JP3463683B2 - レーダ装置 - Google Patents
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- JP3463683B2 JP3463683B2 JP2001512307A JP2001512307A JP3463683B2 JP 3463683 B2 JP3463683 B2 JP 3463683B2 JP 2001512307 A JP2001512307 A JP 2001512307A JP 2001512307 A JP2001512307 A JP 2001512307A JP 3463683 B2 JP3463683 B2 JP 3463683B2
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- G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
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- G—PHYSICS
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- G01S13/06—Systems determining position data of a target
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- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/345—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal using triangular modulation
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- G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
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- G01S13/931—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles
Landscapes
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、受信アンテナまたは送信アンテナを所定の
切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受信チャンネ
ルを実現する連続波方式のレーダ装置に関する。
切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受信チャンネ
ルを実現する連続波方式のレーダ装置に関する。
背景技術
従来より、受信アンテナおよび送信アンテナを高速に
切り換えることにより、等価的に多受信チャンネルを有
するように構成したホログラフィックレーダ装置が知ら
れている。例えば、特開昭６３−２５６８７９号公報に
は、１つの送信アンテナから電波を送信し、送信された
電波の反射波を複数の受信アンテナを順次切り換えなが
ら受信するレーダ装置が示されている。
切り換えることにより、等価的に多受信チャンネルを有
するように構成したホログラフィックレーダ装置が知ら
れている。例えば、特開昭６３−２５６８７９号公報に
は、１つの送信アンテナから電波を送信し、送信された
電波の反射波を複数の受信アンテナを順次切り換えなが
ら受信するレーダ装置が示されている。
このような構成により、受信機を１つとして、等価的
に多受信チャンネルを実現することができる。
に多受信チャンネルを実現することができる。
ここで、レーダ装置においては、送信波の受信部への
直接漏洩成分が必ず存在する。この漏洩成分は、アンテ
ナの切換を行わない場合受信信号を検波した際に直流成
分となるため、その除去は比較的容易である。しかし、
送信アンテナまたは受信アンテナの切り換えを行うと直
接漏洩成分（直流成分）がこの切り換えに応じて変調さ
れる。この変調を受けた成分は、その除去が容易でな
く、また通常受信信号よりも振幅が大きいため、受信信
号のＳ／Ｎ比を悪化させるという問題があった。
直接漏洩成分が必ず存在する。この漏洩成分は、アンテ
ナの切換を行わない場合受信信号を検波した際に直流成
分となるため、その除去は比較的容易である。しかし、
送信アンテナまたは受信アンテナの切り換えを行うと直
接漏洩成分（直流成分）がこの切り換えに応じて変調さ
れる。この変調を受けた成分は、その除去が容易でな
く、また通常受信信号よりも振幅が大きいため、受信信
号のＳ／Ｎ比を悪化させるという問題があった。
発明の開示
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、直接
漏洩成分による悪影響を効果的に防止できるレーダ装置
を提供することを目的とする。
漏洩成分による悪影響を効果的に防止できるレーダ装置
を提供することを目的とする。
本発明は、受信アンテナまたは送信アンテナを所定の
切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受信チャンネ
ルを実現する連続波方式のレーダ装置において、受信信
号の経路に前記切り換え周期に同期した特性を有するコ
ムフィルタを配置し、送信部から受信部へ漏洩する不要
信号を除去することを特徴とする。
切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受信チャンネ
ルを実現する連続波方式のレーダ装置において、受信信
号の経路に前記切り換え周期に同期した特性を有するコ
ムフィルタを配置し、送信部から受信部へ漏洩する不要
信号を除去することを特徴とする。
送信波の漏洩により送信部から受信部に漏洩する直流
成分がアンテナ切り換えに応じて変調されると、周波数
スペクトル上では切り換え周波数の整数倍に対応する位
置に漏洩成分が現れる。コムフィルタは指定した周波数
間隔毎に０（ヌル）を生じる周波数特性を有している。
このため、漏洩成分が生じる周波数と、０を生じる周波
数を合致させることで、漏洩成分を効果的に除去するこ
とができる。
成分がアンテナ切り換えに応じて変調されると、周波数
スペクトル上では切り換え周波数の整数倍に対応する位
置に漏洩成分が現れる。コムフィルタは指定した周波数
間隔毎に０（ヌル）を生じる周波数特性を有している。
このため、漏洩成分が生じる周波数と、０を生じる周波
数を合致させることで、漏洩成分を効果的に除去するこ
とができる。
また、前記連続波方式は、周波数変調方式であり、前
記コムフィルタは、減算型構造を有するコムフィルタで
あることが好適である。減算型構造のコムフィルタで
は、その通過振幅特性は、１−ｃｏｓ（ｋｆ）の形をし
ている。ここで、ｋは定数、ｆは周波数である。このた
め、ターゲットからの信号の周波数が、０（直流）に近
づく程、近似的にその振幅が周波数の２乗で減衰され
る。また、周波数変調方式の場合、ターゲットからの信
号の周波数は距離に比例するため、コムフィルタは距離
が近づくほどその振幅が距離の２乗で減衰されることに
なる。
記コムフィルタは、減算型構造を有するコムフィルタで
あることが好適である。減算型構造のコムフィルタで
は、その通過振幅特性は、１−ｃｏｓ（ｋｆ）の形をし
ている。ここで、ｋは定数、ｆは周波数である。このた
め、ターゲットからの信号の周波数が、０（直流）に近
づく程、近似的にその振幅が周波数の２乗で減衰され
る。また、周波数変調方式の場合、ターゲットからの信
号の周波数は距離に比例するため、コムフィルタは距離
が近づくほどその振幅が距離の２乗で減衰されることに
なる。
一方、コムフィルタがない場合のターゲットからの信
号の振幅は、レーダ方程式に従い距離の４乗に反比例す
る。そこで、コムフィルタを配置することによって、タ
ーゲットからの信号の振幅を距離の２乗に反比例するよ
うにでき、ダイナミックレンジを圧縮することができ、
広範囲のターゲットの検出が容易になる。
号の振幅は、レーダ方程式に従い距離の４乗に反比例す
る。そこで、コムフィルタを配置することによって、タ
ーゲットからの信号の振幅を距離の２乗に反比例するよ
うにでき、ダイナミックレンジを圧縮することができ、
広範囲のターゲットの検出が容易になる。
また、前記減算型構造のコムフィルタは、最大検出距
離に対応する周波数において、最初の極大を有すること
が好適である。これによって、最大検出距離より遠い検
出不要なターゲットからの信号を大きく減衰させること
ができる。
離に対応する周波数において、最初の極大を有すること
が好適である。これによって、最大検出距離より遠い検
出不要なターゲットからの信号を大きく減衰させること
ができる。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）に
ついて、図面に基づいて説明する。
ついて、図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態に係るレーダ装置の全体構成を示
すブロック図であり、送信アンテナのみを切り換えるホ
モダイン方式ＦＭＣＷ（周波数変調連続波）レーダ装置
である。
すブロック図であり、送信アンテナのみを切り換えるホ
モダイン方式ＦＭＣＷ（周波数変調連続波）レーダ装置
である。
レーダ信号プロセッサ１０は、各種の信号処理を行う
回路であり、送受信を制御するとともに、ターゲットの
検出のための信号処理を行う。
回路であり、送受信を制御するとともに、ターゲットの
検出のための信号処理を行う。
レーダ信号プロセッサ１０は、三角波をミリ波（ＭＭ
Ｗ）を発生するＶＣＯ（電圧制御発振器）１２に供給す
る。そこで、このＶＣＯ１２から三角波で周波数変調し
たＦＭＣＷ波が発生される。なお、三角波ではなく、サ
イン波などでもよい。
Ｗ）を発生するＶＣＯ（電圧制御発振器）１２に供給す
る。そこで、このＶＣＯ１２から三角波で周波数変調し
たＦＭＣＷ波が発生される。なお、三角波ではなく、サ
イン波などでもよい。
このＶＣＯ１２からのＦＭＣＷ波は、送信用電力増幅
器（ＰＡ）１４に供給され、所定の増幅処理を施す。そ
して、この送信用電力増幅器１４の出力をスイッチ１６
を介し、複数の送信アンテナ１８ａ、１８ｂに供給す
る。スイッチ１６は、レーダ信号プロセッサ１０からの
信号により高速に切り換えられ、送信アンテナ１８ａ、
１８ｂからＦＭＣＷ波が交互に送信される。
器（ＰＡ）１４に供給され、所定の増幅処理を施す。そ
して、この送信用電力増幅器１４の出力をスイッチ１６
を介し、複数の送信アンテナ１８ａ、１８ｂに供給す
る。スイッチ１６は、レーダ信号プロセッサ１０からの
信号により高速に切り換えられ、送信アンテナ１８ａ、
１８ｂからＦＭＣＷ波が交互に送信される。
また、ターゲットからの反射波は、単一の受信アンテ
ナ２０により受信され、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２に
供給される。低雑音増幅器２２は、受信信号を増幅し、
これをホモダイン検波器（ＭＩＸ）２４に供給する。こ
のホモダイン検波器２４には、ＶＣＯ１２からのＦＭＣ
Ｗ波が供給されており、このＦＭＣＷ波を受信信号に混
合することでホモダイン検波を行い、スイッチ１６の動
作により時分割多重化されたレーダ信号を取り出す。す
なわち、送信アンテナ１８ａ、１８ｂからの送信波につ
いての受信信号の検波出力が交互に得られる。
ナ２０により受信され、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２に
供給される。低雑音増幅器２２は、受信信号を増幅し、
これをホモダイン検波器（ＭＩＸ）２４に供給する。こ
のホモダイン検波器２４には、ＶＣＯ１２からのＦＭＣ
Ｗ波が供給されており、このＦＭＣＷ波を受信信号に混
合することでホモダイン検波を行い、スイッチ１６の動
作により時分割多重化されたレーダ信号を取り出す。す
なわち、送信アンテナ１８ａ、１８ｂからの送信波につ
いての受信信号の検波出力が交互に得られる。
そして、このホモダイン検波器２４の検波出力は、コ
ムフィルタ２６において、所定の周波数成分が除去され
た後、ベースバンド増幅器（ＢＢＡ）２８において増幅
されてレーダ信号プロセッサ１０に供給される。レーダ
信号プロセッサ１０は、供給される検波出力に応じて、
ターゲットまでの距離、相対速度などを検出する。
ムフィルタ２６において、所定の周波数成分が除去され
た後、ベースバンド増幅器（ＢＢＡ）２８において増幅
されてレーダ信号プロセッサ１０に供給される。レーダ
信号プロセッサ１０は、供給される検波出力に応じて、
ターゲットまでの距離、相対速度などを検出する。
ここで、本実施形態では、コムフィルタ２６を有して
おり、これについて説明する。
おり、これについて説明する。
本実施形態のような装置においては、送信アンテナ１
８ａ、１８ｂの信号伝送路との不整合や、スイッチ１６
からの漏洩、さらには送信アンテナと受信アンテナ間の
相互結合により、送信波の直接漏洩波が受信信号に重畳
される。この漏洩波は、不整合や漏洩度合いにより振幅
が決定され、またそのホモダイン検波器２４に至る経路
長さで位相が決定される。従って、経路長が十分短いと
きには、ＦＭＣＷ波であってもその位相はほぼ一定と見
なせる。このため、ホモダイン検波器２４において検波
された出力はほぼ直流となる。
８ａ、１８ｂの信号伝送路との不整合や、スイッチ１６
からの漏洩、さらには送信アンテナと受信アンテナ間の
相互結合により、送信波の直接漏洩波が受信信号に重畳
される。この漏洩波は、不整合や漏洩度合いにより振幅
が決定され、またそのホモダイン検波器２４に至る経路
長さで位相が決定される。従って、経路長が十分短いと
きには、ＦＭＣＷ波であってもその位相はほぼ一定と見
なせる。このため、ホモダイン検波器２４において検波
された出力はほぼ直流となる。
図２（ａ）には、スイッチ１６による切り換えがない
ときの、２つの送信アンテナそれぞれに起因する漏洩波
と受信信号とを重畳した検波出力信号の一例を示してい
る。通常、図示されているように、漏洩成分の直流値
は、信号成分に比べて大きい。スイッチ１６のスイッチ
ングが行われていない場合には、図２（ａ）のような信
号は、一定の直流成分の上に信号成分が重畳されている
だけであり、ホモダイン検波器２４から出力経路にデカ
ップリングコンデンサを配置することなどにより直流成
分（直接漏洩成分）を容易に除去できる。従って、簡単
な手段により、直接漏洩波の影響を排除することができ
る。
ときの、２つの送信アンテナそれぞれに起因する漏洩波
と受信信号とを重畳した検波出力信号の一例を示してい
る。通常、図示されているように、漏洩成分の直流値
は、信号成分に比べて大きい。スイッチ１６のスイッチ
ングが行われていない場合には、図２（ａ）のような信
号は、一定の直流成分の上に信号成分が重畳されている
だけであり、ホモダイン検波器２４から出力経路にデカ
ップリングコンデンサを配置することなどにより直流成
分（直接漏洩成分）を容易に除去できる。従って、簡単
な手段により、直接漏洩波の影響を排除することができ
る。
ところが、スイッチ１６により例えば１６ｍｓｅｃ周
期で高速のスイッチングを行うと、２つの波形が交互に
交番した状態になり、図２（ｂ）に示すように、２つの
波形が交互に交番した状態が検波出力となる。この場
合、漏洩に起因して検波出力に重畳される波形は、単純
な直流成分ではなくなってしまい、上述のような簡単な
方法では漏洩成分を除去できなくなる。
期で高速のスイッチングを行うと、２つの波形が交互に
交番した状態になり、図２（ｂ）に示すように、２つの
波形が交互に交番した状態が検波出力となる。この場
合、漏洩に起因して検波出力に重畳される波形は、単純
な直流成分ではなくなってしまい、上述のような簡単な
方法では漏洩成分を除去できなくなる。
この図２（ｂ）の検波出力のスペクトルを図２（ｃ）
に示す。このように、６２．５Ｈｚ，１８７．５Ｈｚ，
３１２．５Ｈｚ，・・・・・に現れているピークが漏洩
成分によるものである。なお、そのピークの両側にある
ピークが受信信号によるものである。
に示す。このように、６２．５Ｈｚ，１８７．５Ｈｚ，
３１２．５Ｈｚ，・・・・・に現れているピークが漏洩
成分によるものである。なお、そのピークの両側にある
ピークが受信信号によるものである。
ここで、本実施形態に係るコムフィルタ２６の原理を
図３に示す。入力信号を２つに分け、一方を遅延時間τ
の遅延素子３０に入力する。そして、この遅延素子３０
の出力と、遅延していない入力信号を減算器３２に入力
してここで両者の差をとる。このときの周波数伝達関数
は、 Ｇ（ｊω）＝１−ｅ［−ｊωτ］ となる。ここで、τは遅延時間である。
図３に示す。入力信号を２つに分け、一方を遅延時間τ
の遅延素子３０に入力する。そして、この遅延素子３０
の出力と、遅延していない入力信号を減算器３２に入力
してここで両者の差をとる。このときの周波数伝達関数
は、 Ｇ（ｊω）＝１−ｅ［−ｊωτ］ となる。ここで、τは遅延時間である。
図４に、この減算型のコムフィルタ２６の周波数特性
を示す。このように、コムフィルタ２６は、一定の周波
数間隔で利得が０になる性質を有している。従って、図
２（ｃ）に示す場合においては、図４のような周波数間
隔が６２．５Ｈｚ、すなわち切り換え周期１６ｍｓｅｃ
の逆数で表される切り換え周波数のコムフィルタを用い
れば、検波出力における漏洩成分に関する成分を除去す
ることができる。
を示す。このように、コムフィルタ２６は、一定の周波
数間隔で利得が０になる性質を有している。従って、図
２（ｃ）に示す場合においては、図４のような周波数間
隔が６２．５Ｈｚ、すなわち切り換え周期１６ｍｓｅｃ
の逆数で表される切り換え周波数のコムフィルタを用い
れば、検波出力における漏洩成分に関する成分を除去す
ることができる。
図２（ｂ）の時間変化信号を図４に示す特性を有する
コムフィルタに通して得られる信号は図２（ｄ）であ
る。これより、漏洩成分が排除されて、信号のみが交番
した状態で現れており、漏洩成分の信号に影響されるこ
となく、検波出力を必要なレベルまで、増幅することが
可能になる。
コムフィルタに通して得られる信号は図２（ｄ）であ
る。これより、漏洩成分が排除されて、信号のみが交番
した状態で現れており、漏洩成分の信号に影響されるこ
となく、検波出力を必要なレベルまで、増幅することが
可能になる。
ターゲットからの反射信号の強度は、レーダ方程式に
従い距離の４乗に反比例して大きくなるため、近いター
ゲット（周波数が低い）、遠いターゲット（周波数が高
い）が存在すると両方を有効に検出するためにはハード
ウエアに大きなダイナミックレンジが必要となる。とこ
ろが、減算型のコムフィルタ２６は、図４の下段に示し
たように、周波数が小さくなるに従って、利得が減少す
る。
従い距離の４乗に反比例して大きくなるため、近いター
ゲット（周波数が低い）、遠いターゲット（周波数が高
い）が存在すると両方を有効に検出するためにはハード
ウエアに大きなダイナミックレンジが必要となる。とこ
ろが、減算型のコムフィルタ２６は、図４の下段に示し
たように、周波数が小さくなるに従って、利得が減少す
る。
図５は、距離による信号強度の変化と、減算型のコム
フィルタ２６を入れた場合の信号強度の変化を示してい
る。
フィルタ２６を入れた場合の信号強度の変化を示してい
る。
これより、コムフィルタ２６の低周波数領域における
利得減少特性が、距離の４乗に依存する変化を２乗に依
存するように抑圧していることがわかる。従って、コム
フィルタ２６は漏洩波に起因する直流成分を除去するだ
けでなく、信号強度の距離依存性を抑圧する効果もある
ことがわかる。
利得減少特性が、距離の４乗に依存する変化を２乗に依
存するように抑圧していることがわかる。従って、コム
フィルタ２６は漏洩波に起因する直流成分を除去するだ
けでなく、信号強度の距離依存性を抑圧する効果もある
ことがわかる。
ここで、この距離依存性について、さらに説明する。
減算型構造のコムフィルタ２６は、図４に示すように、
その通過振幅特性が１−ｃｏｓ（ｋｆ）の形をしてい
る。ここで、ｋは定数、ｆは周波数であり。このため、
検波出力におけるターゲットからの反射波の信号周波数
が０、すなわち直流に近づくほどその振幅は減衰され
る。一方、ＦＭＣＷの場合、検波出力におけるターゲッ
トからの信号周波数は距離に比例している。従って、距
離をＲとすると、コムフィルタの距離Ｒに対する特性は
１−ｃｏｓ（κＲ）で表せる。ここで、κは定数であ
る。
減算型構造のコムフィルタ２６は、図４に示すように、
その通過振幅特性が１−ｃｏｓ（ｋｆ）の形をしてい
る。ここで、ｋは定数、ｆは周波数であり。このため、
検波出力におけるターゲットからの反射波の信号周波数
が０、すなわち直流に近づくほどその振幅は減衰され
る。一方、ＦＭＣＷの場合、検波出力におけるターゲッ
トからの信号周波数は距離に比例している。従って、距
離をＲとすると、コムフィルタの距離Ｒに対する特性は
１−ｃｏｓ（κＲ）で表せる。ここで、κは定数であ
る。
上述のように、減算型構造のコムフィルタ２６が存在
しなければ、検波出力は、距離Ｒの４乗に反比例する。
一方、減算型構造のコムフィルタ２６の距離に対する特
性は、１−ｃｏｓ（κＲ）である。そこで、減算型構造
のコムフィルタ２６が存在する場合の検波出力の距離に
対する特性（［距離による減衰］・［コムフィルタ］）
は、κＲが十分小さいとして（０＜κＲ＜＜１）、ｃｏ
ｓ（κＲ）をテーラー展開した場合に、 ［距離による減衰］・［コムフィルタ］ ＝（１／Ｒ4）（１−ｃｏｓ（κＲ）） ＝（１／Ｒ4）｛１−｛１−（κＲ）2／２！−（κＲ）4／４！・・・｝｝ ≒κ2／２！Ｒ2 のように表せる。
しなければ、検波出力は、距離Ｒの４乗に反比例する。
一方、減算型構造のコムフィルタ２６の距離に対する特
性は、１−ｃｏｓ（κＲ）である。そこで、減算型構造
のコムフィルタ２６が存在する場合の検波出力の距離に
対する特性（［距離による減衰］・［コムフィルタ］）
は、κＲが十分小さいとして（０＜κＲ＜＜１）、ｃｏ
ｓ（κＲ）をテーラー展開した場合に、 ［距離による減衰］・［コムフィルタ］ ＝（１／Ｒ4）（１−ｃｏｓ（κＲ）） ＝（１／Ｒ4）｛１−｛１−（κＲ）2／２！−（κＲ）4／４！・・・｝｝ ≒κ2／２！Ｒ2 のように表せる。
これより、減算型構造のコムフィルタ２６が存在する
場合の検波出力の距離に対する減衰度合いは、ほぼ周波
数の２乗に反比例することがわかる。従って、距離が短
くなる場合における信号強度変化を１／Ｒ2に抑圧する
ことができる。
場合の検波出力の距離に対する減衰度合いは、ほぼ周波
数の２乗に反比例することがわかる。従って、距離が短
くなる場合における信号強度変化を１／Ｒ2に抑圧する
ことができる。
また、検出する必要のないより遠方のターゲットがあ
る場合、コムフィルタ２６の最初の利得極大周波数に応
答する距離を最大検出距離に選んでおくことで、これよ
りも遠方のターゲットによる信号はコムフィルタにより
減衰される。この様に、コムフィルタ２６は、検出が不
必要な遠方のターゲットが検出されることを抑制する効
果もある。
る場合、コムフィルタ２６の最初の利得極大周波数に応
答する距離を最大検出距離に選んでおくことで、これよ
りも遠方のターゲットによる信号はコムフィルタにより
減衰される。この様に、コムフィルタ２６は、検出が不
必要な遠方のターゲットが検出されることを抑制する効
果もある。
なお、コムフィルタ２６が図４の上段に示す特性を有
している場合であれば、周波数３１．２５Ｈｚに対応す
る距離を最大検出距離に選んでおくことで、その最大検
出距離以上遠方のターゲットからの信号を大きく減衰さ
せることができる。
している場合であれば、周波数３１．２５Ｈｚに対応す
る距離を最大検出距離に選んでおくことで、その最大検
出距離以上遠方のターゲットからの信号を大きく減衰さ
せることができる。
また、上述の実施形態においては、送信アンテナを複
数とし、受信アンテナを１つとしたが、送信アンテナを
１つとして受信アンテナを複数とし受信アンテナをスイ
ッチで切り換える構成とすることもできる。
数とし、受信アンテナを１つとしたが、送信アンテナを
１つとして受信アンテナを複数とし受信アンテナをスイ
ッチで切り換える構成とすることもできる。
この構成を図６に示す。この実施形態では、１つの送
信アンテナ１８と、２つの受信アンテナ２０ａ、２０ｂ
を有し、スイッチ１６は、送信アンテナ１８と送信用電
力増幅器１４の間ではなく、受信アンテナ２０ａ、２０
ｂと低雑音増幅器２２との間に設けられている。
信アンテナ１８と、２つの受信アンテナ２０ａ、２０ｂ
を有し、スイッチ１６は、送信アンテナ１８と送信用電
力増幅器１４の間ではなく、受信アンテナ２０ａ、２０
ｂと低雑音増幅器２２との間に設けられている。
従って、１つの送信アンテナ１８からＦＭＣＷ波が連
続して送信され、その反射波が受信アンテナ２０ａ、２
０ｂによって受信される。そして、スイッチ１６を高速
に切り換えることによって、時分割多重化された受信信
号がスイッチ１６の出力に得られる。この時分割多重化
された受信信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２を介し
ホモダイン検波器（ＭＩＸ）２４に供給され、ここでＶ
ＣＯ１２からのＦＭＣＷ波が受信信号に混合される。こ
れによって、受信アンテナ２０ａ、２０ｂからの受信信
号についての検波出力が交互に得られる。
続して送信され、その反射波が受信アンテナ２０ａ、２
０ｂによって受信される。そして、スイッチ１６を高速
に切り換えることによって、時分割多重化された受信信
号がスイッチ１６の出力に得られる。この時分割多重化
された受信信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２を介し
ホモダイン検波器（ＭＩＸ）２４に供給され、ここでＶ
ＣＯ１２からのＦＭＣＷ波が受信信号に混合される。こ
れによって、受信アンテナ２０ａ、２０ｂからの受信信
号についての検波出力が交互に得られる。
さらに、送信アンテナと受信アンテナの両方を複数と
し、両方を切り換える構成としてもよく、さらに送信ア
ンテナおよび受信アンテナをそれぞれ３以上設けてもよ
い。
し、両方を切り換える構成としてもよく、さらに送信ア
ンテナおよび受信アンテナをそれぞれ３以上設けてもよ
い。
ここで、図３に示したコムフィルタ２６のさらに詳細
な構成例を図７に示す。この例では、遅延素子３０とし
て、その動作にクロック信号の必要なＣＣＤ方式のアナ
ログディレイラインを用いている。この遅延素子３０
は、外部から入力されるクロックの周期に比例して遅延
時間が決まるＣＣＤ方式のため、アンテナ切り換え周期
に同期したクロックを分周器で分周し、遅延素子の遅延
時間がτ（コムフィルタが所望の周波数特性を有するの
に必要な遅延時間）になるようにする。
な構成例を図７に示す。この例では、遅延素子３０とし
て、その動作にクロック信号の必要なＣＣＤ方式のアナ
ログディレイラインを用いている。この遅延素子３０
は、外部から入力されるクロックの周期に比例して遅延
時間が決まるＣＣＤ方式のため、アンテナ切り換え周期
に同期したクロックを分周器で分周し、遅延素子の遅延
時間がτ（コムフィルタが所望の周波数特性を有するの
に必要な遅延時間）になるようにする。
すなわち、アンテナ切り換え周期に同期した同期クロ
ック信号ｆｃｌｋは、Ｎ分周器４０に入力され、ここで
Ｎ分周されてＣＣＤディレイライン（ＣＣＤ Ｄｅｌａ
ｙ Ｌｉｎｅ）４２に入力される。そこで、このＣＣＤ
ディレイライン４２では、入力信号を供給されるクロッ
クに従って入力信号を転送出力する。従って、ＣＣＤデ
ィレイライン４２の出力は、供給されるクロックに従っ
て時間τだけ遅延されてＣＣＤディレイライン４２から
出力される。
ック信号ｆｃｌｋは、Ｎ分周器４０に入力され、ここで
Ｎ分周されてＣＣＤディレイライン（ＣＣＤ Ｄｅｌａ
ｙ Ｌｉｎｅ）４２に入力される。そこで、このＣＣＤ
ディレイライン４２では、入力信号を供給されるクロッ
クに従って入力信号を転送出力する。従って、ＣＣＤデ
ィレイライン４２の出力は、供給されるクロックに従っ
て時間τだけ遅延されてＣＣＤディレイライン４２から
出力される。
一方、入力信号は、バッファ増幅器４４でＣＣＤディ
レイライン４２の適切な入力レベルになるように増幅さ
れる。その出力を二分岐させて、一つはＣＣＤディレイ
ライン４２を通して、もう一つはそのまま減算器３２に
入力する。そこで、減算器３２において、二つの信号の
減算結果が得られ、これが出力される。
レイライン４２の適切な入力レベルになるように増幅さ
れる。その出力を二分岐させて、一つはＣＣＤディレイ
ライン４２を通して、もう一つはそのまま減算器３２に
入力する。そこで、減算器３２において、二つの信号の
減算結果が得られ、これが出力される。
なお、バッファ増幅器４４は、オペアンプ４４ａへの
正入力端子へホモダイン検波器ミキサ２４からの信号が
入力され、これを入力経路および帰還経路に配置される
抵抗の抵抗値に応じて増幅する。また、減算器３２は、
オペアンプ３２ａの正負入力端子に、上述の２信号を入
力し、両者の差を出力する。
正入力端子へホモダイン検波器ミキサ２４からの信号が
入力され、これを入力経路および帰還経路に配置される
抵抗の抵抗値に応じて増幅する。また、減算器３２は、
オペアンプ３２ａの正負入力端子に、上述の２信号を入
力し、両者の差を出力する。
この構成により、アンテナ切り換え周期に同期した動
作をするコムフィルタ２６が得られる。
作をするコムフィルタ２６が得られる。
図８は、図７と同じくＣＣＤディレイラインを用いた
コムフィルタ２６を別の構成で実現した例である。この
例では、二つのＣＣＤディレイライン４２ａ、４２ｂを
用いて各々で入力信号を遅延させる。ここで、このＣＣ
Ｄディレイライン４２ａ、４２ｂに入力されるクロック
信号は分周比の異なる二つの分周器４０ａ、４０ｂから
出力されている。これによって、２つのＣＣＤディレイ
ライン４２ａ、４２ｂによる遅延時間は、それぞれτ
１，τ２となっている。そして、これらの遅延時間τ
１、τ２の間にτ＝τ１−τ２の関係を持たせること
で、図７と同様にアンテナ切り換え周期に同期した時間
差τの信号の減算を行う周波数特性のコムフィルタ２６
を実現することができる。
コムフィルタ２６を別の構成で実現した例である。この
例では、二つのＣＣＤディレイライン４２ａ、４２ｂを
用いて各々で入力信号を遅延させる。ここで、このＣＣ
Ｄディレイライン４２ａ、４２ｂに入力されるクロック
信号は分周比の異なる二つの分周器４０ａ、４０ｂから
出力されている。これによって、２つのＣＣＤディレイ
ライン４２ａ、４２ｂによる遅延時間は、それぞれτ
１，τ２となっている。そして、これらの遅延時間τ
１、τ２の間にτ＝τ１−τ２の関係を持たせること
で、図７と同様にアンテナ切り換え周期に同期した時間
差τの信号の減算を行う周波数特性のコムフィルタ２６
を実現することができる。
上記の二つの例では、アンテナ切り換え周期に同期し
たクロック信号を用いているが、水晶発振器のような高
精度・高安定の発振器が利用できるのであれは、回路接
続によるアンテナ切り換え周期に同期したクロックは必
ずしも必要ではなく、独立したクロック発振器によるク
ロック信号でもかまわない。
たクロック信号を用いているが、水晶発振器のような高
精度・高安定の発振器が利用できるのであれは、回路接
続によるアンテナ切り換え周期に同期したクロックは必
ずしも必要ではなく、独立したクロック発振器によるク
ロック信号でもかまわない。
上記二つの実施例では、遅延素子としてＣＣＤディレ
イライン４２を用いているが、ＣＣＤ方式以外の方式
（ＢＢＤ方式、スイッチドキャパシタ方式など）でもか
わまない。また、クロック信号を必要としない受動回路
による遅延素子であっても、その遅延時間あるいは二素
子間の遅延時間差で遅延時間τを高精度・高安定に保持
できるものであれば利用することができる。
イライン４２を用いているが、ＣＣＤ方式以外の方式
（ＢＢＤ方式、スイッチドキャパシタ方式など）でもか
わまない。また、クロック信号を必要としない受動回路
による遅延素子であっても、その遅延時間あるいは二素
子間の遅延時間差で遅延時間τを高精度・高安定に保持
できるものであれば利用することができる。
以上説明したように、コムフィルタを用いることによ
って、スイッチングによって変調された漏洩成分を効果
的に除去することができる。
って、スイッチングによって変調された漏洩成分を効果
的に除去することができる。
産業上の利用可能性
自動車に搭載され前方の物体を検出するレーダ装置な
どに利用することができる。
どに利用することができる。
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01S 7/00 - 7/42
G01S 13/00 - 13/95
H03H 15/00
Claims (3)
- 【請求項１】 受信アンテナまたは送信アンテナを所定
のアンテナ切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受
信チャンネルを実現する連続波方式のレーダ装置におい
て、 受信信号の経路に、前記アンテナ切り換え周期の逆数で
表される切り換え周波数の倍数で所定の減衰量以下とな
る周波数特性を有するコムフィルタを配置し、送信部か
ら受信部へ漏洩する不要信号を除去することを特徴とす
るレーダ装置。 - 【請求項２】 受信アンテナまたは送信アンテナを所定
のアンテナ切り換え周期で順次切り換え、等価的に多受
信チャンネルを実現する連続波方式のレーダ装置におい
て、 前記連続波方式は、周波数変調方式であり、 かつ、受信信号の経路に、入力されてくる信号と、この
信号を遅延させた信号とを減算する方式の減算型構造を
有するコムフィルタを配置し、送信部から受信部へ漏洩
する不要信号を除去することを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の装置において、 前記減算型構造のコムフィルタは、最大検出距離に対応
する周波数において、最初の極大を有することを特徴と
するレーダ装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20809899 | 1999-07-22 | ||
| JP11-208098 | 1999-07-22 | ||
| PCT/JP2000/004891 WO2001007930A1 (fr) | 1999-07-22 | 2000-07-21 | Dispositif de radar |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3463683B2 true JP3463683B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=16550611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001512307A Expired - Fee Related JP3463683B2 (ja) | 1999-07-22 | 2000-07-21 | レーダ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1116960A1 (ja) |
| JP (1) | JP3463683B2 (ja) |
| WO (1) | WO2001007930A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107870328A (zh) * | 2017-12-04 | 2018-04-03 | 广西脉吾科技有限责任公司 | 一种多目标交通雷达 |
| US20210033718A1 (en) * | 2018-03-13 | 2021-02-04 | Furukawa Electric Co., Ltd. | Radar device and object detection method of radar device |
| DE102018208992A1 (de) | 2018-06-07 | 2019-12-12 | Robert Bosch Gmbh | Radarsensorsystem |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3894219A (en) * | 1974-01-16 | 1975-07-08 | Westinghouse Electric Corp | Hybrid analog and digital comb filter for clutter cancellation |
| US4241347A (en) * | 1978-06-28 | 1980-12-23 | International Telephone And Telegraph Corporation | PRC/FM CW Radar system |
| JPS60165891A (ja) * | 1984-02-08 | 1985-08-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 低域変換色信号のノイズ除去装置 |
| JPH07218625A (ja) * | 1994-01-28 | 1995-08-18 | Japan Radio Co Ltd | 符号化ｃｗレーダ装置 |
| JPH0933637A (ja) * | 1995-07-25 | 1997-02-07 | Denso Corp | レーダ装置 |
-
2000
- 2000-07-21 JP JP2001512307A patent/JP3463683B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-07-21 EP EP00946444A patent/EP1116960A1/en not_active Withdrawn
- 2000-07-21 WO PCT/JP2000/004891 patent/WO2001007930A1/ja not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2001007930A1 (fr) | 2001-02-01 |
| EP1116960A1 (en) | 2001-07-18 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070822 Year of fee payment: 4 |
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