JPH03145970A - インバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） この発明は、定電圧・定周波数インバータ装置に係わり
、特に、出力電圧周期に同期してインピーダンスが変化
する非線形負荷による電圧波形歪みを除去するに好適な
インバータの制御装置に関するものである。

（従来の技術） 定電圧・定周波数インバータ装置は、コンピュータなど
の瞬時停電も許されない装置に電力を４Ｊ（給するため
の無停電電源装置や独立電源として用いられている。こ
の場合、負荷としては、整流器など、出力電圧周期に同
期してインピーダンスが変化する非線形負荷であること
が多い。

かかる非線形負荷によって生じるインバータの出力電圧
波形歪を除去するには、出力電圧を検出し、この出力電
圧と出力電圧基準との偏差の瞬時値から、その偏差を小
さくするようにインバータ出力指令を制御する方法や、
交流フィルタのコンデンサに流れる電流を正弦波に追従
させる方法（特開昭６２−６０４７５号公報参照）、繰
り返し制御とよばれる、出力電圧歪を１周期の間記憶し
、次の周期でも同じ方向に同じ大きさの歪が発生するも
のと仮定して、その歪を出さないようにフィードフォワ
ードでインバータを制御する方法（特願昭６３−１９５
２４４）等がある。

第４図は、これらの方法のうち、交流フィルタのコンデ
ンサに流れる電流を正弦波に追従させるようにインバー
タを制御する装置を示したものである。同図において、
ｌは直流電源、２は平滑コンデンサ、３は３相インバー
タ、４は３相トランス、５はリアクトル、６はコンデン
サ、７は負荷、８は電流検出器、９は電流基準発生器、
１０は加算器、１１は信号発生器である。

第４図の動作は以下のとおりである。直流電源１の出力
電圧が平滑コンデンサ２で平滑された後、３相インバー
タ３によって交流に変換される。この３相インバータ３
の交流側には３相トランス４が接続され、所望の電圧に
変圧される。また、３相トランス４の２次側にはりアク
ドル５およびコンデンサ６からなる交流フィルタが接続
され、これによってインバータのスイッチングによって
生じる高周波用が除去され、正弦波交流電圧が負荷７に
供給される。

交流フィルタのコンデンサ６に接続された電流検出器８
がコンデンサ電流検出信号Ｉ　Ｃｕｅ　Ｉ　ＣＶ＊Ｉｃ
ｖを検出する。また、電圧基準Ｖ＊および位相基準θを
設定することによって、電流基準発生器９が電流基準Ｉ
　Ｃｕｅｐ　Ｉ　ｃｖ”＊　Ｉ　ｃ−を出力する。そこ
で、加算器１０は電流検出信号Ｉｃυ＋ＩｃＶｔＩｃＶ
から電流基１！！Ｉｃｕ東、Ｉｃｖ＊、Ｉｃｗ＊を減算
して、電流偏差ΔＩｃυ、ΔＩｃＶｙΔＩｃ％ｌを出力
し、信号発生器１１に与える。信号発生器１１は、第５
図に示す如く、ヒステリシスレベル４１京を越えない範
囲で、電流偏差Δ工。υ、ΔＩｃＶ＊Δ工。Ｖが零にな
るようなパルス幅変＠ｌ　（ＰＷＭ）パターンをつくり
、３相インバータ３を制御する。

ちなみに、電流基準発生器９は電圧基準ｖ京位相基準θ
、フィルタコンデンサ容量Ｃ［Ｆ］　、およびインバー
タの出力角周波数ω［ｒａｄ／５ｅａｌに基づいて次式
の電圧基準を発生する。

Ｉｏ−＝ωＣ・Ｖ＊・ｃｏｓ（ｏ） ＩｃＶ京＝ωＣ−■＊・ｃｏｓ　（θ−２・　π／３）
ＩｃＷ東＝ωＣ−７束・ｃｏｓ　（θ　＋２　・　π／
３）・・・　（１） 次に、第６図は上述したように、出力電圧歪をインバー
タ出力の１周期の間記憶し、次の周期でも同一の方向に
歪が発生すると仮定して制御を行なう例である。同図に
おいて、１２は電圧検出器、１３は電圧基準演算器、１
４は過渡制御演算器、１５は電圧補正演算器、１６は搬
送波発生器、１７は遅延器である。また、そのほかの要
素は第４図の同一番号の要素に対応する。また、制御は
１周期ｎ回のサンプル値制御とする。

電圧検出器１２は変換器の出力電圧を検出し、電圧検出
信号Ｖυ＠　Ｖｖｔ　Ｖｖを出力する。また、電圧基準
Ｖ＊および位相基準θを設定することによって、電圧基
準発生器１３が電圧基準Ｖｕ”ｔ　Ｖｖ’。

■−を出力する。そこで、加算器１０Ａ　は電圧検出信
号ＶＵ＋　ＶＶ＋　Ｖｗから電圧基準ＶＵ＊＊　ＶＶ”
ｔＶ−を減算して電圧偏差信号ΔＶ　Ｌｌ　ｒΔＶｖ、
ΔＶｗを出力する。電圧偏差信号は一方で過渡制御演算
器１４によってＰ　、Ｉ　Ｄ演算され、インバータの電
圧指令にフィードバックされる。また５もう一方は電圧
補正演算器１５によってその歪を除去する成分を演算さ
れ、過渡制御演算器１４の出力に加算された後、遅延器
１７Ａでインバータの出力周期の間遅延する。遅延器１
７Ａの出力は、遅延器１７Ｂの出力、つまり１周期前の
補正信号と加算され、インバータの電圧指令にフィード
バックされる。

搬送波発生器１６は、インバータの出力周波数よりも十
分はやい周波数で発信する搬送波信号ｅｓを出力する。

信号発生器１１はインバータの電圧指令Ｖ−，ＶＳ”、
ｖ−を搬送波ｅｓによって変調してイ′ンバータ３にＰ
ＷＭゲート信号を出力する。

第７図は、インバータの電圧指令Ｖ、”、Ｖｓ＊、ＶＴ
＊。

搬送波ｅｓとインバータのゲート信号の関係を図示した
ものである。

第８図は過渡制御演算器１４の出方を０としてときの各
部の波形である。本制御は瞬時値制御で除去しきれなか
った波形歪を次の周期で除去する構成であるため、周期
性のある電圧歪を除去でき、歪の少ない良質な波形が出
力できる。

ちなみに、電圧基準発生器１３は電圧基準Ｖ＊および位
相基準θに基づいて次式の電圧基準を発生する。

ｖｕ＊＝■京・５ｉｎ（０） ■ｖ＊＝ｖ＊・ｓｉｎ　（θ−２・π／３）ｖ−＝Ｖ＊
・５ｉｎ（Ｏ＋２・？ｃ／３）・・・　■ また、電圧補正演算器１５は、交流フィルタの逆伝達関
数であり、数式で現わすと０式になる。

ただし、ωＦはフィルタに用いられているリアクトルＬ
とコンデンサＣの共振角周波数で、ωＦ＝ｆ（Ｌ−Ｃ）
の関係にある。また、ｚ−１は遅延演算子、Ｔはその遅
延時間であり、たとえば、ｚ−１・ｆ（ｔ）はｆ（ｔ−
Ｔ）となる、ｎはインバータの出力周期をＴｏとした場
合、Ｔ０＝ｎ−Ｔを成立する値である。従って、ｚ−ｉ
・ｆ（ｔ）はｆ（ｔ−ｎ−Ｔ）　＝ｆ（ｔ−Ｔ、）とな
り、１周期前のｆ（ｔ）の値になる。

（３）式にはｚ＋１という、予測演算子（時刻Ｔ後の値
を求める演算子）が含まれているが、第９図のような構
成にすることによって、電圧補正演算器１５から予測器
をなくすことができる。また、遅延器はＦ　Ｉ　ＦＯ（
Ｆｉｒｓｔ　Ｉｎ　Ｆｉｒｓｔ　０ｕｔ）のＲＡＭなど
を利用して実現する。

（発明が解決しようとする課題） 定電圧、定周波数インバータ装置は負荷に対して歪の少
ない良質な電力を安定に負荷に供給する装置である。イ
ンバータ装置の出力電圧が歪むと、その歪が電圧変動と
して現れる。この装置をコンピュータの電源として用い
る場合、電圧の変動は、コンピュータの誤動作の原因と
なり、最悪の場合、システムダウンの恐れがある。

インバータ装置の出力電圧の改善方法としては。

従来の技術で述べたコンデンサ電流の瞬時値による制御
と、圧力電圧による繰り返し歪について行なう制御があ
る。前者の場合、負荷急変時の特性は良いが定常的な波
形歪を除去しきれないという欠点がある。また、後者の
場合、定常的な出力波形を改善できるが、負荷急変時や
負荷投入直後の１周期の特性が悪いという欠点がある。

この発明は、上記の問題点を解決するためになされたも
ので、負荷変動時の電圧変動を最小限に抑え、同時に、
出力電圧周期に同期して発生する出力電圧波形歪を容易
に除去することのできるインバータの制御装置を得るこ
とを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） この発明は、インバータの出力側に交流リアクトル及び
コンデンサからなる交流フィルタを具備する電力変換器
の制御装置において、電力変換器の交流フィルタコンデ
ンサに流れる電流を検出し、その瞬時値とその基準と比
較して、その差が小さくなるようにインバータ電圧指令
を演算する。

同時に、このインバータ電圧指令、および、瞬時値制御
で除去しきれなかった出力電圧歪を１周期の間、記憶す
る。

ここで、負荷がインバータの出力に完全に同期すると仮
定する。そうした場合、次の周期においても前の周期と
同じ電圧指令をインバータに与えた場合、その周期に発
生した電圧歪と同じ電圧歪が発生することになる。そこ
で、この歪を加味して、インバータの電圧指令を前の周
期の電圧指令にそのとき発生した電圧歪を完全に打ち消
すような補正値を重畳させて、インバータの電圧指令と
することを特徴とするものである。

（作用） この発明においては、過渡特性や負荷変動時において従
来の瞬時値制御と同じ応答が実現でき、同時に瞬時値制
御で除去しきれなかった歪成分を繰り返し制御で除去す
ることによって、良質の定常電圧波形を得ることができ
る。

（実施例） 第１図はこの発明の１実施例の構成を、適用対象のイン
バータの主回路と併せて示したブロック図である。図中
、第４図および第６図と同一の符号を付したものはそれ
ぞれ同一の要素を示している。

電流検出器８の電流検出信号ＩｃＵ、■。Ｖ＋ＩｃＶか
ら電流基準発生器９の電流基準Ｉ　ＣＵ＊＋　Ｉ　ＣＶ
’ｔ１ｃ−を減じて得られる電流偏差ΔＩｃｔＪｙΔＩ
ｃＶ＋Δ■ｃｗは過渡制御演算器１４に送られる。過渡
制御演算器１４はこれらの電流偏差を受けて、その偏差
を減少させるような電圧補正値ΔＶＲｏｅ　ΔＶｓ。

ΔＶ丁。を演算し、電圧基準に加え、電圧指令とする。

電圧検出器１２の電圧検出信号Ｖｕ、ｖｖ、Ｖｗから電
圧基準発生器１３の電圧基準ｖＵ＊、Ｖｖ＊、ｖｖ＊を
引算して得られる電圧偏差ΔＶυ、ΔＶＶＩΔＶＷは補
正電圧演算器１５に送られる。補正電圧演算器１５はこ
れらの電圧偏差を受けて、その偏差を除去する電圧補正
値ΔｖＲ□、ΔＶＳ１＋ΔＶＴよを演算する。

ここで、インバータに接続される負荷が、インバータの
電圧位相に同期して変化し、完全に同期性をもつと仮定
する。そうすると、次の周期において、インバータの電
圧基準に、前回のコンデンサ電流による電圧補正演算値
ΔＶＲＱｗΔＶＳｏ＋ΔＶＴｏと、前回の電圧偏差によ
って計算された電圧補正値ΔｖＲ，，ΔＶＳ、＊ΔＶ丁
ｚを加えてインバータの電圧指令とすれば負荷にかかる
電圧の歪は完全に除去できる。

このことを利用して１次の周期に上記電圧補正値を電圧
基準に重畳させ、インバータの電圧指令とする。また、
その電圧指令値は遅延器１７Ｂによって更にもう１周期
の間記憶され、電圧および電流の歪が零になったときの
電圧指令値を保持させる。

本実施例の演算を、すべてアナログで行なう場合、制御
遅れなどの問題は生じないが、アナログ回路での遅延器
の実現が非常に難しく、複雑なものになる。また、すべ
てディジタルで行なう場合、遅延器は半導体メモリなど
簡単に実現できるが。

Ａ／Ｄコンバータの変換時間、検出値から指令値を求め
る演算時間、指令値を出力する時間などの様々な制御遅
れが存在するため高速なディジタル演算器およびＡ／Ｄ
コンバータを用いなければならず、そのため装置が高価
になる。そこで、高速なディジタル演算器を用いずに本
制御を行なう場合は第２図のような構成となる。第２図
において。

１８はＡ／Ｄコンバータ、１９はＤ／Ａコンバータ、そ
のほかの要素は第１図と同一の番号を付した要素と同一
の要素である０本実施例は、高速な演算を要する瞬時値
制御の部分はアナログで、それほど高速性を要求しない
繰り返し制御の部分はディジタルを用いることによって
、高速な演算器を用いなくても実現できる。

以上示したように本実施例では、過渡変動時において高
速な応答が可能となり、さらに繰り返し制御によって、
定常的な出力電圧の良好な波形が得られる。

第３図は、演算を座標変換して行なった例である。第３
図において、２０は回転座標演算器、２１は静止座標演
算盪、そのほかの要素は第１図と同一。

の番号を付した要素と同一の要素である。

回転座標演算器は、３相の電圧検出値をその出力周波数
と同期した回転座標上に座標変換する。

こうすることによって電圧および電流の目標値を直流と
して扱うことができる。過渡制御演算器Ｉ４および電圧
補正演算器などの動作については前実施例と同一なので
省酩する。

ちなみに、回転座標演算器２０は入力信号を■。。

Ｖｖ、ＶＷ、位相信号を０としたとき、０）式に示す演
算を行むい。変換信号Ｖｄ＋　ｖ９を出力する。

Ｖｄ＝−・（ＶＵ−ＣＯ８（０）十 ｖｄ＝　　”　（Ｖｕ−３ＩＮ（０）　　＋２ Ｖｖ−８ＵＮ（θ−−７Ｃ）＋　Ｖｗ−５ＩＮ（θ十−
π））３　　　　　　　　　　　　　３ ０） また、静止座標演算器２１は入力信号をＶｄ＋　Ｖｑ−
位相信号を０としたとき、０式に示す演算を行ない、変
換信号Ｖυ、ｖ、、Ｖ、を出力する。

Ｖυ＝ｖｄ−ＣＯ５（θ）＋ｖ９・Ｓ工Ｎ（θ）・・・
　に） 〔発明の効果〕 以上の説明によって明らかなように、この発明によれば
、基本形は従来の瞬時値制御と同形であるため、過渡変
動時においても高速な応答が可能となり、瞬時値制御で
除去しきれない電圧歪を、繰り返し制御を組み入れるこ
とによって、除去するので、定常的な波形の良好な出力
電圧が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の１実施例の構成を示すブロック図、
第２図はその補足説明図、第３図は本発明の他の実施例
を構成するブロック図、第４図は従来の制御例として、
瞬時値制御のブロック図、第５図はその補足説明図、第
６図は従来の制御例として、繰り返し制御のブロック図
、第７図および第８図はその補足説明図、第９図は従来
の制御例としての他の実施例を示すブロック図である。 １・・・直流電圧源 ２・・・平滑コンデンサ ３・・・３相インバータ ４・・・３相トランス ５・・・リアクトル ６・・・コンデンサ ７・・・負荷 ８・・・電流検出器 ９・・・電流基準発生器 １０・・・加算器 １１・・・信号発生器 １２・・・電圧検出器 １３・・・電圧基準発生器 １４・・・過渡制御演算器 １５・・・電圧補正演算器 １６・・・搬送波発生器 １７・・・遅延器 １８・・・Ａ／Ｄコンバータ １９・・・Ｄ／Ａコンバータ ２０・・・回転座標演算器 ２１・・・静止座標演算器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電圧指令に沿って出力電圧の大きさと位相を制御するイ
   ンバータと、変換器の出力に発生する高調波を減少させ
   る交流リアクトル及びコンデンサからなる交流フィルタ
   で構成される電力変換器の制御装置において、 交流フィルタコンデンサに流れる電流Ｉｃを検出する電
   流検出器と、該交流フィルタコンデンサに流れる電流の
   基準Ｉｃ＾＊を発生する電流基準発生器と、該電流基準
   発生器の電流基準Ｉｃ＾＊と前記電流検出器の電流検出
   値Ｉｃとの偏差ΔＩｃを求める第１の加算手段と、 電力変換器の出力電圧Ｖを検出する電圧検出器と、該電
   力変換器の出力電圧の基準Ｖ＾＊を発生する電圧基準発
   生器と、該電圧基準発生器の電圧基準Ｖ＾＊と前記電圧
   検出器の電圧検出値Ｖとの偏差ΔＶを求める第２の加算
   手段と、 前記第１の加算手段の出力ΔＩｃの瞬時値からその偏差
   を小さくする電圧補正値を演算する第１の演算手段と、 この第２の加算手段の出力ΔＶを零にするような電圧補
   正値を演算する第２の演算手段と、前記第１の演算手段
   の出力と前記第２の演算手段の出力の和を求める第３の
   加算手段と、 前記第３の加算手段の出力を、インバータの出力の１周
   期間、遅延して出力する第１の遅延手段と、 該遅延手段の出力を、１周期間前の電圧補正値と加え、
   これを新たな補正値とする第３の演算手段と、 前記第１の演算手段と前記第３の演算手段の和を演算す
   る第４の加算手段と、 この第４の加算手段の出力と前記電圧基準発生器の電圧
   基準Ｖ＾＊の和を求める第５の加算手段を備え、 この第５の加算手段の出力を前記インバータの電圧指令
   とすることを特徴とするインバータの制御装置。