信号に対する干渉信号の周期を検出するため
の干渉検出回路４５として使用できる干渉検出回
路について説明する。既に説明したように、干渉
検出回路４５は、ロランＣパルス期間内の干渉信
号の自己相関関数の所定の基準点（PTR）に対
するピークにおいて時間軸上のサンプルがとられ
るように干渉信号のサンプリングを行うことによ
り、干渉信号の周期、従つて干渉信号の周波数を
検出する。
更に詳細に説明すれば、干渉検出回路４５は、
第５示のように、例えばマイクロププロセツサか
ら成る電子処理装置（プロセツサ）５０を備えて
おり、このプロセツサは、サンプリング回路４０
から補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）及びPTR Ｓ（ｔ）
を受るデータ入力端子４５Ａ及び４５Ｂを備えて
いる。第１のモード（モード１）で動作する回路
１００は、ロランＣ信号の選択された基準点に対
する干渉信号の自己相関関数のピーク近傍で補助
サンプルが抽出されるるように、適切なＴを有す
る補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）を決定する。このモ
ード１回路１００は、プロセツサ５０に結合され
た乗算回路群１１０を備えている。この乗算回路
群１１０は、ロランＣ信号当り抽出される干渉信
号の補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）の数に等しい数の
乗算回路を備えている。この実施例においては、
各ロランＣ信号の基準点に先行して、等間隔に配
置された８個の点T1乃至T8において、８個のサ
ンプルの組が抽出される。本発明の他の実施例は
各ロランＣパルスの後にこのようなサンプルを抽
出するものであり、これらの規範はロランＣパル
ス区間外で１又は複数のサンプルを抽出すること
にある。従つて、乗算回路群１１０は２個の入力
端子を有する８個の乗算回路を備えている。乗算
回路群１１０の各乗算回路は、プロセツサ５０を
経てこの乗算回路群５０に供給されるＳ（ｔ−Ｔ）
サンプルのいずれか１つに対して動作する。例え
ば、乗算回路群１１０の第１の乗算回路はＳ（ｔ）
ロランＣ信号サンプル（第５図中便宜的にSZで表
示している）を補助サンプルＳ（ｔ−T1）で乗算
する。乗算回路群１１０の第２の乗算回路はＳ
（ｔ）をＳ（ｔ−Ｔ）サンプルで除算し、第３の乗
算回路以降についても以下同様である。
第５示のように、例えばマイクロププロセツサか
ら成る電子処理装置（プロセツサ）５０を備えて
おり、このプロセツサは、サンプリング回路４０
から補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）及びPTR Ｓ（ｔ）
を受るデータ入力端子４５Ａ及び４５Ｂを備えて
いる。第１のモード（モード１）で動作する回路
１００は、ロランＣ信号の選択された基準点に対
する干渉信号の自己相関関数のピーク近傍で補助
サンプルが抽出されるるように、適切なＴを有す
る補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）を決定する。このモ
ード１回路１００は、プロセツサ５０に結合され
た乗算回路群１１０を備えている。この乗算回路
群１１０は、ロランＣ信号当り抽出される干渉信
号の補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）の数に等しい数の
乗算回路を備えている。この実施例においては、
各ロランＣ信号の基準点に先行して、等間隔に配
置された８個の点T1乃至T8において、８個のサ
ンプルの組が抽出される。本発明の他の実施例は
各ロランＣパルスの後にこのようなサンプルを抽
出するものであり、これらの規範はロランＣパル
ス区間外で１又は複数のサンプルを抽出すること
にある。従つて、乗算回路群１１０は２個の入力
端子を有する８個の乗算回路を備えている。乗算
回路群１１０の各乗算回路は、プロセツサ５０を
経てこの乗算回路群５０に供給されるＳ（ｔ−Ｔ）
サンプルのいずれか１つに対して動作する。例え
ば、乗算回路群１１０の第１の乗算回路はＳ（ｔ）
ロランＣ信号サンプル（第５図中便宜的にSZで表
示している）を補助サンプルＳ（ｔ−T1）で乗算
する。乗算回路群１１０の第２の乗算回路はＳ
（ｔ）をＳ（ｔ−Ｔ）サンプルで除算し、第３の乗
算回路以降についても以下同様である。
乗算回路群１１０の各乗算回路の出力は、この
乗算回路と同数の積算回路（accumulator）を備
えている積算回路群１２０の各入力端子に結合さ
れる。積算回路群１２０の各積算回路は、この積
算回路群の入力端子に供給される乗算されたサン
プルの合計値を積算する。この積算回路群１２０
は、所定数ＬのロランＣ信号パルスが排出される
まで上記サンプルの積算を継続する。このＬに対
する典型的な値はＬ＝120である。次にこの積算
回路群１２０は、（便宜上プロセツサ５０によつ
て）ゼロに設定され、上記積算が再び初期設定さ
れる。積算回路群１２０は、プロセツサ５０から
制御信号線１２１を介して制御信号を受けること
により、Ｌ個のロランＣパルスごとに、ゼロに再
設定される。積算回路群１２０の各積算回路の出
力は、各積算サンプル値が同じ正極性を有するよ
うに絶対値回路群１３０のそれぞれの絶対値回路
の入力端子に結合する。従つて積算サンプル値の
極性は同一である。この絶対値回路群１３０は、
１個のロランＣパルス当り抽出される補助サンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）の個数（この実施例では８個）と
同数の絶対値回路を備えている。この絶対値回路
群１３０の８個の出力は、それぞれ異なる自己関
関数値を与える。即ち、絶対値回路群１３０の第
１の絶対値回路（特には図示せず）は、ロランＣ
信号の基準点におけるサンプルＳ（ｔ）に対する
干渉信号サンプルＳ（ｔ−T1）の自己相関関数値
を与える。絶対値回路群１３０の第２の絶対値回
路はその出力端子にＳ（ｔ−T2）サンプルの自己
相関関数値を出力し、以下、Ｓ（ｔ−T8）サンプ
ルの自己相関関数値を出力端子に出力する第８番
目の絶対値回路に至るまで同様である。このよう
にして複数個の自己相関関数が絶対値回路群１３
０の出力端子に出力される。ハード・リミタ１３
５が積算回路群１２０の出力端子群に結合されて
いる。このリミタ１３５の出力は電子プロセツサ
５０に結合され、積算回路群１２０で積算された
各積算値の極性情報がプロセツサ５０に供給され
る。従つて、積算回路群１２０で検出された各自
己相関関数値の極性がプロセツサ５０に通知され
る。
乗算回路と同数の積算回路（accumulator）を備
えている積算回路群１２０の各入力端子に結合さ
れる。積算回路群１２０の各積算回路は、この積
算回路群の入力端子に供給される乗算されたサン
プルの合計値を積算する。この積算回路群１２０
は、所定数ＬのロランＣ信号パルスが排出される
まで上記サンプルの積算を継続する。このＬに対
する典型的な値はＬ＝120である。次にこの積算
回路群１２０は、（便宜上プロセツサ５０によつ
て）ゼロに設定され、上記積算が再び初期設定さ
れる。積算回路群１２０は、プロセツサ５０から
制御信号線１２１を介して制御信号を受けること
により、Ｌ個のロランＣパルスごとに、ゼロに再
設定される。積算回路群１２０の各積算回路の出
力は、各積算サンプル値が同じ正極性を有するよ
うに絶対値回路群１３０のそれぞれの絶対値回路
の入力端子に結合する。従つて積算サンプル値の
極性は同一である。この絶対値回路群１３０は、
１個のロランＣパルス当り抽出される補助サンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）の個数（この実施例では８個）と
同数の絶対値回路を備えている。この絶対値回路
群１３０の８個の出力は、それぞれ異なる自己関
関数値を与える。即ち、絶対値回路群１３０の第
１の絶対値回路（特には図示せず）は、ロランＣ
信号の基準点におけるサンプルＳ（ｔ）に対する
干渉信号サンプルＳ（ｔ−T1）の自己相関関数値
を与える。絶対値回路群１３０の第２の絶対値回
路はその出力端子にＳ（ｔ−T2）サンプルの自己
相関関数値を出力し、以下、Ｓ（ｔ−T8）サンプ
ルの自己相関関数値を出力端子に出力する第８番
目の絶対値回路に至るまで同様である。このよう
にして複数個の自己相関関数が絶対値回路群１３
０の出力端子に出力される。ハード・リミタ１３
５が積算回路群１２０の出力端子群に結合されて
いる。このリミタ１３５の出力は電子プロセツサ
５０に結合され、積算回路群１２０で積算された
各積算値の極性情報がプロセツサ５０に供給され
る。従つて、積算回路群１２０で検出された各自
己相関関数値の極性がプロセツサ５０に通知され
る。
最大の自己相関関数値を与えるＳ（ｔ−Ｔ）サ
ンプルは、自己相関関数のピークに現在最も近接
しているサンプルである。従つて、このようなＳ
（ｔ−Ｔ）サンプルは、８個のサンプルの組のう
ち周期及び周波数において干渉信号に最も近接し
たサンプルである。このような自己相関関数の最
大値を与えるために、絶対値回路群１３０の出力
が最大値選択回路１４０の各入力端子に結合され
る。１４０等の最大値選択回路は当業者に周知で
ある。このようにして、最大の自己相関関数値が
選択回路１４０で決定され、比較回路１５０の入
力端子に供給される。比較的小振幅の干渉信号が
存在する場合は、８個の自己相関関数値はこれに
対応して比較的小さな値であり、最大の自己相関
関数値も小さな値である。これに対して、相当大
振幅の干渉波が存在する場合には、選択された自
己相関関数の最大値は相当大きな値となろう。所
定の閾値電圧THが比較回路１５０に供給されて
おり、選択された最大の自己相関関数がこのTH
を越える場合には、相当大振幅の干渉信号が受信
されたものとみなされる。比較回路１５０の出力
は電子プロセツサ５０に結合され、閾値THより
も大きな値の自己相関関数が発生したときに、こ
の自己相関関数値及び対応のＴがプロセツサ５０
内に適切に格納される。このプロセツサ５０のＴ
CONTROL出力端子は、サンプリング回路４
０に結され、サンプリング回路４０に関し前述し
たように、サンプリング時刻T1乃至T8を調整す
る。
ンプルは、自己相関関数のピークに現在最も近接
しているサンプルである。従つて、このようなＳ
（ｔ−Ｔ）サンプルは、８個のサンプルの組のう
ち周期及び周波数において干渉信号に最も近接し
たサンプルである。このような自己相関関数の最
大値を与えるために、絶対値回路群１３０の出力
が最大値選択回路１４０の各入力端子に結合され
る。１４０等の最大値選択回路は当業者に周知で
ある。このようにして、最大の自己相関関数値が
選択回路１４０で決定され、比較回路１５０の入
力端子に供給される。比較的小振幅の干渉信号が
存在する場合は、８個の自己相関関数値はこれに
対応して比較的小さな値であり、最大の自己相関
関数値も小さな値である。これに対して、相当大
振幅の干渉波が存在する場合には、選択された自
己相関関数の最大値は相当大きな値となろう。所
定の閾値電圧THが比較回路１５０に供給されて
おり、選択された最大の自己相関関数がこのTH
を越える場合には、相当大振幅の干渉信号が受信
されたものとみなされる。比較回路１５０の出力
は電子プロセツサ５０に結合され、閾値THより
も大きな値の自己相関関数が発生したときに、こ
の自己相関関数値及び対応のＴがプロセツサ５０
内に適切に格納される。このプロセツサ５０のＴ
CONTROL出力端子は、サンプリング回路４
０に結され、サンプリング回路４０に関し前述し
たように、サンプリング時刻T1乃至T8を調整す
る。
自己相関関数値が閾値THを越えるると、干渉
検出回路４５は内蔵のモード２回路２００によつ
てモード２の動作状態となる。このモード２回路
は電子プロセツサ５０に結合されている。ここで
第６図Ａを参照すれば、ロランＣ信号のPTRに
対するる干渉信号の自己相関関数のグラフが示さ
れている。自己相関関数のピーク近傍のS0ストロ
ーブ位置にR0が示されている。このR0は、モー
ド１回路１００で決定された最大の自己相関関数
値である。図示のように、この自己相関関数値
R0の両側には自己相関関数値R-1及びR1が配置さ
れている。S0は、Ｓ（ｔ−T2）乃至Ｓ（ｔ−T7）
の組のうち最大の自己相関関数値R0に対応する
サンプルとして定義される。このサンプルS0の直
前及び直後S-及びS+サンプルは、それぞれ第６
図Ａに示すように、自己相関関数値R-1及びR1を
生ずる。自己相関関数値R0は最大値ではあるが、
このR0は要求されている自己相関関数のピーク
に正確に一致していないことに留意されたい。モ
ード２回路は、自己相関関数値R0（即ちS0サンプ
ル）が自己相関関数波形のピークで生ずるように
なるまで、補助サンプルの組Ｓ（ｔ−Ｔ）のサン
プル時刻を移動させる。この所望の結果は、第６
図Ｂに図示されたように、S-及びS+サンプル対
応の自己相関関数値が等しいとき、即ち両者の差
がゼロのときに達成される。モード２回路２００
は、S-及びS+対応の自己相関関数値相互の差が
ゼロになり、従つてS0サンプル及び対応の自己相
関関数値R0が自己相関関数波形のピークで生ず
るように動作する。
検出回路４５は内蔵のモード２回路２００によつ
てモード２の動作状態となる。このモード２回路
は電子プロセツサ５０に結合されている。ここで
第６図Ａを参照すれば、ロランＣ信号のPTRに
対するる干渉信号の自己相関関数のグラフが示さ
れている。自己相関関数のピーク近傍のS0ストロ
ーブ位置にR0が示されている。このR0は、モー
ド１回路１００で決定された最大の自己相関関数
値である。図示のように、この自己相関関数値
R0の両側には自己相関関数値R-1及びR1が配置さ
れている。S0は、Ｓ（ｔ−T2）乃至Ｓ（ｔ−T7）
の組のうち最大の自己相関関数値R0に対応する
サンプルとして定義される。このサンプルS0の直
前及び直後S-及びS+サンプルは、それぞれ第６
図Ａに示すように、自己相関関数値R-1及びR1を
生ずる。自己相関関数値R0は最大値ではあるが、
このR0は要求されている自己相関関数のピーク
に正確に一致していないことに留意されたい。モ
ード２回路は、自己相関関数値R0（即ちS0サンプ
ル）が自己相関関数波形のピークで生ずるように
なるまで、補助サンプルの組Ｓ（ｔ−Ｔ）のサン
プル時刻を移動させる。この所望の結果は、第６
図Ｂに図示されたように、S-及びS+サンプル対
応の自己相関関数値が等しいとき、即ち両者の差
がゼロのときに達成される。モード２回路２００
は、S-及びS+対応の自己相関関数値相互の差が
ゼロになり、従つてS0サンプル及び対応の自己相
関関数値R0が自己相関関数波形のピークで生ず
るように動作する。
更に詳細には、第５図に図示されたように、モ
ード２００回路は乗算回路群２１０で表示された
第１、第２の回路を備えており、これらの回路群
は電子プロセツサ５０に結合されて、サンプルSZ
（従前はＳ（ｔ））、S-及びS+をその入力端子に受
ける。第１の乗算回路は現在のS-及びSZサンプ
ルを乗算し、この結果をその出力端子に出力す
る。第２の乗算回路はS+及びSZを乗算し、この
結果をその出力端子に出力す。この乗算回路群２
１０の出力は差分回路の入力端子に結合され、こ
の差分回路は乗積（S-）（SZ）から乗積（S+）
（SZ）を減算し、この減算結果その出力端子に出
力する。この差分回路２２０の出力は、乗算回路
２２５の入力端子に結合される。この乗算回路２
２５は、差分回路２２０の出力信号をプロセツサ
５０の指令に応じて＋１又は−１で乗算する。更
に詳細には、干渉信号の自己相関関数値の極性が
正である旨がハード・リミタ１３５によつてプロ
セツサ５０に示されると、プロセツサ５０は、差
分回路２２０の出力信号を＋１で乗算するよう乗
算回路２２５に指令する。干渉信号の自己相関関
数値の極性が負あることがハード・リミタ１３５
で示された場合には、プロセツサ５０は、差分回
路２２０の信号を−１で乗算するよう乗算回路２
２５に指令する。このようにして、２つの乗算
（S-）（SZ）及び（S+）（SZ）間の差分信号は、こ
のような乗積を発生する自己相関関数値の極性に
応じて適正な符号が与えられる。
ード２００回路は乗算回路群２１０で表示された
第１、第２の回路を備えており、これらの回路群
は電子プロセツサ５０に結合されて、サンプルSZ
（従前はＳ（ｔ））、S-及びS+をその入力端子に受
ける。第１の乗算回路は現在のS-及びSZサンプ
ルを乗算し、この結果をその出力端子に出力す
る。第２の乗算回路はS+及びSZを乗算し、この
結果をその出力端子に出力す。この乗算回路群２
１０の出力は差分回路の入力端子に結合され、こ
の差分回路は乗積（S-）（SZ）から乗積（S+）
（SZ）を減算し、この減算結果その出力端子に出
力する。この差分回路２２０の出力は、乗算回路
２２５の入力端子に結合される。この乗算回路２
２５は、差分回路２２０の出力信号をプロセツサ
５０の指令に応じて＋１又は−１で乗算する。更
に詳細には、干渉信号の自己相関関数値の極性が
正である旨がハード・リミタ１３５によつてプロ
セツサ５０に示されると、プロセツサ５０は、差
分回路２２０の出力信号を＋１で乗算するよう乗
算回路２２５に指令する。干渉信号の自己相関関
数値の極性が負あることがハード・リミタ１３５
で示された場合には、プロセツサ５０は、差分回
路２２０の信号を−１で乗算するよう乗算回路２
２５に指令する。このようにして、２つの乗算
（S-）（SZ）及び（S+）（SZ）間の差分信号は、こ
のような乗積を発生する自己相関関数値の極性に
応じて適正な符号が与えられる。
まず、差分回路２２０の出力端子に結合された
積算回路２３０中に乗積の差分がロランＣパルス
のＫの数に対応して積算される。この積算回路２
３０の積算出力は、S0ストローブのタイミングに
おける誤差量を示している。この積算された乗積
の差分の全量は、デイジタル切替可能帯域通過
波回路２４０に供給される。この切替可能な帯域
通過波回路２４０は、このモード２回路２００
で演算処理される最初のＫパルス群について、積
算回路２３０から供給された乗積の差分の積算値
に比較的広帯域の波処理を施す。Ｋの初期値は
典型的には２４である。各ＫロランＣパルス群の
のち、積算回路２３０は、第６図示のようにこれ
に接続された積算回路制御信号線２３１を介して
プロセツサ５０からの信号を受けてゼロにリセツ
トされる。ＫロランＣパルス群の最初のＪ群（Ｊ
は個数であり、典型的には３６である）がモード
２回路２００で演算される間は、デイジタル切替
可能帯域通過波回路２４０は上述した比較的広
帯域の波特性を保持する。しかしながら、モー
ド回路２回路２００がＫロランＣパルスの最初の
Ｊ群を演算処理したのち、積算回路２３０がゼロ
にリセツトされ、２４よりも相当大きな、例えば
７２０のＫの値のロランＣパルス群に対する積算
が再び初期設定される。モード２回路２００がこ
の第２の大きなＫ値のロランＣパルス群を演算処
理する間は、デイジタル切替可能帯域通過波路
２４０は切替えられて、Ｋパルス群の最初のＪ群
に対するものよりも狭い帯域波特性を呈する。
上述のパラメータの変更は、積算回路２３０及び
波回路２４０にそれぞれ制御信号線２３１及び
２４１を介してプロセツサ５０から適宜な制御信
号を送出することにより達成されるる。切替可能
帯域通過波回路２４０の出力信号は、S0サンプ
リング・ストローブが自己相関関数のピークから
時間的にどの程度離間しているかを示す誤差信号
である。このような誤差信号が存在する波回路
２４０の出力は、電子プロセツサ５０を経てサン
プリング回路４０に結合され、S1乃至S8のサンプ
ルの組の中から選択されたS0サンプルが干渉信号
の自己相関関数のピークで生ずるようになるま
で、サンプリング回路４０のサンプリング時点を
制御、調整する。このように、モード２回路２０
０、プロセツサ５０及びサンプリング回路４０は
一体となつて制御ループを形成し、S0サンプリン
グ・ストローブの時点を最適化する。積算回路２
３０に対して２４という初期パラメータＫが選択
され、かつこれに対応して波回路２４０は比較
的広い帯域を有し、その結果この状態においては
比較的高速のアタツクないしライズ・ライムでS0
サンプルが自己相関関数のピーク近傍の時点に位
置せしめられる。一方、積算回路２３０に対して
７２０という次のパラメータＫが選択され、かつ
これに対応して波回路２４０は比較的狭い帯域
を有し、その結果この状態においては高精度の誤
差信号がプロセツサ５０及び関連のサンプリング
回路４０に供給され、S0サンプルの最適タイミン
グが達成される。干渉信号の自己相関関数のピー
クに対するS0サンプルの追尾精度が高まるにつれ
て、波回路２４０のの出力端子の誤差信号は漸
次減少し、最終的には最大精度が達成されるとゼ
ロになる。
積算回路２３０中に乗積の差分がロランＣパルス
のＫの数に対応して積算される。この積算回路２
３０の積算出力は、S0ストローブのタイミングに
おける誤差量を示している。この積算された乗積
の差分の全量は、デイジタル切替可能帯域通過
波回路２４０に供給される。この切替可能な帯域
通過波回路２４０は、このモード２回路２００
で演算処理される最初のＫパルス群について、積
算回路２３０から供給された乗積の差分の積算値
に比較的広帯域の波処理を施す。Ｋの初期値は
典型的には２４である。各ＫロランＣパルス群の
のち、積算回路２３０は、第６図示のようにこれ
に接続された積算回路制御信号線２３１を介して
プロセツサ５０からの信号を受けてゼロにリセツ
トされる。ＫロランＣパルス群の最初のＪ群（Ｊ
は個数であり、典型的には３６である）がモード
２回路２００で演算される間は、デイジタル切替
可能帯域通過波回路２４０は上述した比較的広
帯域の波特性を保持する。しかしながら、モー
ド回路２回路２００がＫロランＣパルスの最初の
Ｊ群を演算処理したのち、積算回路２３０がゼロ
にリセツトされ、２４よりも相当大きな、例えば
７２０のＫの値のロランＣパルス群に対する積算
が再び初期設定される。モード２回路２００がこ
の第２の大きなＫ値のロランＣパルス群を演算処
理する間は、デイジタル切替可能帯域通過波路
２４０は切替えられて、Ｋパルス群の最初のＪ群
に対するものよりも狭い帯域波特性を呈する。
上述のパラメータの変更は、積算回路２３０及び
波回路２４０にそれぞれ制御信号線２３１及び
２４１を介してプロセツサ５０から適宜な制御信
号を送出することにより達成されるる。切替可能
帯域通過波回路２４０の出力信号は、S0サンプ
リング・ストローブが自己相関関数のピークから
時間的にどの程度離間しているかを示す誤差信号
である。このような誤差信号が存在する波回路
２４０の出力は、電子プロセツサ５０を経てサン
プリング回路４０に結合され、S1乃至S8のサンプ
ルの組の中から選択されたS0サンプルが干渉信号
の自己相関関数のピークで生ずるようになるま
で、サンプリング回路４０のサンプリング時点を
制御、調整する。このように、モード２回路２０
０、プロセツサ５０及びサンプリング回路４０は
一体となつて制御ループを形成し、S0サンプリン
グ・ストローブの時点を最適化する。積算回路２
３０に対して２４という初期パラメータＫが選択
され、かつこれに対応して波回路２４０は比較
的広い帯域を有し、その結果この状態においては
比較的高速のアタツクないしライズ・ライムでS0
サンプルが自己相関関数のピーク近傍の時点に位
置せしめられる。一方、積算回路２３０に対して
７２０という次のパラメータＫが選択され、かつ
これに対応して波回路２４０は比較的狭い帯域
を有し、その結果この状態においては高精度の誤
差信号がプロセツサ５０及び関連のサンプリング
回路４０に供給され、S0サンプルの最適タイミン
グが達成される。干渉信号の自己相関関数のピー
クに対するS0サンプルの追尾精度が高まるにつれ
て、波回路２４０のの出力端子の誤差信号は漸
次減少し、最終的には最大精度が達成されるとゼ
ロになる。
モード２Ａ回路３００が電子プロセツサ５０に
結合され、S0サンプルを干渉信号の自己相関関数
のピーク対応時点に可能な限り接近せしめるよう
な極めて高精度の同調を行う。より詳細には、こ
のモード２Ａ回路３００は電子プロセツサ５０に
結合された乗算回路３１０を備え、この乗算回路
はモード１及びモード２回路１００及び２００な
らびに関連回路で決定された現在のS0サンプル及
びSZサンプルを連続的に受信する。乗算回路３１
０は、ロランＣパルス群の対応のSZサンプルに対
するS0サンプルの自己相関関数値の決定に必要な
第１ステツプを遂行する。さらに詳細には、乗算
回路３１０は、各ロランＣパルス群について各S0
サンプルを対応のSZサンプルで乗算することによ
つてこれを達成する。このようにして作成された
各乗算（S0）（SZ）は積算回路３２０の入力端子
に供給され、この回路は（S0）（SZ）積をロラン
Ｃパルス群の個数Ｍ、例えばＭは７２０、にわた
つて積算する。各（S0）（SZ）積の最大値は±１
であるから、積算回路３２０の出力端子に出力さ
れる最大値は＋720又は選択されたＭの値の正も
しくは負の値となる点に留意されたい。
結合され、S0サンプルを干渉信号の自己相関関数
のピーク対応時点に可能な限り接近せしめるよう
な極めて高精度の同調を行う。より詳細には、こ
のモード２Ａ回路３００は電子プロセツサ５０に
結合された乗算回路３１０を備え、この乗算回路
はモード１及びモード２回路１００及び２００な
らびに関連回路で決定された現在のS0サンプル及
びSZサンプルを連続的に受信する。乗算回路３１
０は、ロランＣパルス群の対応のSZサンプルに対
するS0サンプルの自己相関関数値の決定に必要な
第１ステツプを遂行する。さらに詳細には、乗算
回路３１０は、各ロランＣパルス群について各S0
サンプルを対応のSZサンプルで乗算することによ
つてこれを達成する。このようにして作成された
各乗算（S0）（SZ）は積算回路３２０の入力端子
に供給され、この回路は（S0）（SZ）積をロラン
Ｃパルス群の個数Ｍ、例えばＭは７２０、にわた
つて積算する。各（S0）（SZ）積の最大値は±１
であるから、積算回路３２０の出力端子に出力さ
れる最大値は＋720又は選択されたＭの値の正も
しくは負の値となる点に留意されたい。
積算回路３２０の出力は、絶対値回路３３０の
入力端子に結合されて正極性が保証れたのち所定
の閾値と比較されるが、これについては以下説明
する。絶対値回路３３０の出力は、比較回路３４
０の入力端子に結合される。この比較回路３４０
は、積算された（S0）（SZ）積の合計値を積算回
路３２０に対して選択されたＭ値近傍の所定の閾
値と比較する。例えば、Ｍが７２０であれば、比
較回路３４０に関する閾値レベルは７１５であ
る。積算回路３２０からの全積算値がこの閾値、
この場合には７１５、を越えるとS0サンプルとSZ
サンプル間の高い相関が示される。この状態では
比較回路３４０が出力信号を発生し、この出力信
号は第６図示のように比較回路２４０とデイジタ
ル切替可能帯域通過波回路２４０のデセーブル
端子間の接続を介してこの波回路２４０をデセ
ーブルする。本発明の方法の説明において既に述
べたように、上述したデイジタル切替可能帯域通
過漆波回路のデセーブル動作は、高精度で時間
決めされたS0サンプルが自己相関関数のピークに
おける所望の精度の時間位置にゆらぐことなく保
持されることを好適には許容する。このようにし
て、S0サンプリング・ストローブの極めて高精度
の同調が達成される。従つてS0ストローブ及び
PTRにおけるSZストローブ間の時間は、干渉信
号の周期及び周波数の両者を高精度で表示する。
入力端子に結合されて正極性が保証れたのち所定
の閾値と比較されるが、これについては以下説明
する。絶対値回路３３０の出力は、比較回路３４
０の入力端子に結合される。この比較回路３４０
は、積算された（S0）（SZ）積の合計値を積算回
路３２０に対して選択されたＭ値近傍の所定の閾
値と比較する。例えば、Ｍが７２０であれば、比
較回路３４０に関する閾値レベルは７１５であ
る。積算回路３２０からの全積算値がこの閾値、
この場合には７１５、を越えるとS0サンプルとSZ
サンプル間の高い相関が示される。この状態では
比較回路３４０が出力信号を発生し、この出力信
号は第６図示のように比較回路２４０とデイジタ
ル切替可能帯域通過波回路２４０のデセーブル
端子間の接続を介してこの波回路２４０をデセ
ーブルする。本発明の方法の説明において既に述
べたように、上述したデイジタル切替可能帯域通
過漆波回路のデセーブル動作は、高精度で時間
決めされたS0サンプルが自己相関関数のピークに
おける所望の精度の時間位置にゆらぐことなく保
持されることを好適には許容する。このようにし
て、S0サンプリング・ストローブの極めて高精度
の同調が達成される。従つてS0ストローブ及び
PTRにおけるSZストローブ間の時間は、干渉信
号の周期及び周波数の両者を高精度で表示する。
絶対値回路３３０の出力は比較回路３５０の入
力端子にも結合されており、干渉信号が消滅した
かあるいは干渉信号の周波数検出及び減衰が不要
である程度の低閾値レベルまで減少したか否かが
検出される。比較回路３５０の入力端子に供給さ
れ得る（S0）（SZ）積の最大積算値がＭ（ここでは
７２０）、即ち積算回路３２０がゼロに再設定さ
れるまでに動作するロランＣパルスの個数に等し
い点に再び留意されたい。（S0）（SZ）積の全積算
値がＭよりも相当小さければ、干渉信号が停止し
たかあるいは無視できるような低レベルに減少し
たかのいずれかである。７２０というＭの値に対
しては、比較回路３５０の閾値レベルは便宜的に
２８８に設定される。比較回路３５０の動作によ
り、乗算の全積算値が２８８以下であれば電子プ
ロセサ５が本発明装置をモード１状態に復帰さ
せ、従つて干渉信号の探索が再び初期設定され
る。（比較回路３５０の出力は第６図示のように
電子プロセツサ５０に結合されている。） このようにして、干渉検出回路４５は、モード
１回路１００、モード２回路２００及びモード２
Ａ回路３００の動作を通じて、サンプリング回路
４０のＴ CONTROL入力端子に制御信号を供
給し、この制御信号は、ロランＣパルスの選択さ
れたパルス・タイミング基準点に対する干渉信号
の自己相関関数のピーク対応時点においてS0補助
サンプルを抽出することを回路４０に指令する。
このようにして作成された各S0サンプルは対応の
Ｓ（ｔ）（即ちSZ）と共に加算回路６０に供給さ
れ、このようなＳ（ｔ）PTRサンプルから干渉信
号が大幅に除去される。このように干渉信号の存
在下にも拘らずPTRの正確な追尾が可能になる。
第５図においてはモード１回路１００、モード２
回路２００及びモード２Ａ回路３００、回路６
０，７０及び８０がプロセツサ５０の外部に存在
することが例示されているが、本発明の他の実施
例においては、上記各回路は適宜プロセツサ５０
内に組込まれていてもよい。第７図は、このよう
な回路が組込まれたときのプロセツサ５０の動作
のフローチヤートである。
力端子にも結合されており、干渉信号が消滅した
かあるいは干渉信号の周波数検出及び減衰が不要
である程度の低閾値レベルまで減少したか否かが
検出される。比較回路３５０の入力端子に供給さ
れ得る（S0）（SZ）積の最大積算値がＭ（ここでは
７２０）、即ち積算回路３２０がゼロに再設定さ
れるまでに動作するロランＣパルスの個数に等し
い点に再び留意されたい。（S0）（SZ）積の全積算
値がＭよりも相当小さければ、干渉信号が停止し
たかあるいは無視できるような低レベルに減少し
たかのいずれかである。７２０というＭの値に対
しては、比較回路３５０の閾値レベルは便宜的に
２８８に設定される。比較回路３５０の動作によ
り、乗算の全積算値が２８８以下であれば電子プ
ロセサ５が本発明装置をモード１状態に復帰さ
せ、従つて干渉信号の探索が再び初期設定され
る。（比較回路３５０の出力は第６図示のように
電子プロセツサ５０に結合されている。） このようにして、干渉検出回路４５は、モード
１回路１００、モード２回路２００及びモード２
Ａ回路３００の動作を通じて、サンプリング回路
４０のＴ CONTROL入力端子に制御信号を供
給し、この制御信号は、ロランＣパルスの選択さ
れたパルス・タイミング基準点に対する干渉信号
の自己相関関数のピーク対応時点においてS0補助
サンプルを抽出することを回路４０に指令する。
このようにして作成された各S0サンプルは対応の
Ｓ（ｔ）（即ちSZ）と共に加算回路６０に供給さ
れ、このようなＳ（ｔ）PTRサンプルから干渉信
号が大幅に除去される。このように干渉信号の存
在下にも拘らずPTRの正確な追尾が可能になる。
第５図においてはモード１回路１００、モード２
回路２００及びモード２Ａ回路３００、回路６
０，７０及び８０がプロセツサ５０の外部に存在
することが例示されているが、本発明の他の実施
例においては、上記各回路は適宜プロセツサ５０
内に組込まれていてもよい。第７図は、このよう
な回路が組込まれたときのプロセツサ５０の動作
のフローチヤートである。
第７図Ａは、干渉信号検出回路４５のモード１
部分のフローチヤートである。図示のように、モ
ード１はステツプ４１０において初期設定され
る。ステツプ４２０において、サンプリング回路
４０が最初の８個のサンプルS1−S8を抽出する時
間が定められ、またモード１パメータＬが１２０
に設定される。ステツプ４３０及び４４０はＳ
（ｔ−Ti）・Ｓ（ｔ）積の積算を行うが、このよう
に積算された乗算はACCUM1積と表示されてい
る。第６図示の実施例においては、このような乗
算は乗算回路１１０で発生され、積算回路群１２
０で積算される。再び第７図Ａを参照すれば、ス
テツプ４５０がそのような積算乗積の絶対値を決
定し、そのような乗積の極性を決定する。これら
の処理はそれぞれ絶対値回路群１３０及びハー
ド・リミタ１３５で行われる。この各積算乗積Ｓ
（ｔ−Ti）・Ｓ（ｔ）の最大値がステツプ４６０で
決定されるが、このような最大値が決定されたの
ちはＲと表示される。これは、最大値選択回路１
４０による自己相関関数の最大値選択に対応す
る。ステツプ４７０は、比較回路１５０の動作と
類似の方法により、上記Ｒが所定の閾値レベル
THを越えたか否かを検出する。ＲがTHを越え
ておれば、干渉信号が検出されたことになり、モ
ード２に変改される。ＲがTHを越えなければ、
ステツプ４１０に戻ることによりモード１が継続
される。
部分のフローチヤートである。図示のように、モ
ード１はステツプ４１０において初期設定され
る。ステツプ４２０において、サンプリング回路
４０が最初の８個のサンプルS1−S8を抽出する時
間が定められ、またモード１パメータＬが１２０
に設定される。ステツプ４３０及び４４０はＳ
（ｔ−Ti）・Ｓ（ｔ）積の積算を行うが、このよう
に積算された乗算はACCUM1積と表示されてい
る。第６図示の実施例においては、このような乗
算は乗算回路１１０で発生され、積算回路群１２
０で積算される。再び第７図Ａを参照すれば、ス
テツプ４５０がそのような積算乗積の絶対値を決
定し、そのような乗積の極性を決定する。これら
の処理はそれぞれ絶対値回路群１３０及びハー
ド・リミタ１３５で行われる。この各積算乗積Ｓ
（ｔ−Ti）・Ｓ（ｔ）の最大値がステツプ４６０で
決定されるが、このような最大値が決定されたの
ちはＲと表示される。これは、最大値選択回路１
４０による自己相関関数の最大値選択に対応す
る。ステツプ４７０は、比較回路１５０の動作と
類似の方法により、上記Ｒが所定の閾値レベル
THを越えたか否かを検出する。ＲがTHを越え
ておれば、干渉信号が検出されたことになり、モ
ード２に変改される。ＲがTHを越えなければ、
ステツプ４１０に戻ることによりモード１が継続
される。
第７Ｂ図は、干渉検出回路４５のモード２部分
のフローチヤートである。このモード２はステツ
プ５１０で初期設定される。ステツプ５２０にお
いて、既に説明したパラメータＪ及びＫがそれぞ
れ３６及び２４に初期設定される。またステツプ
５２０において、デイジタル切替可能帯域通過
波回路に適宜なパラメータが供給され、広帯域特
性に切替えられる。ステツプ５３０において
ACC１がゼロに設定される。これは第６図中の
積算回路２３０をゼロに設定することに対応す
る。ステツプ５３０はサブルーチン
CALCULATH ERROR（ステツプ６１０）に進
み、干渉信号の自己相関関数のピークに最も近接
したサンプリング・ストローブにおける誤差量が
検出される。第７図Ｃのステツプ６２０に示され
るように、ACC1＝ACC１＋SIGNI＊（SI-1＊SZ
−SI+1＊SZ）である。この表式は、前述のモード
２回路、特にその乗算回路２１０、差分回路２２
０、乗算回路２２５、積算回路２３０及び波回
路２４０の動作を参照すれば明らかであろう。
SI-1及びSI+1はそれぞれS-サンプル及びS+サンプ
ルと定義される。SZは現在のPTR推定値である。
SIGNIはハード・リミタ１３５で供給されるよう
な極性情報である。上述の表示ACCIは、ステツ
プ６３０における指定によつて現在選択されてい
るデイジタル切替可能帯域通過波回路のパラメ
ータのもとで、ステツプ６２０においてＫ＝１か
らＫまで積算された誤差信号を供給する。この誤
差信号は、S0ストローブが干渉信号の自己相関関
数のピークから時間的にどの程度離間しているか
の表示を含んでいる。ステツプ６４０はリターン
を実行し、モード２中のステツプ５３０の最後に
リターンさせる。ステツプ５４０において、モー
ド２ＡのパメータＫ及びＭの両者が設定される。
ステツプ５３０において、デイジタル切替可能帯
域通過波回路２４０に適切なパメータが供給さ
れる。
のフローチヤートである。このモード２はステツ
プ５１０で初期設定される。ステツプ５２０にお
いて、既に説明したパラメータＪ及びＫがそれぞ
れ３６及び２４に初期設定される。またステツプ
５２０において、デイジタル切替可能帯域通過
波回路に適宜なパラメータが供給され、広帯域特
性に切替えられる。ステツプ５３０において
ACC１がゼロに設定される。これは第６図中の
積算回路２３０をゼロに設定することに対応す
る。ステツプ５３０はサブルーチン
CALCULATH ERROR（ステツプ６１０）に進
み、干渉信号の自己相関関数のピークに最も近接
したサンプリング・ストローブにおける誤差量が
検出される。第７図Ｃのステツプ６２０に示され
るように、ACC1＝ACC１＋SIGNI＊（SI-1＊SZ
−SI+1＊SZ）である。この表式は、前述のモード
２回路、特にその乗算回路２１０、差分回路２２
０、乗算回路２２５、積算回路２３０及び波回
路２４０の動作を参照すれば明らかであろう。
SI-1及びSI+1はそれぞれS-サンプル及びS+サンプ
ルと定義される。SZは現在のPTR推定値である。
SIGNIはハード・リミタ１３５で供給されるよう
な極性情報である。上述の表示ACCIは、ステツ
プ６３０における指定によつて現在選択されてい
るデイジタル切替可能帯域通過波回路のパラメ
ータのもとで、ステツプ６２０においてＫ＝１か
らＫまで積算された誤差信号を供給する。この誤
差信号は、S0ストローブが干渉信号の自己相関関
数のピークから時間的にどの程度離間しているか
の表示を含んでいる。ステツプ６４０はリターン
を実行し、モード２中のステツプ５３０の最後に
リターンさせる。ステツプ５４０において、モー
ド２ＡのパメータＫ及びＭの両者が設定される。
ステツプ５３０において、デイジタル切替可能帯
域通過波回路２４０に適切なパメータが供給さ
れる。
ステツプ８１０において、モード２Ａが開始さ
れる。ステツプ８２０において、ACC1及び
ACC3がゼロに設定される。このACC3はステツ
プ８３０においてｍ＝１からＭまで積算される際
にACC3＋（S0＊SZ）で表示される。第６図中の
装置においては、乗算回路３１０及び積算回路３
２０が上記結果を得るように動作する。ステツプ
８４０において、絶対値回路３３０の動作と類似
の方法によりACC3の絶対値が決定される。判定
ステツプ８５０は、ACC3が所定の閾値
THRESH２以下であるか否かを判定し、小さけ
れば、モード１が再び実行される。ACC3が上記
閾値より小さくなければ、次の判定ステツプ８６
０が実行され、ACC3が他の閾値THRESH１と
比較される。この比較は実際には比較回路３４０
及び３５０で実行される。ACC3がTHRESH１
より大きければ、ステツプ８７０によつて
ERRORがゼロと決定される。このような誤差無
しの場合には、８個のサンプリング・ストローブ
S1−S8のタイミングは適正であり、ステツプ８９
０におけるタイミング調整が不要である。一方、
ACC3がTHRESH１より大きければ、S1−S8タ
イミンング・ストローブ特にS0のタイミングに誤
差が存在する。この場合、上記誤差がステツプ８
８０によつてサブルーチンCALCULATE
ERROR計算される。
れる。ステツプ８２０において、ACC1及び
ACC3がゼロに設定される。このACC3はステツ
プ８３０においてｍ＝１からＭまで積算される際
にACC3＋（S0＊SZ）で表示される。第６図中の
装置においては、乗算回路３１０及び積算回路３
２０が上記結果を得るように動作する。ステツプ
８４０において、絶対値回路３３０の動作と類似
の方法によりACC3の絶対値が決定される。判定
ステツプ８５０は、ACC3が所定の閾値
THRESH２以下であるか否かを判定し、小さけ
れば、モード１が再び実行される。ACC3が上記
閾値より小さくなければ、次の判定ステツプ８６
０が実行され、ACC3が他の閾値THRESH１と
比較される。この比較は実際には比較回路３４０
及び３５０で実行される。ACC3がTHRESH１
より大きければ、ステツプ８７０によつて
ERRORがゼロと決定される。このような誤差無
しの場合には、８個のサンプリング・ストローブ
S1−S8のタイミングは適正であり、ステツプ８９
０におけるタイミング調整が不要である。一方、
ACC3がTHRESH１より大きければ、S1−S8タ
イミンング・ストローブ特にS0のタイミングに誤
差が存在する。この場合、上記誤差がステツプ８
８０によつてサブルーチンCALCULATE
ERROR計算される。
このサブルーチンにおいて誤差が計算される
と、この既知の誤差を用いて位置調整、即ちS0サ
ンプルが干渉信号の自己相関関数のピークにおい
て適正にタイミングされるように1−S8サンプル
のタイミングが調整される。
と、この既知の誤差を用いて位置調整、即ちS0サ
ンプルが干渉信号の自己相関関数のピークにおい
て適正にタイミングされるように1−S8サンプル
のタイミングが調整される。
干渉信号を減衰させるために、第７図Ｄ図示の
各ステツプが実行される。ステツプ９１０により
PTR追尾が継続される。モード１の干渉信号検
出回路が実行中であれば、干渉信号の減衰はまだ
要求されていない。この場合には上記観点に基
き、ステツプ９２０においてSIGNI（後述する）
がゼロに設定される。ステツプ９３０は、SZ＝SZ
−SIGNI＊S0の関係に従つて現在のSZPTRサン
プルから現在のS0サンプルを有効に減算すること
により、干渉信号の減衰を実行する。このSIGNI
の符号は干渉信号の減衰を保証するのに必要な＋
１又は−１に設定される。
各ステツプが実行される。ステツプ９１０により
PTR追尾が継続される。モード１の干渉信号検
出回路が実行中であれば、干渉信号の減衰はまだ
要求されていない。この場合には上記観点に基
き、ステツプ９２０においてSIGNI（後述する）
がゼロに設定される。ステツプ９３０は、SZ＝SZ
−SIGNI＊S0の関係に従つて現在のSZPTRサン
プルから現在のS0サンプルを有効に減算すること
により、干渉信号の減衰を実行する。このSIGNI
の符号は干渉信号の減衰を保証するのに必要な＋
１又は−１に設定される。
以上、ロランＣ信号の通過帯域内に出現する不
要無線周波信号を、ロランＣ信号パルスを歪ませ
ることなく、大幅に減衰させることができる装置
及び方法を詳細に説した。
要無線周波信号を、ロランＣ信号パルスを歪ませ
ることなく、大幅に減衰させることができる装置
及び方法を詳細に説した。
いくつかの好適実施例だけを例示したが、当業
者にとつて多くの修正、変更が可能である。従つ
て、本発明の範囲内に含まれるそのような修正、
変更をすべて網羅するように請求の範囲が記載さ
れていることに留意されたい。
者にとつて多くの修正、変更が可能である。従つ
て、本発明の範囲内に含まれるそのような修正、
変更をすべて網羅するように請求の範囲が記載さ
れていることに留意されたい。
第１図は、ロランＣの主局及び従局の異なる送
信時間帯の時間関係を図示するグラフ、第２図
は、狭帯域干渉信号で劣化した典型的なロランＣ
信号の例示、第３図は、第２図の干渉信号の自己
相関関数をロランＣ信号中の選択されたパルス追
尾基準点に対してプロツトした図、第４図は、本
発明の干渉信号減衰装置のブロツク図、第５図
は、第４図示の干渉信号減衰装置の更に詳細なブ
ロツク図、第６図Ａ及び第６図Ｂは、干渉信号の
自己相関関数のピークに位置するように干渉信号
のサンプリングを行うことを例示する図、第７図
Ａ、第７図Ｂ、第７図Ｃ、第７図Ｄは、本発明の
方法に従つて干渉信号を減衰させるのに用いる干
渉信号減衰方法のステツプのフローチヤートであ
る。 ３，４…干渉信号の自己相関関数、２０…無線
周波帯域通過波回路、３０…ハード・リミタ、
４０…サンプリング回路、４５…干渉検出回路、
５０…プロセツサ、６０…加算増幅回路、７０…
増幅回路、８０…位相ロツク・ループ回路、１０
０…モード１回路、１１０…乗算回路群、１２０
…積算回路群、１３０…絶対値回路群、１４０…
最大値選択回路、１５０…比較回路、２００…モ
ード２回路、２１０…乗算回路群、２２０…差分
回路、２３０…積算回路、２４０…デイジタル切
替可能帯域通過波回路、３００…モード２Ａ回
路、３１０…乗算回路、３２０…積算回路、３３
０…絶対値回路、３４０，３５０…比較回路。
信時間帯の時間関係を図示するグラフ、第２図
は、狭帯域干渉信号で劣化した典型的なロランＣ
信号の例示、第３図は、第２図の干渉信号の自己
相関関数をロランＣ信号中の選択されたパルス追
尾基準点に対してプロツトした図、第４図は、本
発明の干渉信号減衰装置のブロツク図、第５図
は、第４図示の干渉信号減衰装置の更に詳細なブ
ロツク図、第６図Ａ及び第６図Ｂは、干渉信号の
自己相関関数のピークに位置するように干渉信号
のサンプリングを行うことを例示する図、第７図
Ａ、第７図Ｂ、第７図Ｃ、第７図Ｄは、本発明の
方法に従つて干渉信号を減衰させるのに用いる干
渉信号減衰方法のステツプのフローチヤートであ
る。 ３，４…干渉信号の自己相関関数、２０…無線
周波帯域通過波回路、３０…ハード・リミタ、
４０…サンプリング回路、４５…干渉検出回路、
５０…プロセツサ、６０…加算増幅回路、７０…
増幅回路、８０…位相ロツク・ループ回路、１０
０…モード１回路、１１０…乗算回路群、１２０
…積算回路群、１３０…絶対値回路群、１４０…
最大値選択回路、１５０…比較回路、２００…モ
ード２回路、２１０…乗算回路群、２２０…差分
回路、２３０…積算回路、２４０…デイジタル切
替可能帯域通過波回路、３００…モード２Ａ回
路、３１０…乗算回路、３２０…積算回路、３３
０…絶対値回路、３４０，３５０…比較回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ロランＣ信号と干渉する不要信号を実質的に
減衰させる干渉信号減衰装置であつて、 ロランＣ信号と不要干渉信号とをふくむ信号を
受信する受信手段と、 前記受信手段に結合され、ロランＣ信号のパル
ス追尾基準点（PTR）において前記ロランＣ信
号のパルスをサンプリングし選択された時点にお
いて前記不要干渉信号をサンプリングするサンプ
リング手段と、 前記サンプリング手段に結合され、ロランＣ信
号のパルス追尾基準点（PTR）のサンプルに関
して不要干渉信号の自己相関関数のピーク値を決
定し前記選択された時点は前記ピーク値において
実質的に生ずる自己相関関数決定手段と、 前記サンプリング手段に結合され、前記不要干
渉信号を実質的に減衰させる前記ロランＣ信号の
対応するサンプルと前記不要干渉信号のサンプル
とを結合させる結合手段と、から構成され、 前記自己相関関数決定手段は、サンプリング回
路４０の出力端子からPTRサンプルＳ（ｔ）及び
補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）を受け、サンプルＳ（ｔ
−Ｔ）が自己相関関数の略々ピークにおいて抽出
されるように決定されるまでロランＣパルス当り
の種々の時間Ｔにおいて１ないし複数の干渉信号
のサンプルＳ（ｔ−Ｔ）を抽出することをサンプ
リング回路４０に指令し、ロランＣ信号に対する
干渉信号の周期を決定する干渉検出回路４５から
成り、 前記結合手段は、前記補助サンプルを増幅する
増幅回路７０と前記サンプルＳ（ｔ）と増幅回路
７０により増幅された補助サンプルＳ（ｔ−Ｔ）
の極性を反転し加算する２入力加算回路６０から
構成され、 かつ前記干渉検出回路は、前記サンプリング手
段及び前記増幅回路７０のタイミングを制御する
とともに、前記サンプルＳ（ｔ）及び補助サンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）を入力とすることで前記結合手段
と互いに接続された関係を有することを特徴とす
るロランＣ信号と干渉する不要信号を減衰させる
干渉信号減衰装置。 ２ 前記受信手段は、正の極性の不要信号とロラ
ンＣ信号を＋１の相対値を具備する信号に変換
し、かつ負の極性の不要信号とロランＣ信号を−
１の相対値を具備する信号に変換する、ハード・
リミタを含むことを特徴とする前記請求項１記載
の干渉信号減衰装置。 ３ 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含
む望ましいロランＣ信号と干渉する不要干渉信号
を減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) ロランＣ信号と該ロランＣ信号と干渉する不
要信号とを含む信号を受信する工程と、 (b) 複数のパルス追尾基準点（PTR）のサンプ
ルを形成するように実質的にそのパルスの
PTRにおいて前記ロランＣ信号をサンプリン
グする工程と、 (c) 複数の不要信号のサンプルのセツトを形成す
るべく、各々のロランＣパルスに隣接するが、
その期間中ではない時刻に各々のロランＣパル
スに対して前記不要信号をサンプリングする工
程と、 (d) PTRのサンプルに関して不要信号の自己相
関関数のピークが生ずる時刻を決定する工程
と、 (e) PTRのサンプルに関して不要信号の自己相
関関数のピークが生ずる前記時刻に最も近い前
記セツトの内のサンプルを選択する工程と、 (f) 工程(e)において選択された不要信号サンプル
を対応するPTRのサンプルとともに、不要信
号が実質的に減衰されるように組み合わせる工
程とを含むことを特徴とする干渉信号減衰方
法。 ４ 複数のロランＣ信号の無線周波数パルスを含
む望ましいロランＣ信号に関する不要な干渉信号
を減衰させる干渉信号減衰方法であつて、 (a) 前記不要信号と前記ロランＣ信号を含む信号
を受信する工程と、 (b) 複数のサンプルＳ（ｔ）を形成するべく、実
質的にそのパルスのパルス追尾基準点（PTR）
において前記ロランＣ信号をサンプリングする
工程と、 (c) 各々のロランＣパルスに対して複数のサンプ
ルＳ（ｔ−Ｔ）を形成するべく、各々の前記ロ
ランＣパルスの前に予め、複数のサンプリング
時間Ｔで前記干渉信号をサンプリングする工程
と、 (d) 対応するＳ（ｔ）サンプルに関して、前記Ｓ
（ｔ−Ｔ）サンプルの自己相関関数の値を決定
する工程と、 (e) Ｓ（ｔ）サンプルに関して、不要信号の自己
相関関数のピークにおいて選択されたＳ（ｔ−
Ｔ）サンプルが発生するまでサンプリング時間
Ｔを変化させる工程と、 (f) 不要干渉信号が実質的に減衰させるように、
対応するＳ（ｔ）サンプルへ、自己相関関数の
ピークにおいて発生するＳ（ｔ−Ｔ）サンプル
を結合させる工程とを含むことを特徴とする干
渉信号減衰方法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/222,459 US4416017A (en) | 1981-01-05 | 1981-01-05 | Apparatus and method for attenuating interfering signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57135376A JPS57135376A (en) | 1982-08-20 |
| JPH0320712B2 true JPH0320712B2 (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=22832301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56215963A Granted JPS57135376A (en) | 1981-01-05 | 1981-12-29 | Interference signal damping apparatus and method |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4416017A (ja) |
| JP (1) | JPS57135376A (ja) |
| CA (1) | CA1165841A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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