JPH03203521A - アクティブフィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は電力変換装置や電動機等から流出する高調波
電流を、その高調波電流と逆位相の補償電流を発生させ
ることによって相殺するアクティブフィルタ装置に関す
るものである。

〔従来の技術〕

リアクトルとコンデンサとを組合せ、Ｌ、Ｃの共振特性
を利用したいわゆるパッシブフィルタ装置は、電源系統
の高調波抑制対策として従来から広く適用されてきたが
、除去したい高調波の周波数ごとにそのＬＣフィルタを
設ける必要があり装置が大形化すること、また、電源系
統との間で並列共振現象が存在し電圧歪を増加させるこ
と等の欠点を有している。アクティブフィルタ装置はそ
れまでのパッシブフィルタ装置が有する上記のような欠
点を解消するために開発されたものである。

第６図は例えば「システムと制御Ｊ　Ｖｏｌ、３０．Ｎ
。

ｓ　、　ｔ９８ｇ、ｐ、４６７〜４７４に開示されたこ
の種アクティブフィルタ装置の動作原理を示す回路図で
ある。

図において、（１）は３相の交流電源、（２）はこの交
流電源（１）に接続された負荷装置で、例えば半導体電
力変換素子Ｔ、リアクトルＬおよび抵抗Ｒ等がら構成さ
れ、最終負荷である電動機等に電力を調整した土供給し
、この段階で高調波電流を交流電源（１）へ流出するこ
とになる。Ｂ）は負荷電流ＩＩを検出する負荷電流検出
器、（４）は負荷電流検出器Ｇ）の出力に基づき負荷装
置（２）から流出する上記高調波電流と逆位相の補償電
流Ｉｃを出力するアクティブフィルタである。この補償
電流Ｉｃにより負荷電流Ｉｌの高調波成分を相殺する訳
である。

第７図は従来から採用されているＰ　Ｗ　Ｍ　（Ｐｕｌ
ｓｅＷｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御のインバ
ータを使用したＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）の構
成を示す回路図である０図において、（４１）は負荷電
流検出器（３）の出力からその基本波成分を除去しその
高調波成分を検出する高調波電流検出回路、（４２）は
高調波電流検出回路（４１）の出力と逆位相、従ってそ
の出力波形が高調波電流検出回路（４１）の出力波形を
正負反転させた波形となる補償電流信号としての高調波
電流基準パターン■ｐ８を演算して出力する高調波電流
補償演算回路、（４３）は高調波電流基準パターンＩｐ
８を入力してＰＷＭ制御により電圧形のインバータ回路
（４４）の各アーム素子にゲート信号を送出するＰＷＭ
制御回路、（４５〉はインバータ回路（４４）の出力回
路に挿入されたリップルフィルタで、後述するように、
ＰＷＭ制御における変調用三角波に起因する高調波リッ
プルを除去するものである。（４６）はインバータ回路
（４４）の出力電流を検出する電流検出器で、その出力
は制御フィードバック量として、ＰＷＭ制御回路（４３
〉に入力される。（４７）は交流電源（１）とインバー
タ回路（４４）との間に挿入されたりアクドルである。

次に動作について説明する。負荷電流ＩＩは負荷電流検
出器（３）で検出され、更に高調波電流検出回路（４１
）によりその高調波成分が抽出される。そして、高調波
電流補償演算回路（４２）はこの高調波成分の逆位相の
高調波電流基準パターン■ｐ＊を演算してＰＷＭ制御回
路（４３）へ出力する。

第８図はＰＷＭ制御の基本動作を説明するための波形図
である。同図（ａ＞の８１はＰＷＭ制御回路（４３）の
内部で発生する変調用三角波で、この変調用三角波Ｓ１
と高調波電流基準パターン■ρ８との比較演算を行い、
同図（ｂ）に示すパルス幅変調されたＰＷＭ制御回路出
力信号Ｓ２を得る訳である。

インバータ回路（４４）はこのＰＷＭ制御回路出力信号
Ｓ２をゲート信号としてブリッジの各アームのスイッチ
ング動作を行い、ＰＷＭ制御回路出力信号Ｓ２と同波形
の出力電圧を発生する。この出力電圧は、波高値をイン
バータ回路（４４）の直流電源電圧とするパルス幅変調
波で、この電圧波高値およびリアクトル（４７）の値を
適当に選定することにより、インバータ回路（４４）か
らの出力電流は高調波電流基準パターンｉ　ｐｇとほぼ
同波形に平滑されリアクトル（４７）を経て交流電源（
１）に送出される。

但し、この出力電流にはＰＷＭ制御で発生させる変調用
三角波Ｓ１に起因する高調波リップルが存在するためリ
ップルフィルタ（４５）がこのリップルを吸収除去して
交流電源（１）への流出を阻止する。

第８図（ｂ）の点線で示す波形は、インバータ回路（４
４〉の出力電流から上記高調波リップルを除去した後の
波形を示す。即ち、これが補償電流Ｉｃとして交流電源
（１）に送出され負荷電流■１の高調波成分を相殺する
訳である。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のアクティブフィルタ装置は以上のように槽底され
、その補償電流Ｉｃの発生にＰＷＭ制御方式のインバー
タ回路（４４）を採用している。この結果、ＰＷＭ制御
のスイッチング動作により、変調用三角ＪＳＩの周波数
の高調波リップルが発生する。

即ち、第９図は負荷電流ＩＩおよびインバータ回路（４
０からの出力電流の各高調波スペクトルを示すもので、
同図（ａ）に示す負荷電流■１のスベクトルは基本波の
８０次位で減衰しているのに対し、同図（ｂ）に示すイ
ンバータ回路（４４）がらの出力電流のスペクトルには
１２０次がら１４０次にかけて上記した高調波リップル
ががなりの大きさで発生している。

従って、ＰＷＭ制御のＰＷＭ式アクティブフィルタ（４
）を採用した場合、この高次の高調波リップルを除去す
るためパッシブフィルタであるリップルフィルタ（４５
）が必要となる。特に、このリップルフィルタ（４５）
は共振すべき周波数が高く、かつその周波数も第９図（
ｂ）にも示すように一定の幅に分散しているため、Ｌ−
ｃフィルタではすべてのリップルを吸収することは困難
でありがっ周波数のわずかの変動で、リップル吸収効果
が無くなる。

また、Ｌ−Ｃ−ＲやＣ−ＲフィルタとしてフィルタのＱ
を低くするとこの抵抗骨Ｒによる電力損失が無視できず
フィルタ装置としての効率が低下する等の問題点があり
、更に、電源系統との並列共振というパッシブフィルタ
として本来有している欠点も解消されない。

この発明は以上のような問題点を解消するためになされ
たもので、ＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）を適用し
た場合にその発生が避けられない不要な高調波リップル
をパッシブフィルタによることなく除去することができ
るアクティブフィルタ装置を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るアクティブフィルタ装置は、ＰＷＭ式ア
クティブフィルタ装置に以下のアナログ増幅式アクティ
ブフィルタ装置を併設したものである。即ち、アナログ
増幅式アクティブフィルタ装置は、ＰＷＭ式アクティブ
フィルタのインバータ回路の出力電流と負荷電流との合
成電流を検出する検出器と、この検出器の出力に基づき
上記合成電流の高調波成分と逆位相の列信電流信号を演
算する補償演算回路と、上記補償電流信号をアナログ増
幅、即ち同一波形のまま増幅して補償電流として出力す
るアナログ増幅回路と、このアナログ増幅回路と交流電
源との間に挿入され上記交流電源の基本波電圧成分を吸
収して上記補償電流を上記交流電源へ送出する結合コン
デンサとがら構成される。

〔作　用〕 アナログ増幅回路は補償電流信号を同一波形のまま増幅
するので、変調波に起因する高調波リップルを含有せず
、その出力である補償電流が２ｗＭ式アクティブフィル
タ装置からの高調波リップルを相殺する。そして、ＰＷ
Ｍ式およびアナログ増幅式の両アクティブフィルタ装置
がらの出力電流により負荷電流の高調波成分を確実に相
殺する。

アナログ増幅式アクティブフィルタ装置の結合コンデン
サは、交流電源の基本波電圧成分を吸収することにより
その基本波を遮断するので、アナログ増幅回路が出力す
る補償電流の交流電源への流出を容易にする。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例によるアクティブフィルタ
装置の全体構成を示す回路図で、図中（１）〜（４）は
従来と同」のものであり説明を省略する。

即ち、従来と異なるのは交流電源（１）とＰＷＭ式アク
ティブフィルタ（４）との間に新たに電流検出器（３Ａ
）およびアナログ増幅式アクティブフィルタ（４Ａ）を
追加挿入した点である。

以下、この追加部分の構成を第２図により説明する。図
において、（３Ａ）は、負荷電流ＩＩとＰＷＭ式アクテ
ィブフィルタ（４）の出力電流である補償電流Ｉｃとの
合ｒ！ｉ、電流を検出する電流検出器、（４１Ａ）は電
流検出器（３Ａ）の出力からその基本波成分を除去しそ
の高調波成分を検出する高調波電流検出回路、（４２Ａ
）は高調波電流検出回路（４１Ａ）の出力と逆位相、従
ってその出力波形が高調波電流検出回路（４１Ａ）の出
力波形を正負反転させた波形となる補償電流信号として
の高調波電流基準パターンＩ　ｐａ”を演算して出力す
る高調波電流補償演算回路である。

（４３Ａ）および＜４４Ａ）は高調波電流補償演算回路
（４２Ａ）からの高調波電流基準パターンＩ　ｐａ”を
同一波形のまま、換言すればアナログ的に増幅するアナ
ログ増幅回路のそれぞれ、制御部および出力部である。

　（４６）はアナログ増幅出力部（４４Ａ）の出力電流
を検出する電流検出器で、ＰＷＭ式アクティブフィルタ
（４）に使用するものと同様のものである。そして、そ
の出力は制御フィードバック量としてアナログ増幅制御
部（４３Ａ＞に入力される。（４８）は交流電源（１）
とアナログ増幅出力部（４４Ａ）との間に挿入された結
合コンデンサである。

なお、この明細書で「同一波形のまま増幅する」という
のは、完全に同一比例関係にある場合の他、増幅の過程
で、一定値のバイアス値が付加されるが、変化する波形
部分は比例関係にある場合も含むものとする。

第３図はアナログ増幅制御部（４３Ａ）およびアナログ
増幅出力部（４４Ａ）の詳細構成を示す回路図で、それ
ぞれ１相分のみを示す。図において、ＯＰは演算増幅器
、ＨＣはフォトカプラ、Ｃはコンデンサ、ＲＶＩ、ＲＶ
２は可変抵抗器、Ｒ１−Ｒ１２は固定抵抗器、Ｄ１〜Ｄ
５はダイオード、ＴＲ１〜ＴＲ５はトランジスタである
。

次に動作について説明する。但し、ＰＷＭ式アクティブ
フィルタ（４）の動作は従来と同様であるので説明を省
略し、以下、主としてアナログ増幅式アクティブフィル
タ（４Ａ）の動作を説明する。先ず、負荷電流１１とＰ
ＷＭ式アクティブフィルタ（４）の出力電流Ｉｃとの合
成電流が電流検出器（３Ａ）で検出され、更に高調波電
流検出回路（４１Ａ）によりその高調波成分が抽出され
る。そして、高調波電流補償演算回路（４２Ａ）はこの
高調波成分の逆位相の高調波電流基準パターンＩ　ｐａ
”を演算してアナログ増幅制御部（４３Ａ）へ出力する
。この高調波電流基準パターンＩ　ｐａ”はアナログ増
幅制御部（４３Ａ＞の固定抵抗器Ｒ２を経て演算増幅器
ＯＰに入力され、ここで増幅されてフォトカプラＨＣの
発光ダイオードに入力される。

第４図はフォトカプラＨＣの伝達特性、即ち入力電流−
出力電圧特性を示すもので、この実施例では図中ａ点か
らｂ点までの直線特性領域を利用することにより、高調
波電流基準パターンＩ　ｐａ＊を光結合で伝達し、受光
トランジスタの出力電圧として取出す、従って、高調波
電流基準パターンＩ　ｐａ”はその波形を保持したまま
後段へ伝達され、このフォトカプラＨＣにより後述する
電位差に対する電気的絶縁が確保され静電誘導に基づく
サージやノイズが遮断される。

フォトカプラＨＣの出力は更にトランジスＴＲ１により
アナログ増幅され、コンデンサＣを介してアナログ増幅
出力部（４４Ａ）に入力される。このコンデンサＣは信
号の直流分を遮断する。アナログ増幅出力部（４４Ａ）
はいわゆる直接接合増幅器を構成し、コンデンサＣを経
て入力された信号をトランジスタＴＲ２〜ＴＲ５でアナ
ログ増幅し、補償電流Ｉｃａとして出力する。補償電流
Ｉｃａの回路であるアナログ増幅出力部（４４Ａ）の回
路電位と高調波電流基準パターンＩ　ｐａ”の回路電位
とは常に相互に変動するが、両回路の電位差はフォトカ
プラＨＣによってその絶縁遮断が確保されているので、
アナログ的な信号伝達が円滑に行われる。

即ち、ＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）のＰＷＭ制御
回路（４３）およびインバータ回路（４４〉における信
号伝達は、ディジタル信号、従って０Ｎ−ＯＦＦの状態
信号を伝達すれば足りるので、上記両回路間の絶縁手段
としては一般のフォトカプラ結合（ＯＮ−ＯＦＦ信号の
伝達を行うもの）やトランス結合等積々な方式の採用が
可能である。しかるに、このアナログ増幅式アクティブ
フィルタ（４Ａ）においては、信号の波形をそのままの
形でアナログ的に正確に伝達し、同時に両回路間の高い
電位差を絶縁的に遮断する必要がある。発明者等はフォ
トカプラＨＣの良好な周波数特性と伝達特性に着目し、
その直線特性領域を利用することにより上記課題の遠戚
を実現したものである。

アナログ増幅出力部（４４Ａ）から出力された補償電流
Ｉｃａは電流検出器（４６〉で検出され、その出力は電
流制御のフィードバック量として可変抵抗器ＲＶ１およ
び固定抵抗器Ｒ１を経てアナログ増幅制御部（４３Ａ）
の演算増幅器ＯＰに入力される。

アナログ増幅出力部（４４Ａ）からの出力電流は結合コ
ンデンサ（４８）を経て交流電源（１）に送出されるが
、この結合コンデンサ（４８）は、交流電源（１）の基
本波電圧成分を吸収して基本波を遮断する。従つて、ア
ナログ増幅出力部（４４Ａ）は基本波電圧成分に比較し
て十分低い高調波電圧成分、それもＰＷＭ式アクティブ
フィルタ（４）の出力電流に含まれる高調波リップルに
相当する電圧を出力すれば足り、大電流出力のアナログ
増幅器としてその採用が極めて容易となる。

即ち、ＰＷＭ形インバータの場合、各トランジスタ素子
はその通電時に電圧を吸収することはないが、アナログ
増幅器の場合には、その直流電源電圧と出力電圧との差
は動作中の各トランジスタ素子が吸収する必要がある。

このため、後者の場合、要求される出力電圧が高くなる
と、各素子の電力損失や発熱が著しく増大して機器の構
成が複雑で大形化し、価格も急激に増大することになる
。

従って、結合コンデンサ（４８）との組合せにより、上
記弊害が解消される訳である。

第５図はＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）およびアナ
ログ増幅式アクティブフィルタ（４Ａ）によって負荷電
流１１の高調波成分を相殺する様子を示す波形図である
。同図（ａ）は高調波成分を含有する負荷電流ＩＩ、同
図（ｂ）はこの負荷電流ＩＩの高調波成分を相殺するべ
く：ＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）から出力された
補償電流Ｉｃで、そのＰＷＭ制御に起因する高調波リッ
プルを含有している。

同図（ｃ）はこの高調波リップルを相殺するべくアナロ
グ増幅式アクティブフィルタ〈４Ａ）から出力された補
償電流Ｉｃａ、同図（ｄ）は上記補償電流Ｉｃおよび補
償電流Ｉｃａによって高調波成分か相殺されて正弦波状
となった電源電流である。

このように、この発明では、ＰＷＭ式アクティブフィル
タ（４）が発生する高調波リップル電流の除去を、従来
のリップルフィルタ（４５）によらずアナログ増幅式ア
クティブフィルタ（４Ａ）により行っている。従って、
このリップル電流が確実に除去されるとともに、パッシ
ブフィルタの有する欠点を完全に解消してアクティブフ
ィルタの長所が最大限に発揮される訳である。

なお、上記実施例におけるＰＷＭ式アクティブフィルタ
（４）の高調波電流検出回路（４１〉は、負荷電流ＩＩ
から基本波成分のすべてを除去した高調波成分を抽出す
るようにしたが、負荷電流検出器（３）に加えて負荷電
圧検出器を設け、これらの出力を基に基本波成分のうち
電圧と同−位相分、即ち有効成分のみを除去して基本波
成分の無効、分と高調波成分とを抽出する構成とするこ
とにより、ＰＷＭ式アクティグフィルタ（４）に力率改
善機能をも具備させることができる。即ち、この場合に
は、本願明細書、特許請求の範囲に記載する「高調波成
分」とは基本波成分のうちの無効分をも含む意味となる
。即ち、そのインバータ回路（４４）は、一般に低周波
、大容量の出力定格のものでも比較的容易に実現するこ
とができ、またこれによってＰＷＭ式アクティブフィル
タ（４）を母体とする本願発明のアクティブフィルタ装
置の効果が最大限に活かされることになる。勿論、アナ
ログ増幅式アクティブフィルタ（４Ａ）の高調波電流検
出回路（４１Ａ）を同様の槽底としてもよい。従って、
この場合には、本願明細書、特許請求の範囲に記載する
「高調波成分」とは基本波成分のうちの無効分をも含む
意味となる。

また、上記実施例では３相電源回路に適用した場合につ
いて説明したか、この発明は単相等の回路にも同様に適
用することができ同等の効果を奏する。

更に、アナログ増幅制御部（４３Ａ）　、アナログ増幅
出力部（４４Ａ）の回路構成も第３図に示すものに限定
されるものではなく、両部間の結合方式もＣ結合でなく
トランス結合方式であってもよい。

また、ＰＷＭ式アクティブフィルタ（４）とアナログ増
幅式アクティブフィルタ（４Ａ）とは必ずしも個別に構
成する必要はなく、一体化した構成としてもよく、各検
出器や電流基準パターンの共用化を行うようにしてもよ
い。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明では、ＰＷＭ式アクティブフィ
ルタから発生するＰＷＭ制御に起因する高調波リップル
電流を、所定のアナログ増幅式アクティブフィルタで相
殺する構成としたので、このリップル電流を確実に除去
することができるとともに、従来のリップルフィルタが
不要となってパッシブフィルタの有する欠点が完全に解
消され、電力損失が低減して装置の効率も向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるアクティブフィルタ
装置の全体構成を示す回路図、第２図はその内、アナロ
グ増幅式アクティブフィルタ装置の構成を示す回路図、
第３図はそのアナログ増幅回路の詳細構成を示す回路図
、第４図はフォトカブラＨＣの伝達特性図、第５図は回
路の各電流の波形図、第６図はアクティブフィルタ装置
の動作原理を示す回路図、第７図は従来のアクティブフ
ィルタ装置の構成を示す回路図、第８図はＰＷＭ制御の
基本動作を説明するための波形図、第９図は第７図の回
路における各電流の高調波スペクトルを示す図である。 図において、（１）は交流電源、（２）は負荷装置、（
３Ａ）は検出器としての電流検出器、（４）はＰＷＭ式
アクティブフィルタ、（４Ａ）はアナログ増幅式アクテ
ィブフィルタ、（４１Ａ）および（４２Ａ）は補償演算
回路を構成するそれぞれ高調波電流検出回路および高調
波電流補償演算回路、（４３Ａ）および（４４Ａ）はア
ナログ増幅回路を構成するそれぞれアナログ増幅制御部
およびアナログ増幅出力部、（４４）はインバータ回路
、（４８）は結合コンデンサ、■１は負荷電流、Ｉｃａ
は補償電流、Ｉ　ｐａ”は補償電流信号としての高調波
電流基準パターンである。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　交流電源に接続された負荷装置の負荷電流に含まれる
   高調波電流成分を除去するため、パルス幅変調によるス
   イッチング動作を行うＰＷＭ制御方式のインバータ回路
   を使用したＰＷＭ式アクティブフィルタ装置を備えたも
   のにおいて、 上記インバータ回路の出力電流と上記負荷電流との合成
   電流を検出する検出器、この検出器の出力に基づき上記
   合成電流の高調波成分と逆位相の補償電流信号を演算す
   る補償演算回路、上記補償電流信号をアナログ増幅、即
   ち同一波形のまま増幅して補償電流として出力するアナ
   ログ増幅回路、およびこのアナログ増幅回路と上記交流
   電源との間に挿入され上記交流電源の基本波電圧成分を
   吸収して上記補償電流を上記交流電源へ送出する結合コ
   ンデンサからなり、上記パルス幅変調によるスイッチン
   グ動作に起因して上記インバータ回路から流出する高調
   波リップル電流を上記補償電流で相殺するアナログ増幅
   式アクティブフィルタ装置を備えたことを特徴とするア
   クティブフィルタ装置。