JPH03106206A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPH03106206A JPH03106206A JP1244302A JP24430289A JPH03106206A JP H03106206 A JPH03106206 A JP H03106206A JP 1244302 A JP1244302 A JP 1244302A JP 24430289 A JP24430289 A JP 24430289A JP H03106206 A JPH03106206 A JP H03106206A
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- Japan
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- amplifier
- output
- capacitor
- whose
- comparator
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 28
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 8
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 abstract description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 101000684181 Homo sapiens Selenoprotein P Proteins 0.000 description 1
- 102100023843 Selenoprotein P Human genes 0.000 description 1
- 229940119265 sepp Drugs 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(イ)産業上の利用分野
本発明はオフセット補償機能を備える増幅回路に関し、
特に低電圧電源駆動のオーディオ機器に好適な増幅回路
に関する。
特に低電圧電源駆動のオーディオ機器に好適な増幅回路
に関する。
(0従釆の技術
第2図および第3図を参照して従来の増幅回路を説明す
る。
る。
第2図は増幅WAの非反転入力端子に信号振幅■5、イ
ンピーダンスRsで表される交流信号源を接続し、増幅
WAの出力端子Vll1と反転入力端子間に抵抗R1。
ンピーダンスRsで表される交流信号源を接続し、増幅
WAの出力端子Vll1と反転入力端子間に抵抗R1。
とR 11からなる負帰還回路を接続してなる非反転増
幅回路を示す。なお、符号V。,は増幅WAの入力段ト
ランジスタの特性の差あるいは入力回路のインピーダン
スの差に起因して増幅3Aの入力段に発生するオフセッ
トを電圧で表現したものである。
幅回路を示す。なお、符号V。,は増幅WAの入力段ト
ランジスタの特性の差あるいは入力回路のインピーダン
スの差に起因して増幅3Aの入力段に発生するオフセッ
トを電圧で表現したものである。
この非反転増幅回路の増幅器出力V+Oは増幅器Aの開
ループ利得が充分大きい場合には、V +o#VOF
( R Io+ R z) / R +++V’, (
R+o+R++) / Rt+ ” ” ” ” (
1)で字えられ、増幅回路出力Vl1は前記第(1)式
で与えられる増幅器出力V1。の直流戊分をカップリン
グコンデンサC,。によって遮断したものであって、 V + + #V s ( R +。+R.,)/R.
, ・・・・(2)で与えられる。
ループ利得が充分大きい場合には、V +o#VOF
( R Io+ R z) / R +++V’, (
R+o+R++) / Rt+ ” ” ” ” (
1)で字えられ、増幅回路出力Vl1は前記第(1)式
で与えられる増幅器出力V1。の直流戊分をカップリン
グコンデンサC,。によって遮断したものであって、 V + + #V s ( R +。+R.,)/R.
, ・・・・(2)で与えられる。
この非反転増幅回路は高入力インピーダンスが得られる
理由により、イコライザアンプ等、オーディオ回路の初
段に広く使用されているものであるが、ダイナミックレ
ンジが狭い増幅器が使用できない欠点を有している。即
ち、低電圧駆動される等の理由によりダイナミックレン
ジが狭い増幅器が使用されて、前記第(1)式の右辺の
第1項戊分V。,(R1。+R.,)/R,,の値が出
力ダイナミックレンジに比較して無視できない大きさと
なる場合には、この増幅回路は交流出力の半波がクリッ
プして、忠実な増幅が不可能となる。特に、この増幅回
路に1.5V程度の単一電源で動作するSEPPI戊の
増輻器が使用される場合には、V or ( R 1o
+ R ++) / R ++の値は容易にこの増幅器
のダイナミックレンジ(±0.5V)に達するため、顕
著な問題となる。
理由により、イコライザアンプ等、オーディオ回路の初
段に広く使用されているものであるが、ダイナミックレ
ンジが狭い増幅器が使用できない欠点を有している。即
ち、低電圧駆動される等の理由によりダイナミックレン
ジが狭い増幅器が使用されて、前記第(1)式の右辺の
第1項戊分V。,(R1。+R.,)/R,,の値が出
力ダイナミックレンジに比較して無視できない大きさと
なる場合には、この増幅回路は交流出力の半波がクリッ
プして、忠実な増幅が不可能となる。特に、この増幅回
路に1.5V程度の単一電源で動作するSEPPI戊の
増輻器が使用される場合には、V or ( R 1o
+ R ++) / R ++の値は容易にこの増幅器
のダイナミックレンジ(±0.5V)に達するため、顕
著な問題となる。
そこで、ダイナミックレンジが狭い増幅器が使用される
場合には、上記した問題を回避するため第3図の構成の
増幅回路が採用される。
場合には、上記した問題を回避するため第3図の構成の
増幅回路が採用される。
同図において、増幅器Aの負帰還回路中のコンデンサC
2。はオフセット補償のために付加されたものであって
、この増幅回路の周波数特性は主としてこのコンデンサ
C,。と抵抗R 1,の時定数に依存する。なお、抵抗
R t+は利得制御に使用されるため設計の自由度が狭
く、また熱雑音の問題のため大きく設計することが困難
である。そこで、抵抗R 1+には通常IKΩ以下の抵
抗が、そしてコンデンサC,。には50μF程度の大容
量コンデンサが使用されている。
2。はオフセット補償のために付加されたものであって
、この増幅回路の周波数特性は主としてこのコンデンサ
C,。と抵抗R 1,の時定数に依存する。なお、抵抗
R t+は利得制御に使用されるため設計の自由度が狭
く、また熱雑音の問題のため大きく設計することが困難
である。そこで、抵抗R 1+には通常IKΩ以下の抵
抗が、そしてコンデンサC,。には50μF程度の大容
量コンデンサが使用されている。
この増幅回路の増幅器Aの出力V,。は増幅5Aの利得
が充分大きい場合には、位相戊分を無視すると、 V 16# VQF I ( R to + R tt
) ” + Xa”! ”’/ l R !!” +
X 11 ””+ Vs l (Rgo+R*+)
”+X,’l ”1/ l R t+” + X
A’l ”” ・ ・・・(3)で与えられる。た
だし、X.、X.はコンデンサC,。のそれぞれ直流、
交流に対するリアクタンスである。
が充分大きい場合には、位相戊分を無視すると、 V 16# VQF I ( R to + R tt
) ” + Xa”! ”’/ l R !!” +
X 11 ””+ Vs l (Rgo+R*+)
”+X,’l ”1/ l R t+” + X
A’l ”” ・ ・・・(3)で与えられる。た
だし、X.、X.はコンデンサC,。のそれぞれ直流、
交流に対するリアクタンスである。
ここで、X4=■であり、動作周波数帯域においてRt
l≧X,に設計されていることを考慮すると、上記第(
3)式は、 V * o #vO F +V s ( R t o
+ R ! l ) / R t +・ ・ ・ ・
(4) と近似される。また、カップリングコンデンサC,,を
介する増幅回路出力■,1は前記第(4)式の右辺第1
項の直流戒分を遮断したものであって、■,。=v,(
Rt。+R.,)/R,. ・・・・(5)で与えら
れる。
l≧X,に設計されていることを考慮すると、上記第(
3)式は、 V * o #vO F +V s ( R t o
+ R ! l ) / R t +・ ・ ・ ・
(4) と近似される。また、カップリングコンデンサC,,を
介する増幅回路出力■,1は前記第(4)式の右辺第1
項の直流戒分を遮断したものであって、■,。=v,(
Rt。+R.,)/R,. ・・・・(5)で与えら
れる。
上記構戊の増幅回路は出力換算のオフセット電圧が入力
オフセット電圧に等しく、オフセlト電圧による増幅器
出力のクリップの問題は解決されているものの、新たな
大容量コンデンサを必要とする欠点を有している。また
、低電圧動作する増幅回路はチップ部品により組立てら
れるのが普通であるが、今日このような大容量コンデン
サをチップ化する技術は提供されておらず、組立て工程
が繁雑になる欠点を有している。
オフセット電圧に等しく、オフセlト電圧による増幅器
出力のクリップの問題は解決されているものの、新たな
大容量コンデンサを必要とする欠点を有している。また
、低電圧動作する増幅回路はチップ部品により組立てら
れるのが普通であるが、今日このような大容量コンデン
サをチップ化する技術は提供されておらず、組立て工程
が繁雑になる欠点を有している。
(・・)発明が解決しようとする課題
本発明は従来技術に存する上記した課題を解決すること
を目的とするものであり、オフセット補償のための大容
量コンデンサが不要の増幅回路を41 f共することを
目的とする。
を目的とするものであり、オフセット補償のための大容
量コンデンサが不要の増幅回路を41 f共することを
目的とする。
(二)課題を解決するための手段
本発明の増幅回路は、負帰還接続される増幅器と、この
増幅器の出力端子に一端が接続されるコンデンサおよび
基準電位に一端が接続される抵抗からなる直列回路と、
一対の比較入力端子が前記直列回路のコンデンサと抵抗
の接続点および増幅益の出力端子にそれぞれ接続され、
出力端子が前記増幅益の入力端子に接続される比較器か
らIll戊される増幅回路から構成される。
増幅器の出力端子に一端が接続されるコンデンサおよび
基準電位に一端が接続される抵抗からなる直列回路と、
一対の比較入力端子が前記直列回路のコンデンサと抵抗
の接続点および増幅益の出力端子にそれぞれ接続され、
出力端子が前記増幅益の入力端子に接続される比較器か
らIll戊される増幅回路から構成される。
(0作用
一対の比較入力端子が前記直列回路のコンデンサと抵抗
の接続点および増幅器の出力端子にそれぞれ接続され、
出力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較器は
、所定の周波数帯域の交流信号に対して応動せず、出力
オフセット電圧のみを比較器の遷移利得分の1とするよ
う作用し、もって大容量のコンデンサを付加することな
くオフセット補償を行うよう作用する。
の接続点および増幅器の出力端子にそれぞれ接続され、
出力端子が前記増幅器の入力端子に接続される比較器は
、所定の周波数帯域の交流信号に対して応動せず、出力
オフセット電圧のみを比較器の遷移利得分の1とするよ
う作用し、もって大容量のコンデンサを付加することな
くオフセット補償を行うよう作用する。
(へ)実施例
以下,第1図を参照して本発明の一実施例を説明する。
本実施例の増幅回路は、負帰還抵抗R0とR1により閉
ループ利得が制御され、その非反転入力端子に振幅■,
、インピーダンスR,で表される交流信号源が接続され
る増幅器A、比較器CP,@源電圧VCcの1/2の電
圧を発生する基準電位源(基準電位のみを図示し、基準
電位源は図示しない)、一端が増幅WAの出力端子に接
続されるコンデンサC1および一端が基準電位に接続さ
れる抵抗R,からなる直列回路から溝戊されている。
ループ利得が制御され、その非反転入力端子に振幅■,
、インピーダンスR,で表される交流信号源が接続され
る増幅器A、比較器CP,@源電圧VCcの1/2の電
圧を発生する基準電位源(基準電位のみを図示し、基準
電位源は図示しない)、一端が増幅WAの出力端子に接
続されるコンデンサC1および一端が基準電位に接続さ
れる抵抗R,からなる直列回路から溝戊されている。
なお、コンデンサC,および抵抗R,からなる直列回路
は本発明により新たに付加される回路ではなく、従来の
増幅回路が備えている回路であって、コンデンサCIに
は通常10μF程度のチップコンデンサが、抵抗Rtに
はIOKΩ程度の抵抗値の抵抗が使用されている。また
、符号■。Fは増幅sAの入力段トランジスタの特性の
差あるいは入力回路のインピーダンスの差に起因して増
幅器Aの入力段に発生するオフセットを電圧で表現した
ものである。
は本発明により新たに付加される回路ではなく、従来の
増幅回路が備えている回路であって、コンデンサCIに
は通常10μF程度のチップコンデンサが、抵抗Rtに
はIOKΩ程度の抵抗値の抵抗が使用されている。また
、符号■。Fは増幅sAの入力段トランジスタの特性の
差あるいは入力回路のインピーダンスの差に起因して増
幅器Aの入力段に発生するオフセットを電圧で表現した
ものである。
次に、土記構威される実施例の動作を直流動作と交流動
作に分けて説明する。
作に分けて説明する。
交流信号源の振幅V,がV,=oのときには、増幅WA
の出力V1は明らがに直流戊分V16のみとなる。また
、カップリングコンデンサc1によりこの直流戒分V1
,が遮断される増幅回路出力V,は抵抗R,により基準
電位( Vcc/ 2 )に保持されている。そこで、
増幅器出力V.と増幅回路出力V,(Vt=Vcc/2
)とを比較する比較WCPの出力VcPは比較BCPの
遷移利得をG cp ( G cp》1)とすると、 V cp= ( v+d− V cc/ 2 ) G
cp・ ・ ・ ・ (6) で与えられる。さらに、増幅器Aの開ループ利得をGA
(GA》1)とすると、増幅器Aの出力の直流或分V.
は、 IVOF V.R+/ (Ro+R+)− ( V
la− Vcc/ 2 ) Gcpl GA=V.
・ ・ ・ ・(7
)より、 V z= I VOF+ ( VCC/ 2 )G
CPI GA/ t 1 + GAR +/ (
R a+ R +)+ G CPG API ”i V OF/ G cp+ V cc/ 2
・・(8)で与えられる。ここで、VO F/ G
c pが微小量であることを考慮すると、結局、 V +d#V (c/ 2 . .
・・(9)が得られる。上記第(9)式は増幅器Aの出
力の直流レベルが比較器CPの動作により略基準電位(
v CC/ 2 )に固定されることを示している。
の出力V1は明らがに直流戊分V16のみとなる。また
、カップリングコンデンサc1によりこの直流戒分V1
,が遮断される増幅回路出力V,は抵抗R,により基準
電位( Vcc/ 2 )に保持されている。そこで、
増幅器出力V.と増幅回路出力V,(Vt=Vcc/2
)とを比較する比較WCPの出力VcPは比較BCPの
遷移利得をG cp ( G cp》1)とすると、 V cp= ( v+d− V cc/ 2 ) G
cp・ ・ ・ ・ (6) で与えられる。さらに、増幅器Aの開ループ利得をGA
(GA》1)とすると、増幅器Aの出力の直流或分V.
は、 IVOF V.R+/ (Ro+R+)− ( V
la− Vcc/ 2 ) Gcpl GA=V.
・ ・ ・ ・(7
)より、 V z= I VOF+ ( VCC/ 2 )G
CPI GA/ t 1 + GAR +/ (
R a+ R +)+ G CPG API ”i V OF/ G cp+ V cc/ 2
・・(8)で与えられる。ここで、VO F/ G
c pが微小量であることを考慮すると、結局、 V +d#V (c/ 2 . .
・・(9)が得られる。上記第(9)式は増幅器Aの出
力の直流レベルが比較器CPの動作により略基準電位(
v CC/ 2 )に固定されることを示している。
交流信号源の振幅■,がV,≠0となると、先に増幅回
路出力の直流レベルがV cc/ 2に固定されること
が証明されているので、増幅器出力■,は増幅5Aの交
流或分をVヨとして、 ■1Ltvcc/2+V. ・・・・(1o
)でダえられ、増幅回路出力V,はカツプリングコンデ
ンサC1のリアクタンスをX,として、Vt”’=Vc
c/2+Vl.R!/ (R*”+XcJ ””・・・
・(11) て”与えられる。よって、第(1o)式で与えられる増
幅器出力V,と第(11)式で与えられる増幅回路出力
V,を比較する比較WCPの出力VcPは、v cp=
I v +− v lrR +/ < Rt’+
Xcr) Idtl×GCP ・・・・
(12)で与えられる。
路出力の直流レベルがV cc/ 2に固定されること
が証明されているので、増幅器出力■,は増幅5Aの交
流或分をVヨとして、 ■1Ltvcc/2+V. ・・・・(1o
)でダえられ、増幅回路出力V,はカツプリングコンデ
ンサC1のリアクタンスをX,として、Vt”’=Vc
c/2+Vl.R!/ (R*”+XcJ ””・・・
・(11) て”与えられる。よって、第(1o)式で与えられる増
幅器出力V,と第(11)式で与えられる増幅回路出力
V,を比較する比較WCPの出力VcPは、v cp=
I v +− v lrR +/ < Rt’+
Xcr) Idtl×GCP ・・・・
(12)で与えられる。
ここで、増幅器出力の交流戊分V.の最大値に対して、
’v’, V.Rt/(Rx’+Xc’)”’#0
となるように、抵抗R,およびカップリングコンデンサ
C1の値を共に大きく設計しておけば、比較爵CPは増
幅器出力V1の交流或分V.に対しては応動せず、VC
P二〇となる。
’v’, V.Rt/(Rx’+Xc’)”’#0
となるように、抵抗R,およびカップリングコンデンサ
C1の値を共に大きく設計しておけば、比較爵CPは増
幅器出力V1の交流或分V.に対しては応動せず、VC
P二〇となる。
従って、このとき増幅WAの出力V1の交流戊分V +
xは、 Vs−V+−R+/ ( Ro+ R+)I GA
#V. より、 V,−#Vs (R6+ Rl)/Rl ” ’
” ” (13)で与えられる。これにより、前記
第(9)式で与えられる直流成分と上記第(l4)式で
与えられる交流戊分との和である増幅WAの出力V1は
、V+#Vcc/2+Vs (Ro+R+)/R+・・
・・(14) で与えられ、前記第(l4)式で与えられる増幅器出力
V,の直流或分をカップリングコンデンサC,によって
遮断する増幅回路出力V,は、 v,=Vs(R.+Rt)/R, −””(15
)で与えられる。この第(l5)式は本発明の増幅回路
が負帰還抵抗R0とR1のみによク定まる閉ループ利得
にて動作することを示している。また、前記第(8)式
は増幅BAの出力オフセット電圧がvoF/Gcpとな
って、1.5V単一電源で動作するSEPP溝或の増幅
器が使用される場合であってもオフセットの問題が回避
されることを示している以上、本発明を非反転増幅回路
に適用する例につき説明したが、本発明が反転増幅回路
にも、さらには単なる増幅回路以外、例えばイコライザ
アンプ等にも適用可能であることは当業者に明らかであ
る。また、この増幅回路は個別部品により溝或されても
差し支えないが、増幅器A、比較器CP並びに基準電位
源を単一のチップに集積化することは実装面からして特
に有効であることを付記する。
xは、 Vs−V+−R+/ ( Ro+ R+)I GA
#V. より、 V,−#Vs (R6+ Rl)/Rl ” ’
” ” (13)で与えられる。これにより、前記
第(9)式で与えられる直流成分と上記第(l4)式で
与えられる交流戊分との和である増幅WAの出力V1は
、V+#Vcc/2+Vs (Ro+R+)/R+・・
・・(14) で与えられ、前記第(l4)式で与えられる増幅器出力
V,の直流或分をカップリングコンデンサC,によって
遮断する増幅回路出力V,は、 v,=Vs(R.+Rt)/R, −””(15
)で与えられる。この第(l5)式は本発明の増幅回路
が負帰還抵抗R0とR1のみによク定まる閉ループ利得
にて動作することを示している。また、前記第(8)式
は増幅BAの出力オフセット電圧がvoF/Gcpとな
って、1.5V単一電源で動作するSEPP溝或の増幅
器が使用される場合であってもオフセットの問題が回避
されることを示している以上、本発明を非反転増幅回路
に適用する例につき説明したが、本発明が反転増幅回路
にも、さらには単なる増幅回路以外、例えばイコライザ
アンプ等にも適用可能であることは当業者に明らかであ
る。また、この増幅回路は個別部品により溝或されても
差し支えないが、増幅器A、比較器CP並びに基準電位
源を単一のチップに集積化することは実装面からして特
に有効であることを付記する。
(ト)発明の効果
以上述べたように本発明は、従来の増幅回路が備える出
力結合コンデンサを利用してオフセット補償機能を付加
するものであるため、部品点数の削減を計ることが可能
となり、組立て工程が簡素化されると共に増幅回路のサ
イズを小さくすることができる。
力結合コンデンサを利用してオフセット補償機能を付加
するものであるため、部品点数の削減を計ることが可能
となり、組立て工程が簡素化されると共に増幅回路のサ
イズを小さくすることができる。
第1図は本発明を非反転増幅回路に適用する実施例の回
路図、 第2図は従来の非反転増幅回路の回路図、第3図はオフ
セット補償機能を備える従来の非反転増幅回路の回路図
である。 第1図 A・・・増幅器、 CP・・・比較器、セット電圧、
V1・・信号源振幅、 V01・・オフ R1・・信号源 インピーダンス。
路図、 第2図は従来の非反転増幅回路の回路図、第3図はオフ
セット補償機能を備える従来の非反転増幅回路の回路図
である。 第1図 A・・・増幅器、 CP・・・比較器、セット電圧、
V1・・信号源振幅、 V01・・オフ R1・・信号源 インピーダンス。
Claims (3)
- (1)負帰還接続される増幅器と、この増幅器の出力端
子に一端が接続されるコンデンサおよび基準電位に一端
が接続される抵抗からなる直列回路と、一対の比較入力
端子が前記直列回路のコンデンサと抵抗の接続点および
増幅器の出力端子にそれぞれ接続され、出力端子が前記
増幅器の入力端子に接続される比較器から構成される増
幅回路。 - (2)前記増幅器が1.5V単一電源で動作するSEP
P構成の増幅器であることを特徴とする請求項1記載の
増幅回路。 - (3)前記増幅器および比較器が単一チップに集積化さ
れることを特徴とする請求項1記載の増幅回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1244302A JPH03106206A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
KR1019900014804A KR0156923B1 (ko) | 1989-09-20 | 1990-09-19 | 증폭회로 |
US07/584,747 US5087890A (en) | 1989-09-20 | 1990-09-19 | Amplifier circuit |
DE69023725T DE69023725T2 (de) | 1989-09-20 | 1990-09-20 | Verstärkerschaltung. |
EP90118144A EP0418899B1 (en) | 1989-09-20 | 1990-09-20 | Amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1244302A JPH03106206A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03106206A true JPH03106206A (ja) | 1991-05-02 |
Family
ID=17116718
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1244302A Pending JPH03106206A (ja) | 1989-09-20 | 1989-09-20 | 増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03106206A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58177019A (ja) * | 1982-04-08 | 1983-10-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 増幅装置 |
-
1989
- 1989-09-20 JP JP1244302A patent/JPH03106206A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58177019A (ja) * | 1982-04-08 | 1983-10-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 増幅装置 |
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