JPH03187647A - 平衡伝送用受信装置 - Google Patents
平衡伝送用受信装置Info
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- JPH03187647A JPH03187647A JP1327883A JP32788389A JPH03187647A JP H03187647 A JPH03187647 A JP H03187647A JP 1327883 A JP1327883 A JP 1327883A JP 32788389 A JP32788389 A JP 32788389A JP H03187647 A JPH03187647 A JP H03187647A
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- comparator circuit
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 31
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
- H04L25/0292—Arrangements specific to the receiver end
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
- H04L25/0272—Arrangements for coupling to multiple lines, e.g. for differential transmission
- H04L25/0276—Arrangements for coupling common mode signals
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- H—ELECTRICITY
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
- H04L25/028—Arrangements specific to the transmitter end
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4923—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using ternary codes
- H04L25/4925—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using ternary codes using balanced bipolar ternary codes
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、平衡型の伝送路を用いてデータ伝送を行うシ
ステムの受信装置に関するものである。
ステムの受信装置に関するものである。
従来の技術
従来、平衡伝送路上の差動の信号を受信する受信装置の
うち、しきい値を有するものとして第５図のものが考え
られていた。第５図におい２７〜４１はＮＰＮのトラン
ジスタ素子、４２は入力信号のレベルをＴＴＬレベルに
変換して出力する最終段出力回路、４３〜５７は抵抗素
子、５８．５９は直流電源、６０．６１は定電圧ダイオ
ードである。トランジスタ素子２７．２８は入力差動部
を形成しており、これらはトランジスタ素子２９．４１
より成る定電流回路で動作している。トランジスタ２９
のコレクター電流は抵抗素子５６で決まる電流値で定電
流動作を行っている。
うち、しきい値を有するものとして第５図のものが考え
られていた。第５図におい２７〜４１はＮＰＮのトラン
ジスタ素子、４２は入力信号のレベルをＴＴＬレベルに
変換して出力する最終段出力回路、４３〜５７は抵抗素
子、５８．５９は直流電源、６０．６１は定電圧ダイオ
ードである。トランジスタ素子２７．２８は入力差動部
を形成しており、これらはトランジスタ素子２９．４１
より成る定電流回路で動作している。トランジスタ２９
のコレクター電流は抵抗素子５６で決まる電流値で定電
流動作を行っている。
入力差動部からの出力信号が次段のトランジスタ素子３
０．３１によって構成されるレベルシフト回路に送す込
まれる。レベルシフトされた信号は次段のトランジスタ
素子３２．３３より成る差動部に送り込まれ、シングル
エンドのレベルに変換して、最終段出力回路４２を動作
させる。トランジスタ素子３４のコレクター電流も抵抗
素子５６で決まる電流値で定電流動作を行っている。ト
ランジスタ素子３７．３８ 。
０．３１によって構成されるレベルシフト回路に送す込
まれる。レベルシフトされた信号は次段のトランジスタ
素子３２．３３より成る差動部に送り込まれ、シングル
エンドのレベルに変換して、最終段出力回路４２を動作
させる。トランジスタ素子３４のコレクター電流も抵抗
素子５６で決まる電流値で定電流動作を行っている。ト
ランジスタ素子３７．３８ 。
３９．４０も定電流回路を構成しており、各々のコレク
ター電流は抵抗素子５７と抵抗素子５０及びトランジス
タ素子３７．３８，３９．４０にそれぞれ接続されてい
・る抵抗素子４９．５０，５１．５２とにより決定され
る。トランジスタ素子３５のコレクターはトランジスタ
素子２７のベースに接続されており、エミッタはトラン
ジスタ素子３７のコレクターに接続されておりベースは
レベルシフト回路に抵抗素子５３を介して接続されてい
る。トランジスタ素子３６のコレクターはトランジスタ
素子２８のベースに接続されており、エミッタはトラン
ジスタ素子３７のコレクターに接続されており、ベース
はレベルシフト回路に抵抗素子５４を介して接続されて
いる。トランジスタ素子２７のベースと入力Ａの間には
抵抗素子４３が接続されており、グランドとの間には抵
抗素子４４が接続されている。同様にトランジスタ素子
２８のベースと入力Ｂの間には抵抗素子４５が接続され
ており、グランドとの間には抵抗素子４６が接続されて
いる。
ター電流は抵抗素子５７と抵抗素子５０及びトランジス
タ素子３７．３８，３９．４０にそれぞれ接続されてい
・る抵抗素子４９．５０，５１．５２とにより決定され
る。トランジスタ素子３５のコレクターはトランジスタ
素子２７のベースに接続されており、エミッタはトラン
ジスタ素子３７のコレクターに接続されておりベースは
レベルシフト回路に抵抗素子５３を介して接続されてい
る。トランジスタ素子３６のコレクターはトランジスタ
素子２８のベースに接続されており、エミッタはトラン
ジスタ素子３７のコレクターに接続されており、ベース
はレベルシフト回路に抵抗素子５４を介して接続されて
いる。トランジスタ素子２７のベースと入力Ａの間には
抵抗素子４３が接続されており、グランドとの間には抵
抗素子４４が接続されている。同様にトランジスタ素子
２８のベースと入力Ｂの間には抵抗素子４５が接続され
ており、グランドとの間には抵抗素子４６が接続されて
いる。
次に第５図の従来例の受信装置の動作について説明する
。トランジスタ素子２７のベースの電位がトランジスタ
素子２８のベースの電位よりも高い場合を考えると、ト
ランジスタ素子２７は”ＯＮ”、トランジスタ素子２８
が”ＯＦＦ”となる。これによりトランジスタ素子３０
が”ＯＦＦ”、トランジスタ素子３１が”ＯＮ”となり
、トランジスタ素子３３にベース電流を供給できる様に
なり、トランジスタ素子３２が”ＯＦＦ”トランジスタ
素子３３が”ＯＮ”となる。
。トランジスタ素子２７のベースの電位がトランジスタ
素子２８のベースの電位よりも高い場合を考えると、ト
ランジスタ素子２７は”ＯＮ”、トランジスタ素子２８
が”ＯＦＦ”となる。これによりトランジスタ素子３０
が”ＯＦＦ”、トランジスタ素子３１が”ＯＮ”となり
、トランジスタ素子３３にベース電流を供給できる様に
なり、トランジスタ素子３２が”ＯＦＦ”トランジスタ
素子３３が”ＯＮ”となる。
この時、トランジスタ素子３３のコレクターに流れる電
流は定電流回路を構成するトランジスタ素子３４のコレ
クター電流に一致し、一定電流となるため、抵抗素子５
５を適当に選べば、最終段出力回路４２の入力電圧はほ
ぼＯＶとなる。又、トランジスタ素子３３が“’ＯＦ
Ｆ”の時、最終段出力回路４２の入力電圧はＶｃｃとな
り、これらを最終段出力回路４２はＴＴＬレベルに変換
して出力する。トランジスタ素子３１が”ＯＮ”、トラ
ンジスタ素子３０が”ＯＦＦ”した状態では、トランジ
スタ素子３Ｂが”ＯＮ”トランジスタ素子３５が”ＯＦ
Ｆ”になり、トランジスタ素子３６に一定電流が流れる
。この電流値を１゜ＯＮＳ□、入力Ａの電位をＶｌｌ＋
入力Ｂの電位をＶＩＩＮ 抵抗素子４３．４４，４５
，４１１ｉの抵抗値を順にＲ１、Ｒ２Ｊ３ Ｊｊとする
とトランジスタ素子２７のベースの電位は”Ｖ＾・Ｒ１
／（Ｒ１＋Ｒ２）″、トランジスタ素子２８のベースの
電位は”ｖ１Ｒａ／ （Ｒａ＋Ｒ４）−Ｒａ ・Ｒ４・
ＩＣ０ＮＳＴ／ （Ｒａ＋Ｒｚ ）”であり、入力Ｂの
電位ｖ８が入力Ａの電位■、より大きくなった時にトラ
ンジスタ素子２８のベースの電位がトランジスタ素子２
７のベースの電位より大きくなる。又、その条件は、 Ｖ１Ｒａ／（Ｒ＊＋Ｒａ ）−Ｒ１Ｒａ １ｃａｓｓｖ
／（Ｒｓ＋Ｒ４）−Ｖ１＋−Ｒ２／（Ｒ，＋Ｒ２）＞０
であり、今ここでＲ＋ ：Ｒ３、Ｒ２二Ｒ４とおくと■
ｇ−Ｖｌ＞Ｒ＋ １ｃｏＮｓｖ となる。つまり入力Ｂの電位ｖ８が入力Ａの電位Ｖ。
流は定電流回路を構成するトランジスタ素子３４のコレ
クター電流に一致し、一定電流となるため、抵抗素子５
５を適当に選べば、最終段出力回路４２の入力電圧はほ
ぼＯＶとなる。又、トランジスタ素子３３が“’ＯＦ
Ｆ”の時、最終段出力回路４２の入力電圧はＶｃｃとな
り、これらを最終段出力回路４２はＴＴＬレベルに変換
して出力する。トランジスタ素子３１が”ＯＮ”、トラ
ンジスタ素子３０が”ＯＦＦ”した状態では、トランジ
スタ素子３Ｂが”ＯＮ”トランジスタ素子３５が”ＯＦ
Ｆ”になり、トランジスタ素子３６に一定電流が流れる
。この電流値を１゜ＯＮＳ□、入力Ａの電位をＶｌｌ＋
入力Ｂの電位をＶＩＩＮ 抵抗素子４３．４４，４５
，４１１ｉの抵抗値を順にＲ１、Ｒ２Ｊ３ Ｊｊとする
とトランジスタ素子２７のベースの電位は”Ｖ＾・Ｒ１
／（Ｒ１＋Ｒ２）″、トランジスタ素子２８のベースの
電位は”ｖ１Ｒａ／ （Ｒａ＋Ｒ４）−Ｒａ ・Ｒ４・
ＩＣ０ＮＳＴ／ （Ｒａ＋Ｒｚ ）”であり、入力Ｂの
電位ｖ８が入力Ａの電位■、より大きくなった時にトラ
ンジスタ素子２８のベースの電位がトランジスタ素子２
７のベースの電位より大きくなる。又、その条件は、 Ｖ１Ｒａ／（Ｒ＊＋Ｒａ ）−Ｒ１Ｒａ １ｃａｓｓｖ
／（Ｒｓ＋Ｒ４）−Ｖ１＋−Ｒ２／（Ｒ，＋Ｒ２）＞０
であり、今ここでＲ＋ ：Ｒ３、Ｒ２二Ｒ４とおくと■
ｇ−Ｖｌ＞Ｒ＋ １ｃｏＮｓｖ となる。つまり入力Ｂの電位ｖ８が入力Ａの電位Ｖ。
より高くなる時にＴＴＬ出力が反転するのは差動の電圧
Ｖｓ−ＶａがＲ５・■。。ＮＳＴを越えた時となる。ま
た回路の対称性より、入力Ａの電位Ｖｌｌが入力Ｂの高
位ｖ８より高くなる時にＴＴＬ出力が反転するのは差動
の電圧Ｖ、−Ｖ、がＲ１１ｃ。□□を越えた時となる。
Ｖｓ−ＶａがＲ５・■。。ＮＳＴを越えた時となる。ま
た回路の対称性より、入力Ａの電位Ｖｌｌが入力Ｂの高
位ｖ８より高くなる時にＴＴＬ出力が反転するのは差動
の電圧Ｖ、−Ｖ、がＲ１１ｃ。□□を越えた時となる。
この関係を第６図に示す。
発明が解決しようとする課題
このような従来の受信回路は、しきい値がヒステリシス
特性を持っており、ＮＲＺ信号や、複極ＲＺ倍信号対し
ては高いノイズマージンを確保できる利点があるが、ヒ
ステリシスのない固定のしきい値を設定することは出来
ず、特に第７図に示すような極性が交互に変化するパル
スを用い、パルスがあれば１とし、パルスのない場合を
Ｏ符号とするようなバイポーラ信号を受信することは不
可能であった。また定電流回路を構成するトランジスタ
素子３７に流す電流ＩＣ０ＮＳ７を入力Ａ又は入力Ｂよ
り取るため、受信回路の入力インピーダンスを大きくす
ることが不可能であり、伝送路上に多数ルシーバ回路を
接続するバスシステムの場合、接続台数に反比例して合
成入力インピーダンスが低下するため、接続可能な台数
が小さく制限されてしまう課題を有していた。そこで、
本発明はかかる点に鑑み、ヒステリシス特性のないしき
い値が設定でき、その設定値も任意に設定が可能であり
、バイポーラ信号に対しても受信が可能で入力インピー
ダンスのより大きい平衡伝送用受信装置を提供すること
を目的としている。
特性を持っており、ＮＲＺ信号や、複極ＲＺ倍信号対し
ては高いノイズマージンを確保できる利点があるが、ヒ
ステリシスのない固定のしきい値を設定することは出来
ず、特に第７図に示すような極性が交互に変化するパル
スを用い、パルスがあれば１とし、パルスのない場合を
Ｏ符号とするようなバイポーラ信号を受信することは不
可能であった。また定電流回路を構成するトランジスタ
素子３７に流す電流ＩＣ０ＮＳ７を入力Ａ又は入力Ｂよ
り取るため、受信回路の入力インピーダンスを大きくす
ることが不可能であり、伝送路上に多数ルシーバ回路を
接続するバスシステムの場合、接続台数に反比例して合
成入力インピーダンスが低下するため、接続可能な台数
が小さく制限されてしまう課題を有していた。そこで、
本発明はかかる点に鑑み、ヒステリシス特性のないしき
い値が設定でき、その設定値も任意に設定が可能であり
、バイポーラ信号に対しても受信が可能で入力インピー
ダンスのより大きい平衡伝送用受信装置を提供すること
を目的としている。
課題を解決するための手段
第１の発明は、上記目的を達成するため、正転入力と反
転入力の電圧を比較するコンパレータ回路部と、この正
転入力と反転入力それぞれに異なる電圧の直流バイアス
を印加する第１及び第２の直流バイアス印加部と、正転
及び反転の入力端と伝送路を結ぶ第１及び第２のコンデ
ンサーとで構成されている。又第２の発明は第１の発明
の平衡伝送用受信装置２つで構成されている。
転入力の電圧を比較するコンパレータ回路部と、この正
転入力と反転入力それぞれに異なる電圧の直流バイアス
を印加する第１及び第２の直流バイアス印加部と、正転
及び反転の入力端と伝送路を結ぶ第１及び第２のコンデ
ンサーとで構成されている。又第２の発明は第１の発明
の平衡伝送用受信装置２つで構成されている。
作用
第１の発明は、上記した構成により、正転入力と反転入
力に印加した直流バイアス電圧の電位差をしきい値とし
て、入力の“ＯＮ”、’ＯＦＦ”を判断し、出力する。
力に印加した直流バイアス電圧の電位差をしきい値とし
て、入力の“ＯＮ”、’ＯＦＦ”を判断し、出力する。
正転入力と反転入力に印加した直流バイアス電圧は抵抗
素子の分圧によって供給されるのでヒステリシスのない
しきい値を設定することができる。また直流バイアス印
加部に抵抗素子を用いているので入力インピーダンスを
大きくすることができる。また、第２の発明では上記の
ように構成されているのでバイポーラの信号を受信する
ことができる。
素子の分圧によって供給されるのでヒステリシスのない
しきい値を設定することができる。また直流バイアス印
加部に抵抗素子を用いているので入力インピーダンスを
大きくすることができる。また、第２の発明では上記の
ように構成されているのでバイポーラの信号を受信する
ことができる。
実施例
第１図は本発明の受信装置の第１の実施例を示す構成図
である。第１図において、１はコンパレータ回路部であ
り、正転入力と反転入力の電圧を比較してオープンコレ
クター出力に出力している。
である。第１図において、１はコンパレータ回路部であ
り、正転入力と反転入力の電圧を比較してオープンコレ
クター出力に出力している。
２は第１の直流バイアス印加部であり、抵抗素子８と抵
抗素子９の分圧比と直流電源１３の電圧で決まる直流バ
イアスをコンパレータ回路部１の正転入力に印加してい
る。３は第１のコンデンサーで一端がコンパレータ回路
部１の正転入力に接続されている。４は第２の直流バイ
アス印加部であり、抵抗素子ｌＯと抵抗素子＋１の分圧
比と直流電源１３の電圧で決まる直流バイアスをコンパ
レータ回路部１の反転入力に印加している。５は第２の
コンデンサーで一端がコンパレータ回路１の反転入力に
接続されている。６は抵抗素子で一端が第１のコンデン
サー３に他端が入力Ｂに接続されている。
抗素子９の分圧比と直流電源１３の電圧で決まる直流バ
イアスをコンパレータ回路部１の正転入力に印加してい
る。３は第１のコンデンサーで一端がコンパレータ回路
部１の正転入力に接続されている。４は第２の直流バイ
アス印加部であり、抵抗素子ｌＯと抵抗素子＋１の分圧
比と直流電源１３の電圧で決まる直流バイアスをコンパ
レータ回路部１の反転入力に印加している。５は第２の
コンデンサーで一端がコンパレータ回路１の反転入力に
接続されている。６は抵抗素子で一端が第１のコンデン
サー３に他端が入力Ｂに接続されている。
７は抵抗素子で一端が第２のコンデンサー５に他端が入
力Ａに接続されている。８〜１１は抵抗素子であり、第
１の直流バイアス印加ＮＳ２及び第２の直流バイアス印
加部４を構成している。１２は抵抗素子であり、コンパ
レータ回路部１のオープンコレクター出力をプルアップ
している。１３は直流電源であり、コンパレータ回路部
１、第１の直流バイアス印加部２）第２の直流バイアス
印加部４に電源供給している。次に動作について説明す
る。
力Ａに接続されている。８〜１１は抵抗素子であり、第
１の直流バイアス印加ＮＳ２及び第２の直流バイアス印
加部４を構成している。１２は抵抗素子であり、コンパ
レータ回路部１のオープンコレクター出力をプルアップ
している。１３は直流電源であり、コンパレータ回路部
１、第１の直流バイアス印加部２）第２の直流バイアス
印加部４に電源供給している。次に動作について説明す
る。
抵抗素子６〜１１の抵抗値を順にＲ１−Ｒ６とし、直流
電源の電圧をＶＣｃとすると、第１の直流バイアス印加
部１は”Ｖｃｃ−Ｒｄ（Ｒｚ＋Ｒａ）”をコンパレータ
回路部１の正転入力に印加し、第２の直流バイアス印加
部４は”Ｖ ｃｃ−Ｒａ ／ （Ｒｓ ＋Ｒｅ ）”を
コンパレータ回路部１の反転入力に印加している。次に
入力Ａに印加される交流信号の振幅をＶｌｌ、入力Ｂに
印加される交流信号の振幅をＶ＠とすると、コンパレー
タ回路部１の正転入力での交流信号振幅は”Ｗ１Ｒｓ／
／ Ｒａ／（Ｒｔ ”Ｒｓ ／／ Ｒａ ）”、コンパ
レータ回路部１の反転入力での交流信号振幅は”ＶｌＲ
ｓ ／／ Ｒａ ／ （Ｒｅ ＋Ｒａ ／／ Ｒｅ ）
”トナル。
電源の電圧をＶＣｃとすると、第１の直流バイアス印加
部１は”Ｖｃｃ−Ｒｄ（Ｒｚ＋Ｒａ）”をコンパレータ
回路部１の正転入力に印加し、第２の直流バイアス印加
部４は”Ｖ ｃｃ−Ｒａ ／ （Ｒｓ ＋Ｒｅ ）”を
コンパレータ回路部１の反転入力に印加している。次に
入力Ａに印加される交流信号の振幅をＶｌｌ、入力Ｂに
印加される交流信号の振幅をＶ＠とすると、コンパレー
タ回路部１の正転入力での交流信号振幅は”Ｗ１Ｒｓ／
／ Ｒａ／（Ｒｔ ”Ｒｓ ／／ Ｒａ ）”、コンパ
レータ回路部１の反転入力での交流信号振幅は”ＶｌＲ
ｓ ／／ Ｒａ ／ （Ｒｅ ＋Ｒａ ／／ Ｒｅ ）
”トナル。
コンパレータ回路部１は正転入力と反転入力の電圧を比
較して、正転入力に印加された電圧の方が高い時は”旧
ｇｈ″を出力し、反転入力印加された電圧の方が高い時
は”Ｌｏｔ”を出力する。つまり、コンパレータ回路部
ｌの出力が”Ｌｏｗ″となるための条件は Ｖｑ−Ｒａ／／Ｒｅ／（Ｒ２＋Ｒｓ／／Ｒ６）−ｖｅ−
Ｒ３／／Ｒａ／（Ｒ＋”Ｒ３／／Ｒａ）＋Ｖｃｃ−Ｒｓ
／（Ｒｓ＋Ｒｓ）−Ｖｃｃｌ？４／（Ｒ＊＋Ｒｎ）＞０
より （１／ａ −Ｖａ ） ＞ Ｖ ｃｃ ・β／α但しα
：Ｒｓ／／Ｒｓ／（Ｒａ＋Ｒｓ／／Ｒｓ）”Ｒａ／／Ｒ
ａ／（Ｒ＋＋Ｒｓ／／Ｒａ）β二Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒａ
）−Ｒ４／（Ｒａ＋Ｒａ ）又同様にコンパレータ回路
部１の出力が”旧ｇｈ”となるための条件は ＣＶｐ−Ｗ８）＜ Ｖ ｃｃ・β／α となる。このことは、第１図の回路が”Ｖｃｃ・β／α
”なる値の固定のしきい値を有する差動のコンパレータ
回路であることを示しており、β〉Ｏの時、第３図に示
す動作をする。本回路方式によるとαを適当に選ぶこと
で同相入力電圧範囲及び差動穴は”Ｒ＋ ＋ｌｌｌ、
＋Ｒａ ／／ Ｒ４＋Ｒｓ ／／ Ｒｅ”で決まり、抵
抗値を選ぶことにより任意の値に設定可能であり、バス
システムに適用しても接続台数を制限される欠点はない
。
較して、正転入力に印加された電圧の方が高い時は”旧
ｇｈ″を出力し、反転入力印加された電圧の方が高い時
は”Ｌｏｔ”を出力する。つまり、コンパレータ回路部
ｌの出力が”Ｌｏｗ″となるための条件は Ｖｑ−Ｒａ／／Ｒｅ／（Ｒ２＋Ｒｓ／／Ｒ６）−ｖｅ−
Ｒ３／／Ｒａ／（Ｒ＋”Ｒ３／／Ｒａ）＋Ｖｃｃ−Ｒｓ
／（Ｒｓ＋Ｒｓ）−Ｖｃｃｌ？４／（Ｒ＊＋Ｒｎ）＞０
より （１／ａ −Ｖａ ） ＞ Ｖ ｃｃ ・β／α但しα
：Ｒｓ／／Ｒｓ／（Ｒａ＋Ｒｓ／／Ｒｓ）”Ｒａ／／Ｒ
ａ／（Ｒ＋＋Ｒｓ／／Ｒａ）β二Ｒ６／（Ｒ６＋Ｒａ
）−Ｒ４／（Ｒａ＋Ｒａ ）又同様にコンパレータ回路
部１の出力が”旧ｇｈ”となるための条件は ＣＶｐ−Ｗ８）＜ Ｖ ｃｃ・β／α となる。このことは、第１図の回路が”Ｖｃｃ・β／α
”なる値の固定のしきい値を有する差動のコンパレータ
回路であることを示しており、β〉Ｏの時、第３図に示
す動作をする。本回路方式によるとαを適当に選ぶこと
で同相入力電圧範囲及び差動穴は”Ｒ＋ ＋ｌｌｌ、
＋Ｒａ ／／ Ｒ４＋Ｒｓ ／／ Ｒｅ”で決まり、抵
抗値を選ぶことにより任意の値に設定可能であり、バス
システムに適用しても接続台数を制限される欠点はない
。
第２図は本発明の受信装置の第２の実施例を示す構成図
である。第２図において、２５は第１の平衡伝送用受信
装置であり、第１図に示した実施例１とまったく同様の
構成であり、同一の動作とする。２６は第２の平衡伝送
用受信装置であり、第１の平衡伝送用受信装置と同様の
構成であるが、入力Ａと入力Ｂが反転している。またコ
ンパレータ回路部１及びコンパレータ回路部１４はとも
にオーブンコレクター出力であるため、抵抗素子１２で
プルアップすることで、ワイヤードオア出力となる。
である。第２図において、２５は第１の平衡伝送用受信
装置であり、第１図に示した実施例１とまったく同様の
構成であり、同一の動作とする。２６は第２の平衡伝送
用受信装置であり、第１の平衡伝送用受信装置と同様の
構成であるが、入力Ａと入力Ｂが反転している。またコ
ンパレータ回路部１及びコンパレータ回路部１４はとも
にオーブンコレクター出力であるため、抵抗素子１２で
プルアップすることで、ワイヤードオア出力となる。
次に動作について説明する。第１の平衡伝送用受信装置
２５は実施例１で説明したとおり、（Ｖａ −ｖＱ ）
＞ Ｖ ｃｃ・β／ａ −−−・出力”ＬＯＷ”（Ｖａ
−Ｖｅ ）＜ Ｖ ｃｃ・β／α・・・・出力”旧ｇ
ｈ”となる。又、第２の平衡伝送用受信装置２６は第１
の平衡伝送用受信装置２５と入力が反転している以外は
まったく同じとすると、 （ｖａ−Ｖｅ）＜−Ｖｃｃ・β／αのとき出力”Ｌｏｗ
”（Ｖａ−Ｖａ）＞−Ｖｃｃ・β／αのとき出力”Ｈｌ
ｇｈ”となる。ワイヤードオア出力であることから結局
（Ｖｏ −Ｖ［ｌ ） ＜ −Ｖ ｃｃ ・β／α又は
（Ｖａ−Ｖｓ）＞ Ｖｃｃ・β／αのときに出力が”Ｌ
ｏｔ” −Ｖｃｃ・β／ ａ ＜ Ｖｐ −ＶＢ ＜ Ｖ ｃｃ
・β／αのときに出力が”旧ｇｈ” となる。このことは、バイポーラ信号に対して第４図に
示す動作をすることを示しており、本受信装置が平衡伝
送されたバイポーラ信号を固定のヒステリシスのないし
きい値で受信できることを示している。本回路方式によ
るとαを適当に選ぶことで同相入力電圧範囲及び差動入
力電圧許容値を自由に設定することができ、電源電圧も
単一電源でよい。また入力インピーダンスは”（Ｒ＋
”Ｒ２＋Ｒｓ ／／ＲＪ ＋Ｒ６／／ Ｒｅ ）／ ２
”で決まり、抵抗値を選ぶことにより任意の値に設定可
能であり、入力インピーダンスを大きくできるのでバス
システムに適用してモ接続台数を制限される欠点は解消
される。
２５は実施例１で説明したとおり、（Ｖａ −ｖＱ ）
＞ Ｖ ｃｃ・β／ａ −−−・出力”ＬＯＷ”（Ｖａ
−Ｖｅ ）＜ Ｖ ｃｃ・β／α・・・・出力”旧ｇ
ｈ”となる。又、第２の平衡伝送用受信装置２６は第１
の平衡伝送用受信装置２５と入力が反転している以外は
まったく同じとすると、 （ｖａ−Ｖｅ）＜−Ｖｃｃ・β／αのとき出力”Ｌｏｗ
”（Ｖａ−Ｖａ）＞−Ｖｃｃ・β／αのとき出力”Ｈｌ
ｇｈ”となる。ワイヤードオア出力であることから結局
（Ｖｏ −Ｖ［ｌ ） ＜ −Ｖ ｃｃ ・β／α又は
（Ｖａ−Ｖｓ）＞ Ｖｃｃ・β／αのときに出力が”Ｌ
ｏｔ” −Ｖｃｃ・β／ ａ ＜ Ｖｐ −ＶＢ ＜ Ｖ ｃｃ
・β／αのときに出力が”旧ｇｈ” となる。このことは、バイポーラ信号に対して第４図に
示す動作をすることを示しており、本受信装置が平衡伝
送されたバイポーラ信号を固定のヒステリシスのないし
きい値で受信できることを示している。本回路方式によ
るとαを適当に選ぶことで同相入力電圧範囲及び差動入
力電圧許容値を自由に設定することができ、電源電圧も
単一電源でよい。また入力インピーダンスは”（Ｒ＋
”Ｒ２＋Ｒｓ ／／ＲＪ ＋Ｒ６／／ Ｒｅ ）／ ２
”で決まり、抵抗値を選ぶことにより任意の値に設定可
能であり、入力インピーダンスを大きくできるのでバス
システムに適用してモ接続台数を制限される欠点は解消
される。
発明の効果
以上のように本発明によればきわめて簡単な手段により
、平衡伝送されたバイポーラ信号を受信することが可能
であり、しきい値も任意に設定できる。
、平衡伝送されたバイポーラ信号を受信することが可能
であり、しきい値も任意に設定できる。
第１図は本発明の第１の実施例の構成図、第２図は本発
明の第２の実施例の構成図、第３図は本発明の第１の実
施例の動作説明図、第４図は本発明の第２の実施例の動
作説明図、第５図は従来例の受信装置の構成図、第６図
は従来例の受信装置の動作説明図、第７図はバイポーラ
信号の説明図である。 １・・・・コンパレータ回路部、２・・・・第１の直流
バイアス印加部、３・・・・第１のコンデンサー ４・
・・・第２の直流バイアス印加部、５・・・・第２のコ
ンデンサー ２５・・・・第１の平衡伝送用受信装置、
２６・・・・第２の平衡伝送用受信装置。
明の第２の実施例の構成図、第３図は本発明の第１の実
施例の動作説明図、第４図は本発明の第２の実施例の動
作説明図、第５図は従来例の受信装置の構成図、第６図
は従来例の受信装置の動作説明図、第７図はバイポーラ
信号の説明図である。 １・・・・コンパレータ回路部、２・・・・第１の直流
バイアス印加部、３・・・・第１のコンデンサー ４・
・・・第２の直流バイアス印加部、５・・・・第２のコ
ンデンサー ２５・・・・第１の平衡伝送用受信装置、
２６・・・・第２の平衡伝送用受信装置。
Claims (2)
- （１）正転入力端子に印加された電圧と、反転入力端子
に印加された電圧とを比較するコンパレータ回路部と、
前記コンパレータ回路部の正転入力に直流バイアスを印
加する第１の直流バイアス印加部と、前記コンパレータ
回路部の正転入力に一端が接続された第１のコンデンサ
ーと、前記コンパレータ回路部の反転入力に直流バイア
スを印加する第２の直流バイアス印加部と、前記コンパ
レータ回路部の反転入力に一端が接続された第２のコン
デンサーとからなり、前記第１のコンデンサーの他端を
平衡伝送路の第１の信号線に接続し、前記第２のコンデ
ンサーの他端を平衡伝送路の第２の信号線に接続し、前
記第１の直流バイアス印加部の印加する電圧と、前記第
２の直流バイアス印加部の印加する電圧を異なる値とし
、その差電圧をしきい値として平衡伝送路上の差動信号
を受信することを特徴とした平衡伝送用受信装置。 - （２）特許請求の範囲第１項記載の平衡伝送用受信装置
２つからなり、第１の平衡伝送用受信装置の第１のコン
デンサーの他端並びに第２の平衡伝送用受信装置の第２
のコンデンサーの他端を平衡伝送路の第１の信号線に接
続し、前記第１の平衡伝送用受信装置の第２のコンデン
サーの他端並びに前記第２の平衡伝送用受信装置の第１
のコンデンサーの他端を平衡伝送路の第２の信号線に接
続し、第１及び第２の平衡伝送用受信装置それぞれにお
いて、第１の直流バイアス印加部の印加する電圧と、第
２の直流バイアス印加部の印加する電圧を異なる値とし
、そのそれぞれの差電圧をそれぞれのしきい値として平
衡伝送路上の差動のバイポーラ信号を受信することを特
徴とした平衡伝送用受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1327883A JPH03187647A (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 平衡伝送用受信装置 |
| EP90104840A EP0436771B1 (en) | 1989-12-18 | 1990-03-14 | Unbalanced transmitter and receiver for bipolar signals |
| DE69013876T DE69013876T2 (de) | 1989-12-18 | 1990-03-14 | Unsymmetrische Empfänger und Sender für bipolare Signale. |
| US07/497,016 US5109391A (en) | 1989-12-18 | 1990-03-21 | Unbalanced transmitter and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1327883A JPH03187647A (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 平衡伝送用受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03187647A true JPH03187647A (ja) | 1991-08-15 |
Family
ID=18204044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1327883A Pending JPH03187647A (ja) | 1989-12-18 | 1989-12-18 | 平衡伝送用受信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5109391A (ja) |
| EP (1) | EP0436771B1 (ja) |
| JP (1) | JPH03187647A (ja) |
| DE (1) | DE69013876T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010166560A (ja) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Tektronix Inc | トリガ回路及びトリガ信号発生方法 |
| JP2020060422A (ja) * | 2018-10-09 | 2020-04-16 | 学校法人大阪産業大学 | センサ出力読出し回路 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5778303A (en) * | 1993-04-16 | 1998-07-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Inc. | Multiplexed audio-video signal transmission system through pair-wire |
| US5555277A (en) * | 1993-12-01 | 1996-09-10 | Datapoint Corporation | Technique for cancelling common mode switching noise to achieve reduced error rates in a local area network |
| JP2988300B2 (ja) * | 1995-01-27 | 1999-12-13 | 日本電気株式会社 | バイポーラクロック擾乱検出回路 |
| US6037884A (en) * | 1996-11-13 | 2000-03-14 | Int Labs, Inc. | Technique to encode multiple digital data streams in limited bandwidth for transmission in a single medium |
| JP3495254B2 (ja) * | 1998-05-19 | 2004-02-09 | 富士通株式会社 | パルス信号送信回路及びこれを用いた加入者線終端装置 |
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| JPS6259499A (ja) * | 1985-09-09 | 1987-03-16 | Kenwood Corp | 音響用振動板 |
Family Cites Families (12)
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-
1989
- 1989-12-18 JP JP1327883A patent/JPH03187647A/ja active Pending
-
1990
- 1990-03-14 DE DE69013876T patent/DE69013876T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-03-14 EP EP90104840A patent/EP0436771B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-21 US US07/497,016 patent/US5109391A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0436771B1 (en) | 1994-11-02 |
| DE69013876T2 (de) | 1995-03-09 |
| US5109391A (en) | 1992-04-28 |
| DE69013876D1 (de) | 1994-12-08 |
| EP0436771A1 (en) | 1991-07-17 |
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