JPH03195375A - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JPH03195375A
JPH03195375A JP2260306A JP26030690A JPH03195375A JP H03195375 A JPH03195375 A JP H03195375A JP 2260306 A JP2260306 A JP 2260306A JP 26030690 A JP26030690 A JP 26030690A JP H03195375 A JPH03195375 A JP H03195375A
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output
input
line
power
voltage
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JP2260306A
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Deepakraj N Divan
ディーパックライ　エヌ　ディーヴァン
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Wisconsin Alumni Research Foundation
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は全体として電力変換装置、殊に連続電力供給装
置に使用される電力変換器と単相・３相間変換器に関す
るものである。
〔従来の技術〕 連続電力供給装置（ＵＰＳ）は、今日、コンピュータ、
金融取引ハンドラー、生命維持装置を含む種々の緊要な
負荷に対して広範囲に使用されている。ユーティリティ
グリッド上にパワーエレクトロニック負荷か増加すると
ＡＣライン上の高調波レベルか著しく大きくなる。更に
、すこぶる大規模なコンピュータの使用は、電力系統上
に得られる電力がクリーンな形で送出されることを緊要
な問題にしている。過去において大型コンピュータの取
付けの際にＵＰＳシステムが使用されてきたが、ビジネ
スと産業のコンピュータに対する依存度が大きくなるに
つれて単相電源ラインで動作する小型コンピュータの場
合にもＵＰＳシステムの使用は非常に多くなってきてい
る。計算能力の低減効果を所与とすると、単相ＵＰＳシ
ステムのコストに対する敏感性は極端に高い。そのため
、ＵＰＳメーカてユーティリティに対するインターフェ
ースで力率の改良されたものを提供する余裕をもったも
のは殆んどいないのが現状である。然しなから、高調波
規格が実施される可能性は非常に現実性をもっており更
に重要なことに、商用又は家庭用回線に対してＲＭＳ電
流を供給する能力が制約されていることは、利用可能な
電源から給電可能な最大装置の定格をしばしば制約する
ことになる。その結果、力率の小さな装置は、正弦波入
力ライン電流を有するそれと対比可能な装置よりも主電
源ラインからより少ない電力しか引出すことができなく
なるであろう。中性線における第３高調波過負荷は、Ａ
Ｃラインのライン電流高調波のもう一つの結果であり、
典型的なＵＰＳシステムとスイッチモード電源を使用す
る際に経験することが多い。
従来より商用ＵＰＳシステムに対しては主として次の２
つの方法が活用されてきた。一つはボルテージレギュレ
ータとして鉄共振変圧器を使用する方法である。ライン
状態調節は完全に受動的で同手法は非常に確実であり、
外乱に対して優れた免疫性を備えている。それ故、正規
の運転中、転送装置内に電力潮流か発生することはない
。ＡＣラインの故障を確認するや否や、インバータが呼
出され、ライン電力に対する接続か遮断され、インバー
タは負荷に給電しつづける。同時に、正規運転中には上
記インバータは、バッテリーを再充電するために使用す
ることもできる。この技法は程良いコストと共に高い効
率性と信頼性を備えている。然しなから、上記鉄共振変
圧器はかなり重くなりがちであり、ＡＣラインからイン
バータ運転への移行は、一定のライン電圧が高かったり
低かったりする条件の下では種々の問題に遭遇する虞れ
がある。非線形負荷の場合の出力波形の品質もまた非常
に劣悪なものになる虞れがある。
その他の一般的な方法は、いわゆるオンラインＵＰＳシ
ステムであって、同システムの場合、別個のＡ、　Ｃ／
　Ｄ　Ｃ変換器を使用してバッテリを充電し調節する作
用をもたせである。ＤＣバスがバッテリによりサポート
され、ＤＣ／ＡＣインバータに適当なフィルタ作用をも
たせている。スタティック（無接点）バイパススイッチ
を使用して、インバータの故障時に出力電力をＡＣライ
ンへ逆転するようにしている。かかる構成は正規運転の
下では主電力線から電力が供給されることになるが、そ
れは２段階の電力処理操作を経過してはじめて行われる
にすぎない。従って、同システムは優れた性能を備えて
いるが、高価でありその効率性は低い。
近年報告されているもう一つの方法は、スタンバイユー
ティリティ対話ＵＰＳシステムと称されるものである。
それについてはパ多機能Ｍｉ　−ＭＯＳインバータを使
用するチャージレスＵＰＳ”（Ｔ。
用地外、ＩＥＥＥ−ＩＡＳ会議記録、１９８６年、ＰＰ
５１３−５２０）を参照されたい。
かかる手法を使用すると、２つの電力変換段階の必要が
除去され、インバータは高圧ＤＣバッテリを充電する一
方、システムは待機モードにある。
０ 然しなから、このアプローチの場合、電圧補正、外乱阻
止、無効／高調波補償に関してライン状態調節を実行す
ることが不可能である。」１記方法は、インバータを使
用して能動フィルタとしての作用も同時に行うようにす
ることによってバッテリに対する充電状況を維持すると
共に、ライン電流波形を改良することができるように変
形することもてきる。然しなから、この方法には高定格
のインバータとかさばった直列フィルタコンポーネント
が必要とされる。
また、従来より、変圧器の大きさとコストを相当低減で
きる高周波リンクシステムが提案されている。例えば、
゛高周波リンク法を使用する双方向ＤＣ／ＡＣ変換器”
（Ｓ、マニアス外、Ｉ　ＥＥＥ−ＩＡＳ会議記録、１９
８５年）と゛′高高周波リン演法使用するＵＰＳ用新変
換システム″’　　（Ｉ大和外、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ会
議記録、１９８８年、ＰＰ６５８−６６３）を参照され
たい。高周波リンクの着想は非常に堅実なものではある
が、ＵＰＳ用途におけるその有効性は疑問である。何故
ならば、インバータか故障すると共に、今度はバイパス
手段を分離せずに現実しなければならない。
もしシステムがどんな長さの時間についてもこれらの条
件の下で運転しなければならないとした場合、そのこと
は受は容れ難いものとなる虞れがある。更に、スタティ
ックバイパス手段が存在するということは、既に、その
ことだけで電源側と負荷側の間が非分離的に接触するこ
とを伴うものであり、高周波変圧器の機能を完全に除去
してしまう。然しなから、並行運転する多重装置によっ
てＵＰＳの利用可能性の目標も実現可能である。
かくして、上記した方法は、何れも、非線形負荷による
負荷調節、単段電力変換、フィルタコンポーネントの小
型化、および力率が１つの正弦波ＡＣライン電流の必要
条件を同時に充たすものとはいえない。
〔発明が解決しようとする課題〕 本発明は最小限数の能動スイッチしか備えない電力変換
装置で、特に単相ＵＰＳシステムに適応したものを提供
するものである。
１ ２ 〔課題を解決するための手段〕 本発明は、大部分のＵＰＳ用途における電力潮流が完全
に一方向である、即ち、ＡＣラインから負荷へ対しての
み流れるという事実を活用するものである。上記変換装
置の場合、その目的を達成するために僅かに４個の能動
スイッチしか必要としない。これらのスイッチ群は、バ
ッテリの充放電制御と同時に、入出力電流と、共通中性
結線、ライン状態調節、正弦波入力電流を負荷電流とは
独立に制御する。もし低電圧バッテリと共振リンク操作
が必要な場合には５個のスイッチを使用することができ
る。
〔発明の効果〕
本発明の電力変換装置によれば、入出力が完全に非同期
の場合でも負荷とＡＣライン側の電流を完全に制御する
ことが可能である。上記装置によれば、入力力率が１の
状態で運転し、負荷に対して高品質の波形を搬送するこ
とが可能となる。
本発明による変換装置は、能動スイッチング素子のフル
ブリッジがＤＣパスラインを横切って接続され、それに
対してバッテリも同時に接続されるようになっている。
単相入力ラインは、整流ブリッジを介してＤＣバスへ被
整流電力を供給する。
同ブリッジ内のスイッチング素子のスイッチングを制御
することによってＡＣ出力電力を変圧器を介して負荷へ
提供する。
スタティックスイッチは、ブリッジインバータから変圧
器へ至るライン内に接続することができ、もう一つのス
タティックスイッチは直接、電源ラインから変圧器へ至
るライン内に設けることによってインバータはオフにス
イッチングされ、その結果、ラインの故障が検出される
までＡＣフィードラインから直接負荷を運転することが
できる。
同時に、上記インバータは、電力がＡＣＣ電電力ライン
ら供給されている間にライン状態の調節と外乱排除を実
行するように動作することも可能であり、待機運転中に
バックアップバッテリを充電することが可能となる。
本発明の装置はまた、共振ＤＣリンクを活用して製作す
るこもでき、第５番目の能動スイッチを３ ４ 使用してラインをソフトスイッチング共振ＤＣリンク変
換器に変換して低電圧バッテリーの使用を可能にするこ
ともできる。このことによって従来のハードスイッチン
グインバータの場合よりも高次の周波数をスイッチング
することができる。
本発明のその他の目的、特徴、ならびに利点は、添附図
面と相俟って以下の詳細な説明から明らかとなる筈であ
る。
〔実施例〕
本発明の基本的な電力変換装置の概略回路図を第１図の
参照番号１によって略示する。上記装置は、入力インダ
クタ２２を介して単相電源２１（ＡＣ主電源ラインでよ
い）から受取る。上記インダクタ２２は、入力変圧器イ
ンダクタンスを表わすものであってもよい。インダクタ
２２は、対のダイオード２４と２５間のノード２３へ接
続され、インダクタ２２を通過する入力Ａｃｔ流をＤＣ
電流、ＤＣパスライン２７と２８間のＤＣ電圧へと整流
する。同様にして、ＤＣパスライン２７．２８を横切っ
てゲート制御による能動スイッチング素子３０．３１．
３４．３５より構成されたインバータブリッジか接続さ
れる。これらのスイッチは各々、バイポーラ接合トラン
ジスタとすることができ、普通の場合、第１図に示すよ
うな逆平行ダイオードを含むことになろう。スイッチ３
０．８１間の電気的結線部は、ノード３２で、共通中性
線３３へ接続される。上記共通中性線は入力電源から第
１図の電圧源として表わされる出力負荷３６へ延びる。
スイッチ３０．３１．３４．３５より構成されるブリッ
ジの出力は、ノード３７における結線部から出力インダ
クタ３８（出力変圧器インダクタンスを示すものであっ
てもよい）へ供給される。上記インダクタ３８はそれ自
身を介して負荷３６へ電流を運ぶ。バックアップ蓄電バ
ッテリ３９、あるいは、必要に応じて出力フィルタが、
平滑コンデンサ４０と同様に、ＤＣパスライン２７へ接
続される。
インバータブリッジは、一定のパルス幅変調方式の下に
動作し、３つのスイッチングステート（＋１．０、およ
び−１）のうちの一つを選択す５ ６ るようになっている。ゼロステートの選択は、スイッチ
３０と３４を同時にターンオン（ゼロプラス０＋）する
か、スイッチ３１と３５を同時にターンオン（ゼロマイ
ナス、−〇）することによって実行することができ、そ
の際、負荷の観点から識別可能な差異か存在するように
する。この事実は自由度が更に大きくなることを意味し
、ＡＣライン側の電流を制御するために活用することが
できる。
例えば、もしインダクタ２２内を流れる電流Ｉｓが第１
図に示すようにプラスである場合、ダイオード２４は導
通していることが判る。スイッチ３０．３４を選択して
ゼロステー１−（０＋）を実現すると入力ライン（電圧
Ｖ、）を横切ってゼロ電圧が印加される。一方、スイッ
チ３１と３５（０−）を選択すると、ノード２３と共通
ライン３３間の電圧ｖｘはＤＣＣパス圧ＶＢ　（バッテ
リ電圧）となる。電圧源ｖ８からの電圧がプラスの場合
には、このために電流Ｉ８はそれぞれ増減することにな
る。同様にして、■８と１８の値かマイナスの場合には
、ダイオード２５は導通して、０＋ステートが選択され
ることによってｖｘ■９となる一方、０−ステートの場
合にはＶｘ＝０となる。ダイオード２４と２５は電力潮
流がＡＣラインからＤＣバスコンデンサ４０へと一方向
に流れるようにする。そのため、上記回路は能動スイッ
チを有する半制御コンバータの様に動作することになる
。
入力側で可能な制御の度合は、インバータがゼロステー
トを選択することを許される回数に大きく依存する。こ
のことは両方の側に対して優れた制御性を獲得するため
には■、とＶ。の比を大きくする必要があることを意味
する。他方、非ゼロステートの選択は、何れも、入力側
において得られる制御の程度を低めることになる。その
結果、入出力双方の側における制御を完全にすることは
、限定された入出力電圧の範囲でのみ可能である。
この関係はパルス幅変調制御を想定したＤＣ入力電圧を
考察することによって検討することがてきる。もし、電
源主ラインから正規のＡＣでなく７ ８ て、かかるＤＣ入力電圧が与えられた場合にその結果と
して得られる■８と■アについての波形を第２図に示す
。インバータはデユーティサイクルＤｉでステート１（
スイッチ３０と３１が導通）とステートゼロの間を動作
することによってプラスの電力電圧Ｖ。が与えられる。
Ｖ８と１８の値がプラスの場合、ダイオード２４は常時
導通する。
スイッチ３１と３４がＤｉについて導通する時、電圧ｖ
ｘは、少なくともその期間中、ＤＣＣパスレベル、に抑
止される。インバータがゼロステトにある時間中、０＋
又は０−ステートが選択されて所望の制御を実現するこ
とが可能になる。
ＤＣ入力電圧の場合、このことは以下の関係式が成立す
ることを意味する。
■ｏ＝Ｄ　］−Ｖ　Ｂ ＶＢ＞Ｄｉ−Ｖｎ＝Ｖ。
従って、もし入出力側において完全な制御が行われなけ
ればならないとした場合には、ｖｓはＶ。
よりも大きくなければならない。同様にして、ｖ。
値がマイナスでＶＳ値がプラスの場合、次の関係式とな
ることが判る。
Ｖｏ＝　　（Ｉ　　Ｄｉ　）・ＶＢ ■８＜　Ｄｉ　−ＶＢ＝　１　＋ＶＯ／ＶＢ■８値がマ
イナスの場合にも同様な一組の等式を決定することかで
きる。これら制約式は、第３図のグラフ中に示されてい
る。同図によれば、定常状態において、もしＶＳとＶ。
が同一極性をとれば、コンバータはバックコンバータと
しての働きを行い、実現可能な最大限出力電圧に対する
制約を有する。Ｖｏとｖｓか逆極性を有する場合には、
任意のＶ。ＺＶｓ比を得ることができる。然しなから、
ＶｏとＶ、については、ＤＣバス電圧の２分の１という
最大限同時電圧制約が存在する。もしＤＣ条件の下で入
出力制御が完全に維持さるへきであるとすれば、これら
の制約か重要となる。
ＡＣ運転の下では、ＤＣリンクにおける保存エネルギー
はコンバータの挙動を相当変化させる。
以上のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換装置は、第４図に示すよう
にＵＰＳ運転用に適応させることができる。この場合の
重要な要求条件は、入出力電流の９ ０ 調節の外に、リンク上における蓄電バッテリーの充放電
を維持することである。負荷側の出力は電圧調節と歪み
の要求条件に従って電流調節器を使用して制御すること
ができる。入力側も電流制御することができ、基準コマ
ンドは負荷要求と共にバッテリの充放電の必要に基づい
て計算される。
本発明によるＵＰＳシステムは全体を第４図に参照番号
５０て示し、主電力ラインからＡＣ端子５１．５２上に
ＡＣライン電力を受取る。端子５２の一つは、装置の共
通ライン又は中性ライン５３に接続される一方、他方の
端子５１は、ノード５５に電流を供給する入力インダク
タ５４に接続される。上記ノード５５はＤＣパスライン
５８とアースを横切って接続される一対のダイオード５
６と５７の間に接続される。４個の能動スイッチ素子５
９−６２より構成されるブリッジインバータもまたＤＣ
バス５８とアースを横切って、第１図の回路に関して上
記したものと同様な形で接続される。スイッチング素子
５９と６０の間のノード６３は共通ライン５３に接続さ
れ、スイッチング素子６１と６２間のノード６４はブリ
ッジからの出力電力結線である。同様にしてＤＣバスに
対して平滑フィルタコンデンサ６５がアース接続され、
フィルタリングインダクタ６７を経てバッテリ６６に接
続される。
ノード６４におけるブリッジからの出力電圧は、出力イ
ンダクタ７０、制御可能なスタティックスイッチ７１、
およびライン７２を経て変圧器７４の一次巻線中のトラ
ップへ供給される。変圧器７４の２次巻線は負荷に至る
出力ライン７５に接続され、その際、コンデンサ７６は
ライン７５を横切ってフィルタ出力過渡状態に接続され
る。上記回路を完成するために、制御可能なスタティッ
クスイッチ７８がライン内をＡＣ入力端子５１の一つか
ら変圧器７４の一次巻線に接続される。かくして、上記
スタティックスイッチ７８が閉じた時、ＡＣ入力ライン
５１と５２を横切る電圧は変圧器７４の一次巻線を横切
って提供されることになろう。
第４図のシステムは、オンラインＵＰＳとじて１ ２ の作用を行い、ラインの状態調節と外乱除去を実行する
。変圧器タップは、ライン電圧ローの条件の下で素子５
９−６２より構成されるコンバータブリッジが十分に負
荷を供給できるように選択される。バイパスモード中、
スタティックスイッチ７０と７８が動作して負荷を直接
、変圧器の一次巻線へ接続する。本回路の特に望ましい
特徴は、端子５２における入力ラインと、変圧器７４の
一次巻線における出力の間に共通の中性結線部を使用す
る点である。
本発明のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置は、全体として第５
図の８０で示すように単相・３相間の変換器としても活
用できるようにもすることが可能である。上記システム
８０は入力端子８１．８２で単相ＡＣ電力を受取るが、
第３の端子８３を備え、同端子８３上に電圧が発生する
ことによって、３つの端子８１．８２．８３を横切る電
力が、第５図に示すようなモータ８４の如き３相負荷に
効果的に印加可能な３相電圧となる。端子８１の一つに
おける入力電圧は入力インダクタ８６を介してノード８
８へ提供され、そこで整流ダイオード８９と９０が接続
される。ダイオード８９と９０の出力はＤＣパスライン
９１，９２に提供される。
上記パスライン９１．９２を横切って能動スイッチング
素子９３−９６より構成されるブリッジインバータが接
続される。ノード９８においてスイッチング素子９３．
９４と第２のＡＣ入力端子８２間が接続される。スイッ
チング素子９５．９６間に接続されたノード９９におけ
るインバータの出力は、第３の端子８３へ接続される。
コンデンサ１００がＤＣバスを横切って接続され、バス
上の電圧を平滑化してパスラインを横切ってストアされ
たＤＣ電圧を提供する。
スイッチング素子９３−９６より構成される出力インバ
ータは、入力と任意の位相／周波数の関係を有する電圧
と電流を供給できるため、また、入力端子８２がノード
９８に接続される中性結線部が共通であるため、インバ
ータは、波形を入力と同一の電圧と同期するが、位相す
ることによって平衡３相電圧を生成するようにすること
ができ３ ４ る。このインバータは、その時、モータ８４、例えば定
速誘導機によって誘導される３相負荷を駆動するために
使用することができる。
ＵＰＳシステム内に高圧バッテリを使用すると信頼性と
コストの点で問題か生ずることが多い。
低圧バッテリを使用した場合にはバッテリとＤＣリンク
間に双方向チョッパインターフェースを実行するために
余分の装置が必要となるのが普通である。然しなから、
本発明の変換装置は、従来のハードスイッチングインバ
ータよりも高次の周波数を有するソフトスイッチング共
振ＤＣリンクインバータとして活用することが容易であ
る。この共振リンク回路は全体として第６図に１１０で
示す。１５ＫＶＡインバータの場合、バイポーラ接合ト
ランジスタ（ＢＪＴ）ダーリントン回路を３０ＫＨｚで
動作させることは容易に可能である。
ＩＧＢＴとＭＣＴの如き新しい素子の場合、６０ＫＨｚ
までのリンク周波数が可能である。回路はこの場合の数
キロワットのパワーレベルで容易に実現することが可能
である。ソフトスイッチング回路を使用するとフィルタ
部品のサイズ、音響ノイズ、電磁気干渉、システム効率
の点で相当な利益が得られる。
第６図の高周波ＤＣリンク変換装置１１０は、入力端子
１１１と１１２で単相電力を受取り、その際、上記端子
の一つは入力インダクタ１１４に接続され、他方の端子
は共通の出力ライン１１５へ接続される。インダクタ１
１４は、２個のダイオード１１８と１１９を接続するノ
ード１１６へ接続される。ダイオード１１８と１１９は
、ブリッジ形に接続されたゲート制御能動スイッチング
素子１２３−１２６により構成されるインバータと同様
に、ＤＣパスライン１２０と１２１間に接続される。ノ
ード１２７におけるスイッチング素子１２３．１２４間
の接合は、共通ライン１１５へ接続され、ノード１２８
におけるスイッチング素子１２５．１２６間の接合は、
入力インダクタ１３０に至る出力ライン１２９に接続さ
れる。」二記出カライン１２９は出力端子１３１の一つ
に延び、それに対してＵＰＳ負荷が接続される。他方５ ６ の出力端子１３２は共通ライン１１５へ接続され、出力
フィルタリングコンデンサ１３３か端子１３１と１３２
間に接続される。
ＤＣパスライン１２０と１２１の間にはコンデンサ１３
５が接続され、充電して、これらのラインを横切ってＤ
Ｃ電圧を提供する。バッチ１Ｊ１３７は、直列インダク
タ１３８と能動スイッチング素子１４０より構成される
共振リンク回路によりＤＣパスライン１２０に接続され
る。また、コンデンサ１４１とインダクタ１４２もＤＣ
パスライン１２０に接続され、ノード１４５で接続され
、同ノード１４５に対してはバッテリも接続できる。
コンデンサ１４４はノード１４５から他のＤＣパスライ
ン１２１に対する結線部へ延びる。素子１４０のスイッ
チングは、共振ＤＣリンク電圧を従来の方法てＤＣバス
１２０上に提供するために制御することができる。例え
ば、「高電力用途向はゼロ電圧スイッチングインバータ
Ｊ　　（Ｄ、Ｍ、ダイヴアン外、Ｉ　ＥＥＥ−ＩＡＳ会
議記録、１９８７年、ＰＰ６２５−６３９）と「高周波
インバータシステム用離散パルス変調方式」（Ｇ、ヴエ
ンカタラマナン外、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ会議記録、１９
８９年）を参照されたい。
バッテリ充電作用と同時に入出力電流を同時調節するた
めに種々の制御オプションか利用できる。
例えば、第７図と第８図には、２個の基準電流Ｉ８と■
。の同期をとるために必要とされるコントローラのブロ
ック線図が示されている。同時に、ヴエンカタラマナン
外による上記論文も参照されたい。特に非線形負荷が存
在する場合に十分な出力調整を行うには、基準値と負荷
をフィードフォワード制御する電流調節器が使用される
。基準出力電圧■。は、フィルタコンデンサに対応する
第７図のブロック１５０へ印加される。このことは所望
出力電圧を得なければならないとずれば基本成分Ｉ。が
、コンデンサ内を流れなければならないことを示す。電
流Ｉ。は、接合１５１においてライン１５２から基本負
荷電流Ｉ　へ加えられて変換部分の基準電流値Ｉ。を発
生する。上記負荷電流はシステムに対する外乱と考えら
れ、同時に７ ８ ライン１５４て加算接合１５５に対するフィードフォワ
ード制御を活用して補償される。上記加算接合１５５は
、同時に電流調節器１５６を介してＩｏの値を受は取る
。このアプローチは、たとえ相当な負荷非線形性が存在
する場合にも極度に優れた電圧調節と共に動作特性を与
えることができる。接合１５５の出力は積分されて（１
５８）出力電圧Ｖ。が提供され、同電圧Ｖ。は加算接合
１６０内で基準値Ｖ。と比較され、その差は、比例積分
補償回路１６２を介してパスされる。上記補償回路１６
２の出力は加算接合１５１へ供給される。
入力電流基準値Ｖｓは、ＤＣバス調節とバッテリ充放電
の２重の要求条件から導き出される。バッテリ電圧■８
は加算接合１７０において、基準バッテリ電流Ｉ　ｂａ
ｌ＋から１７１で導き出された基準電圧Ｖ　ｂ　ａ　Ｉ
　１と比較され、その差は比例積分コントローラ１７２
に与えられる。同コントローラの出力は乗算接合１７４
へ提供され、同接合１７４は、同時に供給電圧ｖ！ｌを
受取る。上記比例積分コントローラはバッテリ内への電
力潮流を考慮に入れて電力平衡を実現するために使用さ
れる比例積分調節器の出力は入力供給電圧Ｖｓと乗ぜら
れ、入力電流波形Ｉ、のテンブレー１・を実現する。
第４図のハードスイッチングパルス幅変調（ＰＷＭ）シ
ステムの場合、「正弦波出力波形合成用ＰＷＭインバー
タの速示マイクロプロセッサ制御」（Ｋ、Ｐ、ゴハール
外、ＰＥ５Ｃ８５会議記録、ＰＰ２Ｏ−３６）中に提案
された速示制御の２出力変形も可能である。然しなから
、第６図の共振ＤＣリンクインバータの方が優れた性能
を示すことができる。共振リンクシステムに必要な離散
パルス変調戦略を活用する制御は、異なるアプローチが
必要である。ＰＷＭシステムの場合、有限スイッチング
期間の存在することは、負荷時間率によって規定される
１サイクルにわたって値が平均化されるという着想を意
味する。離散パルス変調の場合、可能なスイッチング瞬
間だけしか既知でないが、等測的な反復周期は存在しな
い。その結果開ループシステムを実施することは事実上
不可能９ ０ であり、閉ループレギュレータが必要となる。これは大
抵の製作例において欠陥となるものではない。
離散パルス変調電流調節器は種々の方法で構成すること
ができる。最も魅力的であるものは最適費用関数の調節
器であるように思われる。上記ヴエンカタルマナン外に
よる論文を参照されたい。
最適インバータステートを選択して規定の費用関数を達
成することのできる離散パルス変調器（ＤＭＰ）が比較
的実施容易である。典型的な費用関数は以下のようなも
のとすることができよう。
但し、Ｋはスケーリング係数であって、調節電流Ｉｏ又
は■８の相対的重要性を示す。費用関数Ｊは４つのステ
ー１−　（１，０＋、ＣＩ−、−１）の全てについて計
算され、最低値を実現するステー１・が選択される。こ
の方法は、過去において実施されたことがあるか、かな
り複雑である。
より簡単な方法かすこぶる優れた性能を与えることがで
きるものは、出力電圧情報を活用することである。Ｖｏ
が十分に大きい場合は何時も、スロープの十分な出力誘
導電流Ｉ。を駆動して、電流の制御を可能にすることが
できる。これらの条件の下で、インバータ出力は、能動
ベクトル（即ち＋１）とゼロの間で切変えられる。この
ことによって入力側電流の制御が可能になる。電圧ｖ０
がゼロに近い時は常に、インバータは１のアクティブス
テートからもう一つのステートへスイッチングされてイ
ンバータ電流が制御されるが、その際、一つの共振リン
クサイクルがゼロステートで消費される。この場合には
、負荷とライン側誘導電流における瞬間誤差をチエツク
するコンパレータと、十分な逆起電力の存在を示す信号
を必要となる。その場合には必要な制御機能を生成する
には簡単なステー１〜シーケンサで十分である。
上記手続に従って制作したコンＩ・ローラのブロック線
図を第９図に示す。Ｉ８値は第８図に示すものと同一の
方法で発生し、Ｉ８値を発生し、同値は差動増幅器１８
０内で計測された電流値■。
１ ２ と比較され、その出力は論理回路１８１に対する入力と
して与えられ、同回路１８１は、インバータにおける４
個の能動スイッチに対してゲート制御出力を提供する。
論理回路１８１に対するもう一つの入力は、差動オペア
ンプ１８３から提供され、同アンプ１８３は、その２つ
の入力で負荷電流Ｉと、加算接合１８４の出力から得ら
れる信号を受は取る。
上記加算接合１８４は、もう一つの加算接合１８５と、
定数Ｋをそれに印加された信号に提供する利得制御回路
１８６とからの入力を受取る。
接合１８５に対する入力は、コンデンサー８７内を通過
する出力電流■。と基準電圧Ｖ。である。
利得関数１８６に対する入力は、加算接合１９０から提
供され、同接合は基準電圧Ｖ。をＶ。と比較する。Ｖｏ
は、また絶対値関数１９１を介して差動増幅器１９２の
入力の一つに付与される。」１記増幅器１９２はその他
方入力においてスケーリングされた電源電圧ＫＶｓを受
取る。増幅器１９２の出力は同時に論理回路１８１へ提
供される。回路１８１は、同時に、タイミング情報を提
供するリンク同期信号をライン１９４上で受取り、イン
バータブリッジ内の能動スイッチング素子のゲートに対
するゲート信号を適当に時間調整する。
本発明の実施例として、第６図の共振ＤＣリンク変換器
を使用する変換装置を、２７ＫＨｚのリンク周波数でス
イッチングされるＢＪＴダーリントントランジスタモジ
ュールを使用して製作した。
第９図について上記したようなコントローラで、離散パ
ルス変調戦略と共にフィードフォワード思想を組込んだ
ものを使用した。第１０図の波形は、ＡＣラインからＤ
Ｃリンクに対する制御ブースト処理と共に入出力電流の
適当な調節方法を描いたものである。
第１０図は、フィルタ出力電圧（２００）と、出力誘導
電流■。（２０１）と、インバータライン間電圧（２（
１２））と、入力誘導電流（２（１３））と、供給電圧
（２（１４）と、供給電流（２０５）とを示したもので
ある。ライン間インバータ出力電圧の波形は、＋１の伝
送が逆起電力が小さな条３ ４ 件の下てのみ可能で、しかもその場合でさえ、ゼロステ
ートで１サイクル待機した後はじめて行われる変調戦略
を確認するものである。同様にして、共振ＤＣリンク変
換器を実施することによって音響インピーダンスが低く
、電磁気干渉が低く、調波性能と動特性、効率の優れた
ものが得られるという利点が得られる。
かくして本発明による変換装置は、幾つかの有利な特徴
を実現することができるということが理解されよう。こ
れらは、たった４個のスイッチ、又は低電圧バッテリと
共振リンク処理を有する５個のスイッチと、ＡＣライン
からＤＣリンクへのブースト制御と、入出力両側の独立
制御、入出力間の共通中性線、ＵＰＳ機能の外のライン
状態調節、負荷電流にかかわりない正弦波入力ＡＣライ
ン電流、および余分な装置のないバッテリ充放電の実現
を伴うものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による入出力制御式電力変換装置の概
略回路図、 第２図は第１図の変換装置のＤＣ変調の電圧波形図、 第３図は、第１図の変換装置用のバッテリ電圧の可能値
の軌跡のプロット図、 第４図は本発明を活用するＵＰＳシステムの概略回路図
、 第５図は本発明の変換装置を組込んだ単相・３相間変換
器の概略回路図、 第６図はバッテリに接続された共振ＤＣリンクを活用し
たＵＰＳ電力変換装置の概略回路図、第７図は本発明に
よるＵＰＳシステム用の負荷側コントローラのブロック
線図、 第８図は、入力ＡＣライン基準値■８の合成のブロック
線図、 第９図は入出力を同時制御する第４図のＵＰＳシステム
用コシコントローラロック線図、第１０図は、出力電圧
、インダクタ電流、インバータライン間電圧、インダク
タ電流、供給電圧、供給電流を包含する第６図の共振Ｄ
Ｃリンク変換装置の波形図。 ５ ６ １・・・電力変換装置、２２・・入力インダクタンス、
２１・・・単相電源、２３，３２．３７・ノード、２７
．２８・・・ＤＣパスライン、３０．３ｉ　　３４，３
５・・・スイッチング素子、３３・・・共通中性線、３
９・・・バッテリ、３８・・・出力インダクタ、２４，
５６．５７゜１１８．１１９・・・ダイオード、５３・
・・中性ライン、５８・・・ＤＣバス、５３・・・共通
ライン、６５・・・平滑フィルタコンデンサ、７４・・
・変圧器、７６・・・コンデンサ、７５・・・出力ライ
ン、８１．８２・・・入力端子。 ７ ？ −５１４ 手 続 補 正 書（方式） ％式％ １、事件の表示 平成２年特許願第２６（１３）０６号 ２、発明の名称 電 力 変 換 装 置 ３、補正をする者 事件との関係 出 願 人 ４、代 理 人

Claims (15)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間の電力変換を実行する電力変
    換装置において、 （ａ）単相ＡＣ電源に接続されるＡＣ入力端子と、一負
    荷に接続されるＡＣ出力端子と、 （ｂ）一対のＤＣバスラインと、 （Ｃ）供給される電流を整流するためにＡＣ入力端子の
    一つに接続され、ＤＣバスラインどうしの間で接続され
    る整流ブリッジと、 （ｄ）ＤＣ電力をＤＣバスラインに対して供給するため
    に処理上接続されるＤＣ電源と、 （ｅ）ＤＣバスラインを横切ってブリッジ形に接続され
    たゲート制御能動スイッチング素子より成り、２個の出
    力カードを有し、ブリッジの出力ノードの一つが電力変
    換装置用出力端子に接続されるインバータと、 （ｆ）上記装置に対する入力端子と、同装置の出力端子
    の一つと、 ブリッジの出力ノードの一つに共通な共通 中性線と、 （ｇ）制御可能なスイッチング素子のスイッチングを制
    御して電力変換装置の出力端子に一定の選択された周波
    数でＡＣ出力電力を供給する制御手段と、 よりなる前記装置。
  2. （２）整流ブリッジに接続される装置に対する１入力端
    子と、共通ラインに接続されない出力端子に接続された
    インダクタとの間に接続された入力インダクタを備える
    請求項（１）の装置。
  3. （３）上記制御手段が、スイッチング素子のスイッチン
    グのパルス幅変調を活用して制御を実行する請求項（１
    ）の装置。
  4. （４）ＤＣ電源がバッテリーで、連続電力供給源として
    作用し、装置の入力端子に対して電力が供給されない場
    合に、ＡＣ電力を上記バッテリーから出力端子へ提供す
    る請求項（１）の装置。
  5. （５）装置の出力端子の一つに対してその入力端子の一
    つから延びるバイパスラインと、同バイパスライン内に
    接続された被制御スイッチング素子とを備え、電力がＡ
    Ｃ電力システムから得られ入力端子へ供給される正規運
    転条件時に、入力端子からのＡＣ電力が出力端子へ直接
    供給可能となった請求項（４）の装置。
  6. （６）更に、装置から１出力端子へ至るライン内に接続
    される制御可能スイッチング素子を備え、電力がＡＣ電
    力ラインから直接出力端子へ供給される時に、同装置を
    出力端子から分離する請求項（５）の装置。
  7. （７）更に、一次巻線上のタップにおいて装置の出力端
    子に接続された変圧器を備え、バイパスラインが同変圧
    器の一次巻線の末端端子に接続され、変圧器の２次巻線
    が負荷に接続可能な端子群を有する請求項（５）の装置
    。
  8. （８）ＤＣ電源とＤＣバスライン間に接続され、ＤＣ電
    源からＤＣバスへ一定の選択高周波数でＤＣ電力の共振
    を転送する請求項（１）の装置。
  9. （９）共振リンク手段が、ＤＣ電源とＤＣバスラインと
    の間に接続されるゲート制御スイッチング素子を備える
    請求項（８）の装置。
  10. （１０）制御手段が更に、ＡＣ入力端子から整流された
    電力潮流を提供し、バッテリ電力が不要な装置運転期間
    中にバッテリを充電する請求項（４）の装置。
  11. （１１）制御手段が離散パルス変調を活用してゲート制
    御スイッチング素子の制御を行う請求項（４）の装置。
  12. （１２）制御手段が、入力端子電源電流と、入力端子電
    源電圧と、出力端子電流と、出力端子電圧とを監視し、
    これらの信号を活用して閉ループ方式でスイッチング素
    子を制御し、システムを制御して所望の出力電圧、入力
    電源電流、および出力負荷電流を追跡する請求項（４）
    の装置。
  13. （１３）単相ＡＣ入力と３相ＡＣ出力間を変換する装置
    において、 （ａ）そのうちの一本の入力ラインがその内部に接続さ
    れた入力インダクタを備える一対の入力ラインに接続さ
    れた一対の入力端子と、 （ｂ）一対のＤＣバスラインと、同バスラインを横切っ
    て接続されるＤＣストア素子と、 （ｃ）入力ラインに接続されるダイオードを接続するノ
    ードと接続されて入力インダクタ内を通過する電流を受
    取る一対の整流ダイオードと、 （ｄ）ブリッジ形に接続された被制御スイッチング素子
    より成りＤＣバスラインどうしの間に接続されるインバ
    ータで、スイッチング素子のうちの２つの間のノードが
    、その内部に接続れた入力インダクタを有しないＡＣ入
    力ラインへ接続されるものと、 （ｅ）上記ブリッジ内の制御可能なスイッチング素子の
    他方へ接続され、これら２個のスイッチング素子どうし
    の間の出力電圧を提供し、上記２個のＡＣ入力端子と第
    ３のラインが素子の３相出力端子を構成する第３のライ
    ンと、（ｆ）インバータブリッジのスイッチング素子を
    スイッチングすることによって、３相電圧を構成する装
    置の３出力端子にＡＣ電圧を提供する手段と、 から成る前記装置。
  14. （１４）インバータがフルブリッジ形に接続される４個
    のスイッチング素子を備える請求項（１）の装置。
  15. （１５）インバータがフルブリッジ形に接続される４個
    の被制御スイッチング素子を備える請求項（１３）の装
    置。
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