JP3395114B1 - 複合型交流電源装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】高品質で高効率の交流電源装置を提供する。 【解決手段】共通の交流電圧生成用基準信号により制御
されるスイッチングインバータと電力増幅器により構成
される交流電源装置において、交流電圧発生手段である
スイッチングインバータの交流電圧出力に直流オフセッ
ト電圧を重畳させ、この重畳された直流オフセット電圧
を電源として動作する電力増幅器を介して負荷に出力
し、この電力増幅器における電力増幅段における電力損
失量の出力信号を負帰還制御信号としてスイッチングイ
ンバータに出力し、前述の交流電圧生成用基準信号との
和をもってスイッチングインバータに制御をかけること
により高品質で高効率の交流電源装置を提供できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、様々な負荷条件に
対しても電圧波形歪みの少ない交流電力を供給する高品
質かつ高効率の交流電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】各種電子機器や交流直流変換装置などの
設計開発においては、抵抗負荷や電流負荷などの様々な
負荷条件下においても電圧波形歪みが少なくかつ高品質
の交流電力を供給する計測用途の交流電源装置が使用さ
れる。

【０００３】この様々な負荷条件に対して電圧波形歪み
の少ない交流電力を発生させる装置としては、電力増幅
器やリニア増幅器などと称される方式と、ＰＷＭインバ
ータに代表されるスイッチングインバータ方式がある。

【０００４】電力増幅器による交流電源装置では、装置
の内部電源電圧をトランジスタなどの電力制御素子によ
って電圧降下させて目的とする交流出力電圧を得る方式
であり高品質の交流電力出力が得られる特徴があるが交
流電源装置内での電力損失が大きいために電力変換効率
が低い欠点がある。

【０００５】この電力変換効率の低下の原因としては、
最大出力電圧を得るために装置内部でそれ以上高い直流
電圧を発生させる電源を備える必要があることに加え、
瞬時出力電圧及び電流の変化に伴って出力電圧と電源電
圧との電位差がトランジスタなどの制御素子に加わり電
力損失が多く発生する結果として通常の抵抗負荷が出力
に接続されている状態においても高い電圧変換効率は得
られず、さらにリアクタンス負荷などの低力率負荷が出
力に接続されている状態では出力電流と出力電流の位相
差が大きくなることから電圧制御素子の電力損失が抵抗
負荷接続時に比較してさらに増大することから出力電流
を大幅に低減せざるを得ない。

【０００６】この電力増幅器による交流電源の課題に対
して従来の技術では、交流電源装置内部の直流電源電圧
を出力として設定された交流出力電圧に応じて必要最低
限の直流電源電圧値に可変制御する方法、さらには内部
直流電源電圧値を交流出力電圧波形に追従して変化させ
る擬似的な交流電源を構成することにより電力変換効率
を改善させる方法などが知られているがいずれの方法も
計測用交流電源装置に要求される広い周波数帯域におい
て高品質で電圧波形歪みのない交流電圧出力特性を維持
することは困難であった。

【０００７】一方、スイッチングインバータ方式の交流
電源装置では、装置内部の直流電源出力をパワーＭＯＳ
−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの電力制御素子によって、一旦
高周波スイッチングを行った後に平滑化フィルタにより
低周波の交流電圧に変換する方式であり、スイッチング
パルス幅の制御により目的とする交流出力電圧を得るた
めに電力損失が少なく極めて高い電力変換効率が得られ
る反面スイッチングされた矩形波電圧をインダクタ及び
コンデンサで構成される平滑化回路により交流出力電圧
に変化させることから出力電圧歪みやリップル・ノイズ
の抑制にはおのずと限界がある。

【０００８】また、出力に接続された負荷が急峻な電流
変化を伴う場合、非線形負荷応答特性がある場合などに
おいては、インダクタ及びコンデンサで構成される平滑
化回路から直接交流出力を取り出すことが原因で十分に
低い出力インピーダンスを実現することが困難であり、
交流出力電圧に電圧波形歪みが大きく発生することがあ
る。

【０００９】さらに、前記平滑化回路を構成するインダ
クタ及びコンデンサの値がスイッチングインバータ回路
の過渡応答特性や制御系の安定条件に大きく影響するこ
とから、交流電圧出力に接続される様々な負荷インピー
ダンスが負荷端子すなわち平滑回路のコンデンサに並列
接続されることは負荷条件がスイッチングインバータの
特性に影響を与えることとなりスイッチングインバータ
制御回路への負帰還の周波数帯域が格段の低下をきたし
たりループ特性における振幅余裕度及び位相余裕度が低
下することなどが相まって過渡応答特性の悪化となるた
めに交流出力電圧波形への大きな歪み電圧の発生をまね
く場合もある。この欠点を補うためにはスイッチングイ
ンバータのスイッチング周波数を十分に高くして制御ル
ープの周波数帯域を広くし、かつ十分な負帰還量を確保
することが必要であるが、前述のインダクタ及びコンデ
ンサによる平滑化回路の共振周波数の影響からスイッチ
ング周波数の二分の一のナイキスト周波数よりもかなり
低めの閉ループ帯域とならざるを得ない。

【００１０】特開平８−１６８２６７では、スイッチン
グ方式交流電源装置の出力平滑化回路部分の周波数応答
特性を改善させる目的でコイル及びコンデンサからなる
ローパスフィルタ手段をもうけ負荷変動時の瞬時応答周
波数を高くし、負荷急変時にも電圧波形歪みの少ない高
品位出力が得られるとしているが、スイッチング素子と
して使用するパワーＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴは、一般
的に動作速度が高速になるに伴い動作可能な電力容量が
低下するために、大電力を実現するためには複数のスイ
ッチングインバータ回路を複数個並列運転する必要があ
り、結果として装置の高価格化をまねく欠点がある。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上にのべたように、
電力増幅器による交流電源装置では高品質の出力電圧が
得られる反面電力変換効率が低下する欠点に対して、ス
イッチングインバータによる交流電源装置では電力変換
効率は良いものの出力電圧への電圧波形歪みやリップル
・ノイズの問題がある。本発明では、双方の方式の長所
を生かしながら協調動作をさせることにより、高品質で
高効率な交流電源装置を安価に提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では基準信号発生器１１が発生する信号電圧
１２をスイッチングインバータ４のひとつの入力端子に
加えるとともに、電力増幅器１０の入力端子にも加え
る。スイッチングインバータ４の交流出力電圧５に請求
項１又は２に記載した手段により直流オフセット電圧
８，９を重畳した交流電圧を電力増幅器１０の電源とし
て与える。本発明ではスイッチングインバータ４が駆動
する負荷は電力増幅器１０となるためスイッチングイン
バータ４に直接負荷を接続した場合における電圧波形歪
みの問題は発生せず、かつ複数段の増幅器で構成される
電力増幅器１０の回路構成によりリップル・ノイズの大
幅な軽減が図れることからスイッチングインバータ４の
発振周波数を一般的なスイッチングインバータによる交
流電源より低下させることとが可能となる。また、電力
増幅器１０の電力損失を電力損失検出器１４により検出
しスイッチングインバータ４のもうひとつの制御入力信
号として帰還制御をかける手段をもうけることにより従
来装置より安価な費用で高品質かつ高効率の交流電源装
置を実現することが可能となる。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下に本発明による実施の形態を
図を参照しながら説明する。

【００１４】

【実施例】図１は本発明の請求項１による１実施例での
概略ブロック図である。

【００１５】スイッチングインバータ４は従来公知の回
路構成により直流電圧を交流電圧に変換するインバータ
回路であり、電源入力端子２・３には直流電源1からの
直流電圧が供給され、正弦波電圧などを発生する基準信
号発生器１１の出力信号１２と電力損失検出器１４の出
力信号１３の和を入力信号とし、出力電圧波形がこの入
力信号に比例した大電力の電流を出力端子５・６に出力
する。

【００１６】直流補助電源７は正電圧＋Ｖｄｃ及び負電
圧−Ｖｄｃを発生する二組の直流電源で構成され、スイ
ッチングインバータ４の出力端子５・６の交流出力電圧
Ｖａｃと直列に接続されている。直流補助電源７の出力
端子８にはＶａｃ＋（＋Ｖｄｃ）の電圧が、又出力端子
９にはＶａｃ＋（−Ｖｄｃ）の電圧が出力され、スイッ
チングインバータ４の出力端子６をコモン線として電力
増幅器１０の電源電圧として供給される。電力増幅器１
０は前記直流補助電源の出力端子８・９から供給される
電圧を電源とし、基準信号発生器１１の出力信号１２が
制御入力端子に接続され、一定の電圧増幅度を持つリニ
ア電力増幅器として動作し出力端子１６・１７に接続さ
れた負荷に電力を出力する。

【００１７】電力損失検出器１４は電力増幅器１０の内
部回路のうち電力増幅段に用いられる電力トランジスタ
やパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等の電圧制御素子に発生する電
力損失を検出する回路である。

【００１８】請求項１に記載のスイッチングインバータ
４の１実施回路例を図２に、またスイッチングインバー
タの動作を説明するための各部のシミュレーション波形
の例を図３に示す。説明を簡潔にするために図１におけ
る直流電源1の等価回路を電池Ｖ１として、直流補助電
源７の正極性オフセット付加電圧電源を＋Ｖｄｃ、負極
性オフセット付加負電圧電源を−Ｖｄｃとし、また基準
信号発生器１１の出力電圧１２をＶ２と簡略標記して動
作の説明をする。

【００１９】直流電源Ｖ１を電力スイッチング素子であ
るＸ１・Ｘ２・Ｘ３・Ｘ４のＩＧＢＴで構成されるフル
ブリッジ回路に供給する。このＩＧＢＴフルブリッジ回
路はＰＷＭ制御回路４Ａにて生成されたＧ１・Ｇ２・Ｇ
３・Ｇ４のゲート制御信号によって制御される。ブリッ
ジの対角にあるＩＧＢＴスイッチ（Ｘ１とＸ４、Ｘ２と
Ｘ３）を組にして相補的にオンオフを繰り返すと、電圧
振幅が±Ｖ１（Ｖ１は直流電源１の電圧Ｖ１）の矩形波
が発生されるので、この矩形波をインダクタＬ１・Ｌ２
とコンデンサＣ１で構成される平滑回路の積分効果によ
り電流が平均化され、矩形波のプラス成分とマイナス成
分の割合に応じて出力電圧が変化する。

【００２０】図３の横軸は時間軸で各波形とも０〜２ｍ
Ｓを表し、第１段目（図３ａ）の波形は基準信号発生器
Ｖ２の波形で振幅±１０Ｖで５００Ｈｚの正弦波形の例
を、第２段目（図３ｂ）はＰＷＭのキャリア信号となる
振幅±１０Ｖで繰り返し周波数２０ＫＨｚの基準三角波
電圧を、第３段目（図３ｃ）はＩＧＢＴブリッジを相補
的にオンオフするゲート信号の一方の波形を、第４段目
（図３ｄ）は縦軸を±５００Ｖとし、３本の波形のうち
中央の波形はスイッチングインバータの出力端子６（コ
モン端子）に対する出力端子５（出力端子）の電圧が±
４００Ｖの例を、上下の波形は直流補助電源の正電圧＋
Ｖｄｃ及び負電圧−Ｖｄｃをそれぞれ５０Ｖとした場合
の直流補助電源の出力端子８及び９の電圧波形を示す。

【００２１】出力端子５・６の出力電圧に一定の係数を
乗じた信号（この例の場合０．０２５）が基準信号発生
器Ｖ２の電圧と比較され、その誤差電圧と基準三角波電
圧が電圧コンパレータによって比較され、その出力電圧
を図３第３段目（図３ｃ）のＩＧＢＴゲート信号とする
ことによって、負帰還制御ループが形成され、基準信号
発生器の電圧と相似なスイッチングインバータ出力電圧
（図示の例では基準信号電圧±１０Ｖに対しスイッチン
グ出力電圧が±４００Ｖ）を得ることが出来る。この負
帰還ループ特性が安定な応答特性となるように、このル
ープ内に振幅位相補償回路を含む事は従来公知の回路で
あるので省略して説明した。

【００２２】前記の説明では固定周波数の基準三角波電
圧を使用したフルブリッジ型スイッチングインバータの
場合で説明したが、ハーフブリッジ型スイッチングイン
バータや、ほかの手段でＩＧＢＴのゲート制御を行うこ
とによって同等のインバータ出力電圧を得る方法であっ
ても、また電圧制御素子としてＩＧＢＴの場合について
説明してきたが、パワーＭＯＳ−ＦＥＴを使用しても本
発明の本質に影響があるものではない。

【００２３】図４は本発明の請求項２による１実施例で
の概略ブロック図である。

【００２４】スイッチングインバータ４は従来公知の回
路構成により直流電圧を交流電圧に変換するインバータ
回路であり、電源入力端子２・３には直流電源1からの
直流電圧が供給され、正弦波電圧などを発生する基準信
号発生器１１の出力信号１２と電力損失検出器１４の出
力信号１３の和を入力信号とし、出力電圧波形がこの入
力信号に比例した交流電圧に直流オフセット電圧が重畳
され、出力端子６をコモンとした交流電圧を８・９に出
力する。

【００２５】電力損失検出器１４は電力増幅器１０の内
部回路のうち電力増幅段に使用される電力トランジスタ
やパワーＭＯＳ−ＦＥＴ等の電圧制御素子に発生する損
失電力を検出する回路である。

【００２６】請求項２に記載のスイッチングインバータ
４の１実施回路例を図５に、またスイッチングインバー
タの動作を説明するための各部のシミュレーション波形
の例を図６に示す。説明を簡潔にするために図４におけ
る直流電源1の等価回路を電池Ｖ３、Ｖ４として、ＰＷ
Ｍインバータ４Ｂ−１の正極性オフセット付加電源をＶ
５、ＰＷＭインバータ４Ｂ−２の負極性オフセット付加
負電源をＶ６とし、また基準信号発生器１１の出力電圧
１２をＶ２と簡略標記して動作の説明をする。

【００２７】直流電源Ｖ３、Ｖ４を電力スイッチング素
子であるＸ５・Ｘ６及びＸ７・Ｘ８のＩＧＢＴで構成さ
れるハーフブリッジ回路に供給する。このＩＧＢＴハー
フブリッジ回路はＰＷＭ制御回路４Ｂ−１にて生成され
たＧ５・Ｇ６のゲート制御信号により正極性オフセット
電圧が付加された出力となりインダクタＬ３とコンデン
サＣ２により平滑化されて出力端子８へＶａｃにＰＷＭ
制御回路４Ｂ−１により増幅された正極性オフセット付
加電源Ｖ５の電圧が重畳されて出力される。同様にＰＷ
Ｍ制御回路４Ｂ−２にて生成されたＧ７・Ｇ８のゲート
制御信号により負極性オフセット電圧が付加された出力
となりインダクタＬ４とコンデンサＣ３により平滑化さ
れて出力端子９へＶａｃにＰＷＭ制御回路４Ｂ−２によ
り増幅された負極性オフセット電源Ｖ６の電圧が重畳さ
れて出力される。

【００２８】この方式では２系統のＰＷＭインバータが
ＰＷＭ制御回路４Ｂ−１及びＰＷＭ制御回路４Ｂ−２に
よって別々の制御ループとして同時に動作する。このと
きＰＷＭ位相比較用の三角波電圧は通常では同一の電圧
波形として同期運転することが多い。また、ＰＷＭ出力
電圧に含まれるリップル電圧を最適にするために、ＰＷ
Ｍ位相比較用の三角波電圧を２系統逆位相で動作させる
こともできる。

【００２９】図６の波形の第１段目（図６ａ）から第３
段目（図６ｃ）までは図３の説明と同様であるがＰＷＭ
制御回路の一方の波形を表示しており、第４段目（図６
ｄ）の上段波形は出力端子８には±４００Ｖの交流出力
電圧に＋５０Ｖの直流オフセット電圧が、下段波形は出
力端子９には−５０Ｖの直流オフセット電圧が発生する
ように制御した場合の電圧波形である。

【００３０】次に、電力増幅器１０の動作について、図
７の詳細な回路図例で説明する。図７には、本発明の全
体の動作として説明するために、前記スイッチングイン
バータの出力電圧をＶ５として、直流補助電源の正電圧
電源を＋Ｖｄｃ、負電圧電源を−Ｖｄｃ、基準信号発生
器の出力電圧をＶ６に代表して表してある。

【００３１】電力増幅器の一方の出力端子１７を基準電
位（グランド電位）として説明する。この電力増幅器の
例では、差動増幅部Ｘ１・Ｘ２及びＱ１〜Ｑ６で表した
電力増幅部と、誤差増幅部Ｘ３から構成されている。一
般的なリニア増幅器の場合には、その電源電圧は最大出
力電圧振幅よりも大きな直流電圧を供給するのに対し
て、出力電圧波形に近似して追従する交流電源電圧であ
るスイッチングインバータ出力電圧Ｖ５に直列接続され
た正負極性をもつ直流補助電源＋Ｖｄｃ及び−Ｖｄｃが
供給される。

【００３２】一例として、電力増幅器出力端子１６・１
７の電圧が±４００Ｖの場合、直流補助電源＋Ｖｄｃお
よび−Ｖｄｃの電圧は５０Ｖ以下として使用する。この
場合の電力増幅器の電源電圧としては、電源端子８・９
には補助電源＋Ｖｄｃおよび−Ｖｄｃの和の電圧すなわ
ち１００Ｖ以下で動作しながら、出力端子１６・１７に
は±４００Ｖを出力するという広い電圧動作範囲を持っ
ている。

【００３３】この電力増幅器はＲ９及びＲ１０を帰還抵
抗とする負帰還増幅器を形成しており、例えば電圧増幅
度を４０倍にするには前記抵抗比Ｒ１０／Ｒ９を４０に
選定する。誤差増幅器Ｘ３の出力信号は、次段であるＸ
１の差動増幅器に送られるが、Ｘ１の信号電位は出力端
子１６に近似したスイッチングインバータＶ５の出力電
圧（±４００Ｖ等）が重畳しているために、差動帰還増
幅器Ｘ１のコモンモード入力電圧を正常動作範囲に維持
するために増幅度を１よりも十分小さくなるように減衰
させる必要がある。

【００３４】例えば差動増幅器Ｘ１のコモンモード入力
電圧範囲が最大±４０Ｖの時、出力端子１６の電圧が最
大±４００Ｖの時には約０．１程度の電圧増幅度になる
ように定数を選定する。このことはグランド電位に対し
て±１０Ｖ程度である誤差増幅器Ｘ３の出力信号をスイ
ッチングインバータＶ５の出力電位の重畳している差動
増幅器Ｘ１に電位を移動させるためのレベルシフト回路
の役目をはたす。

【００３５】差動増幅器Ｘ２は、前段Ｘ１の信号の減衰
を補うための電圧増幅器であって、終段の電力増幅部に
必要な最大出力電圧スイングを確保できる増幅器とす
る。ここで、本発明の特徴を十分に発揮させるために、
差動増幅器Ｘ１は高いコモンモード除去比の特性が得ら
れるように増幅度を決定する抵抗比Ｒ２／Ｒ１とＲ４／
Ｒ３を正確に合わせた上、Ｒ１・Ｒ３に並列に補償コン
デンサを接続するなど、広い周波数帯域にわたって差動
バランスを十分に配慮する。このことによりスイッチン
グインバータの交流電圧出力Ｖ５に含まれるリップル電
圧やスパイクノイズは差動増幅器Ｘ１の効果によってコ
モンモード電圧として十分減衰させることができる。

【００３６】さらに、基準信号発生器の信号を入力とし
た負帰還増幅器を構成するため、帰還ループ増幅度を広
い周波数帯域にわたって確保することによって、外来雑
音に相当するスイッチングインバータのリップル電圧や
ノイズ電圧はさらに抑圧することができる。スイッチン
グインバータの出力リップルの大きさは、従来方式のス
イッチングインバータの場合においては出力電圧品質そ
のものになるためスイッチング周波数を大幅に上げるな
ど消極的な対策しか無かったのに比べ、本発明において
は直流補助電源電圧に近いリップル電圧があっても積極
的に除去できるアクティブフィルタと見なすこともでき
る特徴を持つ。

【００３７】次に、もう一つの本発明の特徴である負荷
インピーダンスに対する影響について述べる。スイッチ
ングインバータＶ５の出力に接続される負荷インピーダ
ンスに着目すると、出力電圧に含まれる交流電圧成分は
差動増幅器Ｘ１のコモンモード除去比による極めて小さ
い交流電圧以外は差動増幅器Ｘ１の入力信号とならず電
力増幅器の出力端子１６に与える影響はほとんどない。
このことは交流電圧が含まれていても定電流の負荷であ
り、非常に高い交流インピーダンスの負荷を意味する。
これは、電力増幅器の負荷端子１６に非常に大きなコン
デンサが接続されていても、スイッチングインバータの
交流負荷としてはほとんど無負荷であることになり、従
来技術のスイッチングインバータに直接負荷が接続され
る場合の負荷による応答特性の劣化を除去することが可
能になる。

【００３８】なお、本図に示した差動増幅器Ｘ１の電源
電圧は直流補助電源Ｖ１及びＶ２を電源電圧としたが、
入力差動電圧範囲と増幅度を考慮することで、もっと低
い電源電圧で動作する一般的なオペアンプを使用するこ
ともできるうえ、Ｘ１〜Ｘ３の増幅段数に限らず段数を
増減することや、各段毎の入出力の極性（同相又は逆
相）を変えた構成でも同じ効果が得られることは言うま
でもない。

【００３９】また、図７に示した電力増幅部は、説明の
ために単純化して表現したが、一般的にはＮＰＮ型及び
ＰＮＰ型トランジスタによる数段のダーリントン接続、
相補型ダーリントン接続やＮチャンネル及びＰチャンネ
ルのパワーＭＯＳ−ＦＥＴなどを、最大出力電流や最大
電力損失に応じて複数回路を並列接続するなど、従来公
知の電力増幅器にて同様の動作が実現できる。

【００４０】次に、電力損失検出器について図８及び図
９の例について詳細に説明する。前記図７の電力増幅器
のうち終段電力増幅部をＮＰＮ及びＰＮＰPトランジス
タのエミッタフォロアで構成した場合の並列接続される
うちの一対のトランジスタをＱ１及びＱ２で表した。ス
イッチングインバータ出力を簡易的にＶ１で、直流補助
電源の正電圧電源を＋Ｖｄｃ、負電圧電源を−Ｖｄｃで
表した。スイッチングインバータ及び電力増幅器の入力
には、基準信号発生器の出力信号が与えられ、それぞれ
同等の電圧増幅度で増幅された電圧の電力を出力する。

【００４１】電力増幅器の出力Ｅ（図９ではＢ）に負荷
が接続されると負荷の大小や性質によって決まる負荷電
流が流れる。流出する負荷電流はトランジスタＱ１を経
由し、流入する負荷電流はトランジスタＱ２を通して流
れる。いずれのトタンジスタにも電流の流れている瞬間
にはその電流とコレクタ−エミッタ間にかかっている電
圧の積の瞬時電力が電力損失となり、時にはトランジス
タの絶対最大許容電力を越える可能性もある。オペアン
プＸ１はトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧
を検出するための差動増幅器、同様にＸ２はトランジス
タＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧を検出するための差
動増幅器、電流検出用のシャント抵抗Ｒ１と差動増幅器
Ｘ３にてトランジスタＱ１の電流を検出し、同様にシャ
ント抵抗Ｒ２と差動増幅器Ｘ４にてトランジスタＱ２の
電流を検出する。

【００４２】乗算器Ｘ５又はＸ６には、Ｘ１及びＸ３又
はＸ２及びＸ４の出力信号を入力することによりトラン
ジスタＱ１又はＱ２の瞬時電力に比例した信号を出力す
る。このとき電圧検出用差動増幅器及び電流検出用差動
増幅器の増幅係数とシャント抵抗の値によって、乗算器
出力電圧はトランジスタＱ１及びＱ２の電力損失に換算
できる。トランジスタＱ１及びＱ２に許容する電力損失
に応じた電圧を分圧抵抗Ｒ１９・Ｒ２１又はＲ２０・Ｒ
２２を勘案して電力損失設定電圧Ｖ１４又はＶ１５に設
定することにより、トランジスタＱ１又はＱ２の瞬時電
力が超過した時、ダイオードＤ１又はＤ２が流通し演算
増幅器Ｘ７の入力信号となる。演算増幅器Ｘ７は一般的
には積分要素と比例要素をもたせてトランジスタＱ１又
はＱ２のある時定数をもった平均電力を出力するもので
図１におけるスイッチングインバータのもう一つの入力
信号として加算される。

【００４３】これは、トランジスタＱ１又はＱ２の電力
損失が増大するとスイッチングインバータの出力電圧を
制御することによってトランジスタＱ１又はＱ２のコレ
クタ−エミッタ間電圧の絶対値を下げて電力損失が一定
以上に増大しないように働く負帰還ループを形成する。
この帰還ループは前述のスイッチングインバータの出力
電圧を基準信号発生器の電圧に従って制御するループと
は別に多重ループの帰還になるため、総合特性としての
系の安定余裕度や系の過渡応答特性が最適となるよう
に、各ループの位相振幅補償を考慮する必要がある。こ
の電力損失制御ループを機能させることによって、トラ
ンジスタＱ１及びＱ２の電力損失を大幅に減少させる事
ができる。特に低い力率の負荷の場合、最大電流近傍に
て電圧も最大になるため大きな電力損失となりがちであ
るが、電力損失制御ループの働きによって最大電流時に
おいても必要最小限のコレクタ−エミッタ間電圧に制御
することができる効果は絶大である。

【００４４】図９にはもう一つの電力損失検出器の例を
示す。電流検出用のシャント抵抗Ｒ１をトランジスタＱ
１及びＱ２の共用にし、負荷端子のグランド電位側に設
けた例である。電圧検出用差動増幅器の働きは図８と同
じであるが、検出した電流のシャント電圧は電流の方向
に応じて演算増幅器Ｘ３の出力からダイオードＤ３及び
Ｄ４を経由した抵抗Ｒ１２又はＲ１３の端子に別々に分
離して得られる。その他の動作は前述の動作と同様であ
る。この他、アイソレーションアンプを用いて検出する
など、従来公知のさまざまな方法を用いても本発明の効
果は同様に得られる。

【００４５】また、電力損失検出手段として乗算器を用
いてトランジスタＱ１及びＱ２の電力損失を検出した
が、トランジスタの電力損失による破壊から保護するた
めの保安機能であって、正確に電力に変換する必要性も
薄い。したがって簡易的に誤差の多い変換器であっても
機能的に問題がない場合もありために電力ではなくコレ
クタ−エミッタ間電圧のみを検出して帰還する方法でも
ある程度の効果が得られる。さらには、電力増幅器の電
力損失に余裕がある場合には、これらの検出と帰還ルー
プを省略することも可能である。

【００４６】以上、本発明での実施の形態について述べ
てきたが、本発明は上述した実施の形態のみに限定され
るものではなく、交流電圧に重畳する直流オフセット電
圧を正負極性のいずれかのみとした構成や、スイッチン
グインバータで生成する交流電圧自体に一定の直流オフ
セット電圧を重畳させる回路構成としたうえで、直流補
助電源では交流電圧に重畳された直流オフセット電圧と
異なる極性の直流オフセット電圧を発生させるなどの回
路構成としてもよい。

【００４７】

【発明の効果】本発明の効果は、スイッチングインバー
タ方式と電力増幅器方式を組み合わせた事により、以下
に述べる新たな効果を生み出した上で両者の長所を保ち
ながら欠点を補うことができる。

【００４８】スイッチングインバータの交流出力電力は
電力増幅器を介して負荷に供給する構成をとっているた
め、スイッチングインバータ部の負荷インピーダンスと
しては定電流特性をもつ電力増幅器が直接の負荷であっ
て、負荷時においてもきわめて高いインピーダンスすな
わち無負荷に近いインピーダンスとなる。この事によ
り、スイッチングインバータ部としては本装置の出力端
子に接続される様々な実負荷のインピーダンスの影響を
ほとんど受けないという特徴が生まれ、スイッチングイ
ンバータ単独の交流電源装置のような様々な負荷インピ
ーダンスによる特性の劣化を防ぐことが出来る。

【００４９】次の効果として、スイッチングインバータ
の平滑フィルタで除去できなかったリップル電圧も電力
増幅器の電源電圧除去比（Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ
Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ Ｒｅｓｉｏ ： ＰＳＲＲ）の特
性と電力増幅器の負帰還の効果によって大幅に取り除か
れ、電力増幅器方式と同等のＳＮ比や歪み率および低い
出力インピーダンスが得られる。

【００５０】さらに、スイッチングインバータの出力リ
ップル電圧の存在を大きく許容できることから、本装置
の出力リップル電圧を犠牲にすることなくスイッチング
インバータの動作周波数を下げることが可能になり、ス
イッチングインバータの電力制御素子として大電力用の
ＩＧＢＴの使用や、素子数の増加なしに大きな電力を扱
うことができるようになり、経済的な交流電源装置が実
現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 請求項１に記載する本発明の交流電源装置の
概略ブロック図

【図２】 請求項１に記載するスイッチングインバータ
部の回路構成例

【図３】 図２の回路構成でのシミュレーション動作波
形

【図４】 請求項２に記載する本発明の交流電源装置の
概略ブロック図

【図５】 請求項２に記載するスイッチングインバータ
部の回路構成例

【図６】 図５の回路構成でのシミュレーション動作波
形

【図７】 電力増幅器の回路構成例

【図８】 電力損出検出器の第一の回路構成例

【図９】 電力損出検出器の第二の回路構成例

【符号の説明】

Ｌ１，Ｌ２ インダクタ Ｇ１〜Ｇ８ ＩＧＢＴ素子のゲート Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の交流電圧を生成するための基準信号
   が交流電圧発生用スイッチングインバータのひとつの制
   御信号入力端子に接続され、かつ負荷に接続された電力
   増幅器の制御信号入力端子にも接続されている複合型交
   流電源装置において、該スイッチングインバータにより
   生成された交流出力電圧に直列に接続された直流補助電
   源生成手段により直流オフセット電圧が重畳された交流
   電圧とし該直流補助電源生成手段による直流オフセット
   電圧を電源として動作する該電力増幅器の電力増幅手段
   における電力損失を検出する電力損失検出器の出力信号
   が該スイッチングインバータの負帰還制御信号入力端子
   に接続され、該スイッチングインバータは交流電圧生成
   用の基準信号と電力損失検出器の出力信号の和により帰
   還制御されることを特徴とする複合型交流電源装置。
2. 【請求項２】所定の交流電圧を生成するための基準信号
   が交流電圧発生用スイッチングインバータのひとつの制
   御信号入力端子に接続され、かつ負荷に接続された電力
   増幅器の制御信号端子にも接続されている複合型交流電
   源装置において、該スイッチングインバータが複数の交
   流出力電圧を生成する手段を有し、かつ個々の交流出力
   電圧生成手段が直流オフセット電圧を交流出力電圧に重
   畳させる手段を有した回路構成となっていることを特徴
   とし、該スイッチングインバータにより直流オフセット
   電圧が重畳された交流電圧の直流オフセット電圧を電源
   として動作する該電力増幅器の電力増幅手段における電
   力損失を検出する電力損失検出器の出力信号が該スイッ
   チングインバータの負帰還制御信号入力端子に接続さ
   れ、該スイッチングインバータは交流電圧生成用の基準
   信号と電力損失検出器の出力信号の和により帰還制御さ
   れることを特徴とする複合型交流電源装置。