JPH03141742A - 遅延等化及び応動タイムパルス再生機能を有するデータ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野は、データ伝送または放射ネットワークの受
信機に配置されて、受信データのタイムパルスを等化・
再生し、受信機のこれに続く一連のエレメントに対して
、澄んだ再同期クロック位相を有する明瞭な信号を付与
する様に設計されているデータ処理モジュールの分野に
属する。

この発明は、ベースバンドで受信または返送される限り
いかなるデータ信号に対してｂａ用される。

具体的には、この発明の適用、即ち、タイムパルス再生
機能を備えた等化装置は、Ｘ−ＭＡＣ規格、特にＤ２−
ＭＡＣに従って送信されるＴＶ信号の様に、データとア
ナログ情報の多重化構成の信号を処理することができる
。この場合、この発明の装置は、多重化信号中のアナロ
グ成分に対しては素通しとなる。

いかなるタイプの媒体においてち、データの伝送または
放射は線形ないしは非線形擾乱を生ずることは広く知ら
れている。その結果として生ずる現象は、シンボル間干
渉として知られているデータ・オーバラップである。

文献にはそれ程詳細に述べられてはいないが、これに劣
らず重要な今一つの問題は、タイムパルスを、従ってデ
ータに伴われているクロックフェーズを、正しく再生す
ることの難しさである。

タイムパルス再生操作は、受信機内で次いで行われる信
号処理操作に対する基盤となっていることは明らかであ
る。

従って、受信されたＤ２−ＭＡＣ信号内において、タイ
ムパルス再生は、多重信号中におけるデータ・バースト
の窓割り、データ信号のデジタル同期、ならびに、自動
利得制御（ＡＧ（：）、もしくは連続成分の再生等、受
信機の多数の機能を支配する。換言すれば、タイムパル
ス再生なくしては受信に関するいかなるサービスをも提
供できないことになる。

第１図に示す様な、タイムパルス再生装置は公知である
。これらの装置においては、特にＩ）２−ＭＡＣ受信機
に適する様に、ＡＤＣＩＩがＪクロック再生モジュール
１２の制御の下に、受信信号１０をデジタル化する。こ
のモジュール１２は、例えば、アナログ信号１０で、信
号のＯスレッショルド（例えば０）交叉検出原理に従っ
て、作動して、送信されて来る二重バイナリ信号の周波
数に対応して１０．１２５ＭＨｚでラインを発生する。

ＡＤＣＩＩの出力で得られるデジタル化された信号は、
次いて、タイムベース１３に導かれる。この装置は、例
えば、コンパレータを伴っているシフトレジスタと、フ
レームシンクロにメモリされているイメージとを用いて
、フレーム同期信号１４て受信された信号の再同期を行
なう。従って、このタイムベース１３を用いて、特に、
０２−ＭＡＣからデジタルバーストを抽出して、音声と
データをデコードする共に、ライン、フレーム及び／又
はパケットのような他の同期データをデコードすること
ができる。

但し、この様な回路は次の二つの欠点を有する：−第一
に、信号１０の伝送チャネルが著しく擾乱された場合に
、クロック位相同期に問題が生じる可能性があり； 一第二に、エコー現象によって、伝送チャネルに伝送関
数の歪が誘起され、特に、シンボル間干渉を招来するこ
とになる。

ビテルビ・アルゴリズムを用いる最大確率に従って作動
する検波モジュール１５のタイプの補正器を用いて、こ
のシンボル間干渉に対処しようとする考えが生れた。事
実、このタイプの補正構成は、処理信号が清潔でオーブ
ン・アイ・ダイアクラムを示す場合には、信号対雑音比
で３ｄＢの利得か得られるのか普通である。反対の場合
には、ビテルビ・デコーダの効率は、撹乱の場合に制約
されたままであることが実証されている。

この発明の目的は、特に、受信信号を受信の初め早期に
補正するための等花器を備え、受信機の“同期脱落゛限
界を拡大することにある。この発明の等化装置は、ビテ
ルビ・デコーディング・システムと共用可能であるが、
゛このタイプのデコーダなしでも使用可能である。

等比操作は、既知の方法により、受信された信号を、そ
の伝達関数がたえず、伝送チャネルの伝達関数の逆関数
に最も近くなっている様にしている等価モジュールで処
理することである。

線形の歪補正装置は公知であり、特に、フランス特許第
８３１７４３８号で述べられている様に、データ信号に
対してそれ自身を適合させて行く自己適応等花器のタイ
プは良く知られている。上記の特許文書によると、この
等花器は、受信信号中の平均自乗誤差を最小化するアル
ゴリズムを用いて、受信信号を等化するデジタルフィル
タのフィルタリング係数を調整することから成っている
。論文「データＤＩＤＯＮの放射に適するエコー・コレ
クタの設計と実施例Ｊ　　（１９８３年１２月９日、Ｒ
ｅｎｎ−ｅｓ　Ｉ大学、Ｊａｃｑｕｅｓ　ＰＡＬＩＣＯ
Ｔ発表）に発表されている様に、非常に多くのアルゴリ
ズムが考えられる。

フランス特許第８８０１６４１号から、自己適応等花器
はまた、Ｘ−ＭＡＣタイプの信号に、そして特にＨＤ−
ＭＡＣ信号に対して、適用できることが知られており、
この等花器はアナログ・イメージ信号及びデジタル音声
信号、及びＸ−ＭＡＣ信号の特性データの時間的多重信
号として基準信号を導入して、受信に際してこの基準信
号を適応等化を実行するために用いるように構成されて
いる。この場合等化は、１１０−ＭＡＣ信号のサンプル
を給電され、フィルタの出力で受信される基準信号シー
ケンスとメモリされている基準信号シーケンスとを比較
することによって係数を適応させる手段を備えている、
適応型トランスバースフィルタを用いて実行される。

第２図及び第３図に示されている様に、等化装置をタイ
ムパルス再生装置と共用できる回路として二つのタイプ
が存在する。

回路のタイプに応じて、タイムパルス再生モジュール１
２は、ＡＤＣＩＩの後（第２図）に接続されているが、
もしくは、前（第３図）に接続されているかによって、
デジタル信号１７またはアナログ信号１０をサンプルす
る。但しいずれの場合にも、等花器１６は常に、ＡＤＣ
Ｉ　１／タイムパルス再生装置１２の後に配置される。

その結果として、タイムパルス再生器１２はいずれの場
合にも、等化された信号上に現れることはなく、従って
、等花器１６によって許容されたデータの整形の利益を
受けることはない。タイムパルス再生装置によって確立
されたクロック位相が安定しない時に等化が作動できな
いので、この事は重要な制約事項となる。

この発明の目的は、また、既存システムのこれらの欠点
を克服することにある。

更に具体的に言えば、この発明の基本的な目的は、受信
側において、伝送チャネルに強力な擾乱がある場合にも
タイムパルス再生を可能にすることによって、そのサー
ビス限界を拡大することにある。

この発明のもう一つの本質的な目的は、回路発散のリス
クを伴うことなく、等化受信信号に関してタイムパルス
再生を可能にすることである。

この発明の更に別の目的は、１回もしくは繰り返し故障
の可能性を含み、相継ぐ試行を用いる方法に従って受信
信号のクロック位相の同期強化機能を含む等化及びタイ
ムパルス再生システムを提供することにある。

これらの目的、ならびに、以下に述べられるその他の目
的は、データを含む信号の伝送または放射ネットワーク
の受信機に取りつけられる様に特に設計された、タイム
パルス再生装置を伴った等化装置を用いて達成され、こ
のタイプの装置は、特にＡＤＣの同期を提供するタイム
パルス再生装置と共働して受信信号をデジタル化するＡ
ＤＣによって給電されるデジタル等化装置で構成され、
この等化装置は、受信される信号で代表されるデータか
らフィルタリング係数を計算するモジュールによって制
御されるデジタルフィルタで構成される、フィルタリン
グモジュール、及び上記のフィルタリング係数計算を安
定化させる手段とから成るフィルタリングモジュール、
及び、上記の等化装置に給電する上記ＡＤＣを、制御す
るためにデジタル等化装置の出力側に、遡及再ループと
してアレンジされているタイムパルス再生回路を含んて
いる。

この様にして、タイムパルス再生装置は、前取って等化
されるので、清純な信号でこれを実行することができる
。係数計算を安定化させる手段が用いられているので、
他方においては、等化プロセスが発散する危険性が避け
られる。

この発明のもうひとつの特徴により、上記の、受信信号
の代表データは、受信された信号内てサンプルされたデ
ジタルバーストの繰返しで構成されている、受信信号の
安定なりロック位相のシミュレーションのシーケンスの
入念な処置を介して供給される。

好都合なことに、シーケンスまたはシミュレーションの
上記の入念な処置手段は、データの上記のサンプルバー
ストをメモリする手段を備え、送信手段と共働して上記
のメモリされているバーストを繰返して上記のフィルタ
リングモジュールに送る手段、及び、データの現バース
トの繰返しシーケンスから、新しいフィルタリング係数
の入念な処理が終了すると、新しいサイクルのために、
データの新しいバーストをメモリさせる手段を含んでい
る。

この様にして、この装置は、二つの累積的な利点を提供
するニ ーフィルタリング係数の計算モジュールは、安定なりロ
ック位相で源信号に働き掛けるので等化操作を最適化す
ることができるニ ー受信信号の等化は、フィルタリング係数の計算モジュ
ールでサンプルされたデータが並列に処置されるので、
その処理時間のために遅延モードで実行され、従って発
散のリスクは特に制約されることになり、非常に高い周
波数の信号、具体的には１０ＭＨｚオーダの信号の等化
が可能となり、時間的多重信号が信号が容易に処理され
る。

この発明の実施例の好ましいモードにおいては、デジタ
ル等花器がトランスバースフィルタで、例えば、平均自
乗誤差の基準に従って操作できる。

この発明の重要な特性により、フィルタリング係数の計
算を安定化させるための手段として、満足すべき等化閾
値を交叉基準に従って、新しいフィルタリング係数の計
算の中断を制御するための手段を含む。中断制御装置の
表示量は、好都合なことに、平均自乗誤差、二重バイナ
リ信号の侵犯率、及びデジタルフィルタを制御する１個
以上のフィルタリング係数に対する閾値な含むグループ
に属する。

このことは、信号の満足すべき補正が得られる場合にい
っても、繰返し等化／タイムパルス再生プロセスを中断
することによって、タイムパルス再生を伴った等価ルー
プ再構成プロセスの発散のリスクを回避することを可能
にするので基本的な特性である。

更に、この発明のいまひとつの有利な特性により、フィ
ルタリング係数の計算を安定化する上記の手段は、フィ
ルタリングモジュールの作動において、最大偏位閾値交
叉基準に従って、フィルタリング係数のりセツティング
を制御する手段を含む。

出来うれば、上記のりセツティング基準が、フィルタリ
ング係数の和による閾値の交叉を含んでいるグループに
属し、その閾値交叉が上記のフィルタリング係数の１個
以上により最大値で行なわれることが望ましい。

この発明のこの特性は、信号の同期化プロセスを実行し
、故障の場合にはこれをリセットして繰返し試行を行わ
せることを可能にする。

アナログ信号とデジタル信号の時間的多重信号を受信す
る場合には、この発明は、好都合に次のもので構成され
るニ ー受信信号中のデジタル符号別と同期する第一手段； 一同期され等化されたデジタル符号別内のタイムベース
の計算に基づいて、受信信号内のデジタルバーストの窓
割りを行う装置、この装置は、受信信号の上記の代表デ
ータで構成されているデジタルバーストのサンプリング
及び／又はメモリを制御するために、同期用第一手段も
しくは窓割り用第二手段の選択切換え手段を含む。

デジタルバーストの同期及び窓割りを行うこのシステム
は、別々の二つのステップで、等化／タイムパルス再生
装置に対して、伝送チャネル内に撹乱がある場合に適度
の強度を与える。

また、受信信号が多重Ｘ−ＭＡＣ型の信号である場合に
は、上記のサンプルされたバーストは、好都合に６、ラ
イン信号のデータのバーストであるが、ないしは、デジ
タル・フィルタが、データの２倍の周波数で作動してい
るトランスバース・フィルタであるが、又はその両方で
ある。

一般に、上記ＡＤＣが、受信信号のピット周波数の２倍
以上の周波数でデジタル化を行っている場合に有利であ
る。

この発明は、更に、次の構成の装置を用いて行われる等
化プロセス及びタイムパルス再生プロセスにも関するニ ー受信信号をデジタル化した後に、このデジタル化され
た信号中のデータのバーストをサンプルして、上記のサ
ンプルされたバーストの繰返しにより安定したクロック
周波数のシミュレーションのシーケンスを形成する； 一上記のシくニレ−ジョン・シーケンスから入念に取り
出されたフィルタリング係数の計算モジュールを用いて
、上記の受信されたデジタル化信号のデジタルフィルタ
リング処理を制御し、この制御が、データバーストのサ
ンプリングに関して遅延モードで、実行される制御手段
； −デジタル化され、フィルタされた受信信号の分析から
タイムパルス再生モジュールによって同期基準を得る手
段； 一データバーストないしは、上記の新同期基準の受信信
号をデジタル化するＡＤＣｌのサンプリンク窓割な制御
する手段。

このプロセスは、本質的には、次のストップ条件の１個
以上を含んでいるニ ー満足すべき等化閾値交叉基準に従って行われる、新フ
ィルタリング係数の計算の中断；−フィルタリング・モ
ジュールの作動の最大偏位交叉基準に従う、フィルタリ
ング係数のりセツティング。

この発明のその他の特性及び利点は、次の付図を参照し
て、次に述べられるＤ２−ＭＡＣ型信号の受信の場合に
ついて、好ましく、模範的で、かつ非制限的な発明の実
施例についての説明を読むことによって明らかにされる
； 第５〜１０図で以下に詳細に示される実施例のモードは
、Ｄ２−ＭＡＣ型信号、即ち、音声と二重ビデオデータ
と、ＴＶ信号の夫々のラインに関する色彩及び輝度のア
ナログ信号の多重化信号で構成されている信号、を受信
する場合の等化／タイムパルス再生装置に対応している
。

第４図は、等花器４６の出力に接続されて、受信された
信号４０をデジタル化するためのＡ／Ｄコンバータ４１
を制御するタイムパルス再生装置４２の再ルーピングの
原理を示している図面である。等化された信号からタイ
ムパルス再生を行うと共に、最適化されたクロック位相
でデジタル化された信号を等化することによって受信さ
れた信号の補正をＭｌ化すると言う二重の長所によって
利益を生ずることが理解される。

第５図に示されている様に、入力信号４０は、デジタル
化４１の後、１方でメモリ５３にアクセスし、他方では
、デジタルフィルタ５１へ達している。メモリ５３とフ
ィルタ５１とは、フィルタリング係数計算用モジュール
５．２に加えて、この計算の安定化を計り、この計算の
停止条件を吟味するためのモジュール５４．５７で構成
されている同一のフィルタモジュール５６に属している
。

モジュール５２は、メモリ５３に入っているデータ、及
び以下に述べるアルゴリズムを用いてフィルタ５１の係
数を計算する。従って、係数計算中に信号はフィルタ５
１を通過し続け、等化は遅延モードで実行される。

フィルタ５１の出力データ５５は、計算モジュール５４
を通過し、以下に述べる基準に基づいて、現係数で満足
すべき等化が得られた時に、新しい係数の計算を中断す
る条件を計算する。モジュール５７に対してと同様に、
発散が正になったことが発見された時にフィルタ５１の
係数リセッティングが発動される。

出力データ５５は、また、タイムパルス再生モジュール
４２を通過し、このモジュールは、それに先立った特性
に応じて安定クロックを再生すること（以下余白） を可能にする。

次いで、第５図のその他のモジュールについて詳細な説
明を行う。

例えば、ディジタルフィルタ５１は、図１Ｏに示されて
いる型のトランスバースフィルタである。

フィルタの入力信号１００はサンプルＸ。の列で構成さ
れている。夫々のサンプルは、直列に取付けられていて
夫々に遅延を生ずるセル１０１の第一連鎖を通過する。

この遅延は、例えば、ｔ／２、即ち、受信信号のビット
周波数の２倍のサンプリング周波数に対応する同期とす
る。Ｌ＋Ｎ＋１個の乗算器１０２のセットがセル１０１
のチエインを加算回路１０３に接続している。乗算器１
０２の乗算係数は、第５図のアルゴリズム計算モジュー
ル５２によって計算される。乗算器１０２のセットは中
心乗算器り。

を有する。このフィルタは、中心乗算器り。のみが活性
化され（乗算係数が１に等しい場合）その他の乗算器が
係数Ｏである場合に素通しとなる。

例えば、この発明のプロトタイプとして作られたもので
は、このフィルタは、乗算係数が大約十２〜−２の範囲
で表現される乗算器１０２で構成され９ｅｂで表現され
た。この様にしてフィルタの出力データで得られた精度
はＤ２−ＭＡ（：／パケット信号の全体を、アナログ成
分に何等有害な効果を生ずることなく、このフィルタを
通すことができる。

加算回路１０３の出力は、フィルタされたサンフル信号
Ｙｎ１０４を提供する。この出力は他方では、夫々が遅
延、例えは、Ｔ／２を与えるセル１０５のチエインに給
電される。夫々のセル１０５の出力は、乗算器１０６を
介して加算回路１０３に接続される。

スイッチ１０７は、３位置、０，１．２を備え、夫々に
、直接線形トランスバースフィルタ、回帰線形トランス
バースフィルタ、及び回帰非線形トランスバースフィル
タに対応しており、回帰フィルタは、セル１０５と乗算
器１０６のチエインの回帰ループ内に決定モジュール１
０８を含んでいる。

この発明の装置は、他の型のトランスバースフィルタな
らびにその他の型式のデジタルフィルタとも共用可能で
ある。

乗算器り、、ｇ、の係数は、以下に説明する様に、計算
モジュール５２によって計算される。

初期状態では、このフィルタは素通しく即ち出力信号は
入力信号と同じである）、もしくは、計算された係数が
受信される迄は所定のフィルタリング機能（例えば低域
フィルタ）を果す。

フィルタが線形フィルタである場合には、このシステム
は、擾乱か強い場合に最も良く働く。実に、エラーレー
トが１０−２より大きく、エラー伝播のリスクは、ルー
プ内に決定モジュールを有する回帰構成ではその意味が
そのまま通用する。

同様に、この型の等化の改善された位相再生からの利器
を享受するためには、フィルタはデータの周波数よりも
高い周波数で働くことが望ましい。

Ｄ２−ＭＡＣ／パケット用フレームワーク内では、デジ
タルフィルタは、データ周波数の２倍で作動する線形ト
ランスバースフィルタ（ＲＴＦ　、パルス応答終結）が
有利である。

トランスバースフィルタの特性の細部に関しては前記の
論文に述べられている。

アルゴリズム計算モジュール５２は、例えば、メモリ５
３にメモリされているデータを用いるプロセッサ、また
は特殊自動装置で構成され、計算後、フィルタリング係
数をデジタルフィルタへ供給する。

この計算モジュールは、等化基準を最小に出来るアルゴ
リズムならどんなものでも、例えは平均自乗誤差Ｅ。Ｍ
を用い、次の形で表現することができる。

ＥＯＭ　　”［（ＹＫ　−ａＫ　）２］　　　　　　　
（１）但し、ＹＫ：受信シンボル ａＫ：送信シンボル この最小化された値からフィルタの係数が、の公式によ
って反復的計算される： ＨＫ＋ｒ　＝ＨＫ　−ｕＨＫｅＫ（２）但し−ｔｈ、Ｈ
Ｋ＋＋：乗算係数の現ベクトル−ＸＫ：現サンプルのベ
クトル −ｅＫ　：フィルタの出力誤差 一μ　：重み付係数（μ＞Ｑ） 次 基準の最小化を可能にするアルゴリズムの収斂が得られ
る様に、即ち平均自乗誤差の最小化で代表される場合に
は、傾度、及び同様なまたはこれから導かれたもののど
の様な形のアルゴリズムでも差し支えはない。

これらのアルゴリズムの細部及び例は、前記の論文、ま
たは、前に挙げたフランス特許明細書第８３１７４３８
号及び第８８０１６４１号に６述べられている。

この発明によれば、フィルタリング係数の計算は、メモ
リ５３にメモリされているデータを用いて形成された模
擬シーケンスから導かれる。

これらのデータは、ＡＤＣ４１の出力におけるデジタル
化された信号中でサンプルされる。メモリはデジタル化
されたデータの書込み、及び計算モジュール５２による
これらのデータの読み出しを制御する手段５８と連動す
る。

この発明の特徴である、遅延モード等化原理に対応して
データをメモリに貯蔵することは、特に、次の利点を提
供するニ 一周波数が高いためにアルゴリズムの自動化を阻まれて
いる信号の等化が可能となるニー時間的に多重化されて
いる異った性質の信号（例えばＤ２−ＭＡＣ信号の場合
）の等化に際して生ずる問題を、多重化信号中のデジタ
ル部分のみに対して計算モジュールが作用できる様にす
ることによって解決するニ ーメモリされているデジタルバーストとサンフルされた
デジタルバーストの繰返しによって、安定なりロック位
相を有する模擬シーケンスの副シーケンスの形成を可能
にする。

この後者の点は特に重要で、以下に０２−ＭＡＣ受信に
おけるシステムの作動の説明と関連して説明される。そ
の目的は、実に、計算モジュール５２に用いられている
アルゴリズムを、デジタルシーケンス内にクロック位相
の歪を生しさせることなしに収斂（数１０００繰返し）
できる様にするための非常に長いデジタルシーケンスを
得ることである。備え、受信信号中の非常に長いデジタ
ルシーケンス内で直接サンプリングを行い、または、複
数個のデジタルバースト（Ｄ２−ＭＡＣ型多重の場合）
の並値によって６、伝送チャネルによって導入された歪
に基づいてクロック位相の異成分を発生するリスクが生
ずる。位相歪を避けるための充分に短いデジタルバース
ト繰返しが、この問題を克服するために設計されたこの
発明の本質的な特性の−っである。

Ｄ２−ＭＡＣ信号の場合には、サンプルされたデジタル
バーストは、例えば、ライン信号のデジタル部に対応す
る。

第５図は、また、Ｄ２−ＭＡＣ型の、時間的に多重化さ
れた複数の成分を有する受信信号の場合に、デジタルバ
ーストのメモリ５３への書込み制御システムの有利な実
施例の詳細を示している。

この書込み制御システムは、制御入力５８に、二重バイ
ナリバースト抽出器４７によって送られて釆る窓割４９
、または、フィルタされた信号５５から得られるタイム
ベース４８内に発生している窓割４９の何れかを選択的
に接続する。

このシステムは、二重バイナリバーストを、二つのステ
ージで同期させることを許し、従って、Ｄ２−ＭＡＣ信
号伝送チャネルの強擾乱の場合にこの発明の装置の作動
限界が拡張される。

第１ステージは、二重ハイチリバースト抽出器４７で構
成され、この抽出器は、ベースバンド信号４０、４４ま
たはデジタル信号４５の何れかによって給電される。

二重バースト抽出器は、例えば、フランス特許明細書第
８９０５９７８号に記載されているものである。この文
書に記′載されている装置は、Ｄ２−ＭＡＣ信号の様に
デジタル信号とアナログ信号の時間的多重化伝送システ
ム用の同期抽出プロセスを用いている。その実行は、二
つの相次ぐフェーズ、即ち、捕捉のフェーズ、次いで保
持のフェーズ。これらのフェーズは、特に受信信号では
、データバーストフレー或ンクウインドウが回復する迄
は、所定の特性を備えたライン周波数での回帰データの
検出によって特に影響される。

二重バイナリバースト抽出器４７は、強く擾乱された信
号の場合に同期回復を許容する。その時、信号が正しく
等化された時に、クロックが安定化し、タイムベースが
同期されることになる：窓は二重バイナリバーストか選
択的にメモリされ、次いでタイムベースによって制御ワ
イヤ４９を介して供給される。

スイッチ５９は、例えばＰＡＬで、その切り換えは、タ
イムベース４３の同期を検出しているワイヤ４８によっ
て実行される。

モジュール５４及び５７は、モジュール５２のアルゴリ
ズム計算の停止条件に対応する。これらのモジュールは
、特に等化プロセスの発散を避けることによって計算を
安定化させる。

更に具体的には、モジュール５４は、信号が満足すべき
等化の基準を満たした時に、新しいフィルタリング係数
の計算を中断する基準を再吟味する。この目的のため、
モジュール５４は、フィルりされた信号５５によって給
電され；中断機能活性化の結果として、メモリ５３の更
新の中断、または、モジュール５２の反復計算ループの
中断、６しくは、さらにデジタルフィルタ５１の乗算セ
ルに供給されているフィルタリング係数の更新、その地
間等の手段のいずれかを行うことになる。

複数種類の中断基準を用いることかできる。第１の基準
は、収斂アルゴリズムがその値を、所定の最小化閾値よ
り下げる時に用いられる平均自乗誤差基準である。

また、例えば、受信信号のエラー・レートを中断基準と
して用いることもできる。

ＭＡＣパケット型用の場合には、別の非常に単純な中断
基準が使用できる。それは、二重バイナリ信号（バイオ
レーション・レートとも呼ばれる）のコード・バイオレ
ーション基準（トランジション禁止）である。１次近似
としては、この基準はエラー・レートであるが、複雑な
計算を伴わずに受信信号を直接解析することによって得
られると言う利点かある。

その他の中断基準が使用できる。

基準が固定限界、例えばコード・反則の比または反則レ
ート１０−５を超えた場合にアルゴリズム計算が禁止さ
れる。先行条件が存在しなくなった時（新擾乱の場合）
計算は再開される。

リセット・モジュール５７は、アルゴリズム計算モジュ
ール５２の発散の可能性を検出して装置を再スタートさ
せることを可能にする。この様な発散状況は、例えば、
データの位相が安定していない（メモリ中のフェーズ・
ジャンプ）時、または模擬フィルタ出力計算用のデータ
として用いられるサンプルが正しいものでない場合に生
ずる。

１例として、互に異なり、相互に相補的な関係にある二
つの型の発散検知器を挙げることかできる。

一フィルタリング係数の値の制限：これらの係数は、連
続的に、または、計算終了時の何れかで、制限値と比較
される。係数がこの制限値を超えると、すべての係数は
再び初期値にセットされる； フィルタリング係数の和：作動は全く同じで、この場合
は、係数の和か制限値と比較される。

この後者の制御は、信号の完全環状化を招来する過剰フ
ィルタ作用の発生を克服し、収斂用計算アルゴリズムの
新ループをスタートさせることを全面的に不可能にする
ので特に重要である。更に、Ｉ）２−ＭＡＣ／パケット
用の場合には、信号の環状化は、特にＣＡＧ及びクラン
プ機能を行うのに必要な、連続成分の通過を阻止するこ
とによってサービスを中断させることになる。

最後に、第５図はタイムパルス再生モジュール４２を含
んでいる。これは、任意のタイムパルス再生モジュール
；例えば、受信信号の閾値交叉検出（例えば、０、その
他の所定値交叉検出）型のものでも差支えない。専門家
は、受信信号に応じて、タイムパルス再生に関し、種々
な独自のプロセスを規定することかできる。

次に、この発明の等化／タイムパルス再生装置の作動に
ついて述べる。

第１１図は、繰返し操作てフィルタリング係数を更新し
て行く場合の主要ステップをフローチャートの形で示し
ている。

このプロセスは次のステップを含む： −フィルタの初期設定、即ち、プロセスがスタートした
時にフィルタが素通しである様にフィルタリング係数の
初期値設定を行う； −アルゴリズムの初期値設定後、データをメモリに書き
込む、即ち、二重バイナリバーストが受信信号内でサン
プルされる； 一メモリの読出しを発動してメモリされているサンプル
を計算モジュール５２へ給電する。Ｄ２−ＭＡＣ信号の
場合には、メモリに１９０サンプルかメモリされ、これ
はライン信号中の二重バイナリバーストの長さにほぼ対
応している。

次の繰返しループは、メモリ５３内のデジタルバースト
読出しの繰返しで、次の逐次ステップを用いて新フィル
タリング係数の計算を実行するための、安定クロック位
−相を備えた模擬データのシーケンスの発生に対応して
いる； −フィルタ出力におけるＹ出力サンプルの計算。Ｄ２−
ＭＡＣ信号の場合には、受信信号ピット周波数の２倍の
サンプリング周波数が選定されているので、２サンプル
中の１サンプルだけがフィルタ出力で計算される； −Ｙサンプルの評価値の計算、例えば閾値付検知器（Ａ
ＤＳ）を用いて； 一前に示されている公式（２）によって、フィルタリン
グ係数の新セットＨ８を発生させるために、計算された
サンプルと、評価されたサンプルとの間の誤差を計算す
る； 一メモリされているデジタルバーストのサンフルの値を
用いて、模擬フィルタのサンプルのシフティング。メモ
リのサンプルの合計が最初に読出された時に、このサン
プルの読出し値は再入力され、この操作は反復回数（数
１０００回）にわたって関連フィルタリング係数の計算
が行われる迄続けられる。

次いで、このプロセスは、モジュール５４と５７で用い
られている二つのストップテストを含んでいる。即ちニ ープロセスのリセットをなし得る、発散テスト； 一前に述べられている基準の中の一つに基づいて行われ
るフィルタリング係数の更新の中断テスト。中断基準が
チエツクされる場合、このプロセスは、新しい擾乱が中
断基準の値を中断閾値以下にする迄は、フィルタの係数
に干渉することなく、フィルタされた信号の観測を保っ
ている。新擾乱で中断基準が閾値以下になった場合には
、上に述べたステップの全体を走査して、新しいフィル
タリング係数の繰返し計算を行うためにアルゴリズムの
再発動を行う。

第７Ａ図−第７Ｂ図、第８Ａ図−第８Ｂ図、第９Ａ図−
第９Ｂ図はこの発明のプロセスの作動の三つの場合を示
している。

−ス１　　７Ａ　　　　７Ｂ　　　：無擾乱信号。

初期にはフィルタは素通しである。サンプルはエラーを
含んでいない。従って、計算された係数は初期値と同一
である。システムは完全に安定である。更に基準チエツ
クが行われているので、新係数の計算は禁止されている
。

アイタイアゲラム、第７Ａ図、第７Ｂ図は、従って、サ
ンプルフロントの中心は、計算モジュールの活性化のア
イの中心に位置し、安定な中心保持を示している。

−ス２　　８Ａ　　　　８Ｂ　　　：中程度に擾乱され
た信号。

中程度に擾乱された信号とは、タイムパルス再生同期が
許される（即ち、安定クロック位相が得られる）場合を
意味している。

前の場合の様に、クロック位相は安定であるが、この場
合には、中断基準は、恐らく、もはや考慮に入れられな
いことになろう。

中断基準が考慮されないとすると、それがチエツクされ
る迄はアルゴリズム計算が行われることになる。

この事は１、第８Ａ図、第８Ｂ図のアイダイアグラムで
説明されている；計算モジュールの活性化に先立って、
サンプリングフロント８０は、アイの中央値に関してオ
フセットしている（第８Ａ図）。フロセスの収斂アルゴ
リズムは、フィルタリング係数の更新によってフロント
８１の中心復帰を許容する。

−ス３　　９Ａ　　　　９Ｂ　　　：強く擾乱された信
号。

発明のシステムが特に高性能を発揮するのは、強く擾乱
された信号を受信する場合である。

ここで用いられるセンスでは、伝送ラインに強力な擾乱
が存在することは、クロックの不安定化を招来し、従っ
て、システムを非同期化する（サービス不能）。

第５図に示されている装置の構成は次のプロセスの実行
を許容する： 二進符号列の同期とメモリモジュール５３への二重バイ
ナリバーストの貯蔵。このステップは、適用できる場合
には、二重ハイチリバースト抽出器４７を、次いで、タ
イムベース４３の窓割り信号４９を用いて実行される。

二重バイナリバースト抽出器を用いる同期原理は、故障
許容の継次試行型に属する。このプロセスは、前に詳し
く説明した様に、アルゴリズム計算モジュール５２の発
散を検知した場合に、リセットモジュール５７を介して
達成されるニ ー受信信号のサンプリング位置の補正ステップ。このス
テップは、等化フィルタ５１の作用と、ＡＤＣ４１に再
ループされるタイムパルス再生モジュール４２の作用と
の組合せによって行われ、表１のアルゴリズム的プロセ
スを用いる。

この発明の装置は、所定数の位相不安定を補正できるの
で、このステップにおいて特に強みを発揮する。補正可
能な不安定は、例えば、次の通りであるニ ー受信信号のサンプリングクロックの位相不規則性ニ ー残留位相ドリフト 一オーバーサンプリングにもとづく位相同期不良： 同期からフォールアウトするタイムベース。

受信信号の　ン°１ン　クロ　りの 性は固定位相のシ大ニレ−ジョンのシーケンスか限られ
た数のサンプルを含むバーストの繰返しで構成されると
言う事実によって本質的に対抗する。従って、クロック
位相（タイムパルス再生器４２によって発生された）は
バーストの内側でドリフトするが、信号のサンプリング
中には殆んどデビエートしなかった筈で、アルゴリズム
は準安定位相を有するメモリされているデータで作動す
ることになる。

信号の蝮拡玉皮夫り且遍は、第９Ａ図、第９ｎ図に説明
されている。第９Ａ図の信号は、僅かに開いたアイを示
し、サンプリングフロント９０は、アイの中心に関して
オフセットされている。アルゴリズム計算モジュールの
１サイクルの反復後に、フィルタ５１に送られるフィル
タリング係数は、アイをもっと良く開かせ、サンプリン
クフロント９１を中心に近づけることを許容する。但し
、高レベルの擾乱にもとづいて等化の実施が不完全にな
る事実は、等化されたデータで得られたサンプリングク
ロックの受信信号の位相に影響して、フィルタリング係
数の更新に作用したバイナリバーストの位相とは正確に
は一致しないことになる。理論的サンプリンタフロント
は、従って、９１ではなく９２になっている必要かある
。このことは、係数の次の計算を、新クロックフェーズ
９１に引き戻す様に行わせることになる。この作用はル
ープ毎に起ることになる。

元の値、及び最適平均値に関するそれぞれの新クロック
位相の分布か充分に判っておらず、現在検討中である。

但し、発散のリスクが存在すること、及び全システムの
安定度が情況のいかんにかかわらず保証されている訳で
はない。この理由にもとづいて、中断基準か規定された
ちので、この基準がチエツクされる時には、アルゴリズ
ム計算が禁止され、従って、このシステムは残留位相誤
差を補正することなく、全システムか完全に安定となる
。

このシステムのもうひ乙つの不安定要因は、収斂後に中
断基準を満足することから由来する恐れがある。例えば
、　　−−１のノ　ズか金。この場合、安定度は、クロ
ックに関してデータの位相を追尾することを意味し、中
心フィルタリング係数か初期位置からデビエートする傾
向を示す。従って、この場合には、リセットモシュール
４７で考慮されている発散を招来することになろう。

データサンプリング周波数の２倍の±ｚ工１空２周波数
で作動しているｚ玉ヱさの場合には、この２倍周波数で
のすべてのサンプルがメモリされる。

二つに一つのサンプルがフィルタ出力の計算に関係する
。クロック位相が安定な場合には、上記サンプルの位置
は良く判っている。クロックパルスが安定でなくなると
、この位置が不明となる。

この場合には発散のリスクが存在する。リセットモジュ
ール５７の係数制御がこのリスクを消滅させることかで
きる。新たなメモリーが行われた場合の、フィルタの位
相が戻された後に、選択された位置が関連するサンプル
に対応する確率は、システムの作動限界が超えられてい
ない時には、関連サンプルとの対応が取れない確率より
も大きい。

最後に、タ　ムベース４３の　　　れの場合には、スイ
ッチ５９がワイヤ４８て活性化されてタイムベース４３
の同期条件が外れたことを示し、従って二重バイナリバ
ースト抽出器４７が活性化されることになる。

従って、この発明の装置の構造が、信号喪失またはフィ
ルタリング係数の発散等が起らない様に、ツロッキング
防止を可能にし、伝送チャネルのいかなる擾乱に対して
ち非常に大きな抵抗力を備えていることが確かめられる
。

第６図は、信号抽出６１の試行失敗の場合に、次いで、
新しいフィルタリング係数の計算の中断基準が６４を満
たすまて、フィルタリング係数６３の更新をもたらす第
二の有望試行６２を行う場合の第５図の様々なモジュー
ルの操作シーケンスを説明しているクロノグラフである
。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図及び第３図は、概説で言及された、技術
の現状において公知の回路の図面である、 第４図は、この発明の等化装置の出力部に設けられてい
るタイムパルス再生ループの一般原理説明図である、 第５図は、第４図の構成における等化装置の本質的な成
分モジュールを、この発明の装置の好ましいモードの実
施例として、Ｄ２−ＭＡＣ型信号受信の場合において、
二重バイナリバーストまたは、二重バイナリバーストの
窓割りタイムベースの何れかに切換えるモジュールの詳
細図である、第６図は、この発明による等化及びタイム
パルス再生の繰返しプロセスの各ステップのシーケンス
を示している、 第７Ａ、　７Ｂ、　８Ａ、　８Ｂ、　９Ａ、　９Ｂ図は
、この発明の等化／タイムパルス再生装置の作動を、再
生されたクロック位相が、安定ないしは最適であるかな
いかを説明しているアイダイヤグラムを示している、第
１０図は、この発明、の等化装置に使用できる、技術の
現状として公知のトランスバースフィルタのブロック図
である。 第１１図は等化フィルタリング係数を更新するフロセス
フローチャートを示す。 手　　続　　補　　正　　書　　（方 平成 ２年１１月１９日

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. （１）データを含んでいる信号の伝送もしくは放射図線
   網の受信機に装着できる様に特別に設計され、特にＡＤ
   Ｃ（４１）の同期を提供するタイムパルス再生回路（４
   ２）と連動して受信信号をデジタル化するＡＤＣ（４１
   ）によって給電されているデジタル等化器（４６、５６
   ）からなるタイムパルス再生器を伴った等化装置で、次
   のように特徴付けられる：上記の等化器が、受信された
   信号の代表データからフィルタリング係数を計算するモ
   ジュール（５２）によって制御されるデジタルフィルタ
   （５１）で構成されているフィルタリングモジュールと
   、上記のフィルタリング係数の計算を安定化するための
   手段（５４、５７）からなることを特徴とし、更に、デ
   ジタル等化器（４６、５６）の出力に応動的にループを
   再構成することによって、上記のＡＤＣ（４１）から等
   化器への給電を制御するようにアレンジされていること
   を特徴とする等化装置。
2. （２）受信信号を代表する上記のデータが、受信信号の
   クロックの安定位相の模擬の吟味されたシーケンスを用
   いて供給されることを特徴とする、請求項１による装置
   。
3. （３）上記の模擬シーケンス吟味装置が、上記のデータ
   のサンプルされたガーストを、上記のメモリされている
   バーストを上記のフィルタリング・モジュールへ繰り返
   して送り込む手段と連動して、メモリする手段（５３）
   と、更に、データの現行バーストの繰り返しシーケンス
   から新しいフィルタリング係数の吟味を行なった後、次
   の新サイクル用にデータの新バーストをメモリに入れる
   制御手段とを含むことを特徴とする、請求項２による装
   置。
4. （４）上記のデジタル等化器が、トランスバース、直接
   的または回帰型のフィルタであるか、又は、平均自乗誤
   差最適化基準に従って作動するか、もしくはその両方で
   あることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかによる
   装置。
5. （５）上記のフィルタリング係数の計算を安定化するた
   めの手段が、満足すべき等化閾値交叉基準に従って、新
   しいフィルタリング係数の計算の中断を制御する手段（
   ５４）からなることを特徴とする、請求項１〜４のいず
   れかによる装置。
6. （６）上記の中断制御の上記の閾値表現量が、平均自乗
   誤差、二重バイナリ信号の侵犯率、及びデジタルフィル
   タ（５１）の制御用フィルタリング係数の１個以上に対
   する閾値、を含むグループに属することを特徴とする、
   請求項５項による装置。
7. （７）フィルタリング係数の上記の計算を安定化するた
   めの上記の手段が、フィルタリング・モジュールの作動
   の最大偏位閾値交叉基準に従って、フィルタリング係数
   のリセッティングを制御するための手段（５７）からな
   ることを特徴とする、請求項１〜６のいずれかの装置。
8. （８）上記のリセット基準が、フィルタリング係数の和
   による閾値の交叉、及び上記フィルタリング係数の１個
   以上における最大値の閾値交叉を含むグループに属する
   ことを特徴とする、請求項７による装置。
9. （９）上記ＡＤＣ（４１）が、受信信号のビット周波数
   の２倍以上の周波数でデジタル化を行なうことを特徴と
   する、請求項１〜８のいずれかによる装置。
10. （１０）受信信号が、Ｘ−ＭＡＣ型の多重信号であるこ
    と、及び、上記のサンプルされたバーストがライン信号
    のデータのバーストであること、及び／又は、上記のデ
    ジタルフィルタ（４１）が、データの２倍の周波数で作
    動しているトランスバース・フィルタであることを特徴
    とする、請求項１〜１０のいずれかによる装置。
11. （１１）アナログデータとデジタルデータの時間多重通
    信を受信する場合に次の事項を含むことを特徴とする請
    求項１〜１０のいずれかによる装置：−受信信号内でデ
    ジタル列に同期するための第一手段（４７）； −同期され、等化されたデジタル列内のタイムベースの
    計算から、受信信号内のデジタルバーストの窓割り用の
    第二手段で、かつそれが、受信信号の上記の代表データ
    を構成するデジタル・バーストのサンプリング及び／又
    はメモリを制御（５８）するために、第一同期手段（４
    ７）または第二窓割手段（４３）を選択的に送り出すた
    めの装置（５９）を含む。
12. （１２）次の事項を特徴として、請求項１〜１１のいず
    れかの装置を用いて実行される等化及びタイムパルス再
    生プロセス： −受信信号をデジタル化した後に、そのデジタル信号内
    のデータのバーストをサンプルし、上記のサンプルされ
    たバーストの繰返しによって安定なりロック周波数の模
    擬シーケンスを形成する；−デジタル化された受信信号
    を、上記の模擬シーケンスで吟味されたフィルタリング
    係数を計算しているモジュール（５２）を用いて処理し
    ているデジタルフィルタ（５１）を制御し、この制御が
    、データのバーストのサンプリングに関して遅延モード
    で実行される； −デジタル化されフィルタされた受信信号の解析から、
    モジュール（４２）によって、同期の新基準を得る； −上記の新同期基準を用いて、データのバーストに対す
    るサンプリング窓割、又は受信信号をデジタル化してい
    るＡＤＣ（４１）を制御する。
13. （１３）作動をストップさせるための次の条件の一つ以
    上を含むことを特徴とする、請求項１２によるプロセス
    ： −満足すべき等化閾値交叉基準に従って、新フィルタリ
    ング係数の計算の中断； −フィルタリング・モジュールの最大作動偏位閾値交叉
    基準による、係数のリセッティング。