JPH0310113A

JPH0310113A - ジャイロ装置

Info

Publication number: JPH0310113A
Application number: JP1145655A
Authority: JP
Inventors: Isao Masuzawa; 益沢　功; Takao Murakoshi; 尊雄村越; Takeshi Hojo; 武北條
Original assignee: Tokimec Inc
Current assignee: Tokyo Keiki Inc
Priority date: 1989-06-08
Filing date: 1989-06-08
Publication date: 1991-01-17

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は音叉を用いたジャイロ族Ｗ（角速度検出装置）
に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種のジャイロ装置としては、例えば、特開昭
６３−３８１１０に示すようなものがある。ここで、従
来の技術を第５図乃至第１１図を参照して説明する。

第５図に示す従来の例に於ては、音叉（１）を、大なる
質量を有する振動質量部（１−１）、　　（１−１）と
、これ等の夫々に連結した撓み！（１−２）、　　＜１
−２）と、両撓み部（１−２）、　（１−２）の各遊端
を連結する基部（１−３）と、この基部（１−３）　　
より両撓み部（１−２）、　　（１−２＞間の空隙内を
両者に非接触で伸びる連結部（１−４）　　とより構成
する。

（８０）はヒンジで、このヒンジ（８０）は、中央の連
結部（８０−２）と、それから上下に伸延する短冊状の
ヒンジ部（８０−１）、　　（８０−３＞と、該２個の
ヒンジ部（８０−１）、　　（８０−３）の遊端を一体
的に連結、結合する基部又は円環部（８０−４）とから
構成される。ヒンジ部（８０−１）、　　（８０−３）
には、音叉（１）の入力軸＜２−２＞まわりに入力する
角速度Ωによる音叉（１）、従って、ヒンジ（８０）に
生ずる撓みを検出するための圧電素子（８０−１）、　
　（８０−２）が夫々固定される。又、ヒンジ（８０）
の連結部（８０−２）は、音叉（１）の連結部（１−４
）　　のコ字状凹部（１−４ａ）に嵌合している。

又、ヒンジ（８０）の基部、即ち円１部（８０−４）の
両開口端に、一端が閉じている略々同形状、且つ同寸法
の筒状体（２１−１）、　　（２１−２）の開口部を夫
々気密に固定する。この場合、円環部（８０−４）、筒
状体（２１−１）、　　（２１−２）の軸は、夫々音叉
軸或いは入力軸（Ｚ−Ｚ）に一致するようになされてい
る。筒状体（２１−１）、　　（２１−２）の夫々の閉
端（２１−１ａ）、　　（２１−２３）を、円筒状の弾
性部材（２２−１）、　　（２２−２）を介し、下端部
が夫々取付基台（２）に固定されているＬ字型金具（２
３−１）、　　（２３−２）の上端部に固定する。

第６図は第５図に示した従来例の原理を説明するための
説明図で、その主要部を第５図の軸（Ｚ−Ｚ）方向から
見たものである。同図に示す如く、このジャイロ装置に
、角速度Ωが軸＜２−２＞まわりに加わると、それに対
応したコリオリの力Ｆ。

が両振動質量部（１−１＞、　　（１−１）に互に平行
且つ反対方向に発生し、これによるトルクが、ヒンジ（
８０）の連結部（８０−２）を介してヒンジ部（８０−
１）、　（８０−３）に７　図示に示す如く、Ｓ字状の
曲げ変形を生せしめる。この場合、圧電素子（８１−１
）、　　（８１−２）は、その分極方向が同図で＋、−
で示したように、互いに逆方向になるように、夫々ヒン
ジ１ｌ（８０−１）。

（８０−３）に固定されているので、両圧電素子（８１
−１）。

（８１−２）を並列接続して一つの出力（ＶＰ＋）とし
、これを音叉（１）を駆動する制御装置（３５）の位相
出力（Ｖｐ３）と共に検出装置（７）で同期整流するこ
とにより、入力角速度Ωを検出し、従ってジャイロ装置
を得ることが出来る。

一方、音叉（１）の変位を検出するため、その両撓み部
（１−２）；　　（１−２）に取付けた変位検出器（圧
電素子’）　（６）、　（６Ａ）の出力は、制御装置（
３５ンを介して、音叉（１）の２個の撓み部（１−２）
、　　（１−２）に取付けられた例えば圧電素子製の駆
動素子（４）、　　（４Ａ）に入力され、これにより音
叉（１）の自励発振系が構成される。

第７図は第５図に示す制御装置（３５）を含んだ自励発
振系（３５Ａ）　　及び検出装置（７）を含んだ検出系
（７Ａ）の一実施例を示すブロック線図である。図中、
（１０）は音叉（１）の力学的振動系、すなわち制御対
象（振動ジャイロの音叉系）を示し、ブロック内はその
伝達関数を示す。（１１Ｂ）は変位検出器（６）、　（
６Ａ）全体を示し、Ｇ２は、そのゲインである。

上記変位検出器（ＩＩＢ）　　の出力電圧ＶＰ２は、制
御装置（３５）のプリアンプ（３４）に加えられ、４５
°移相器（３７）、乗算器（１２）を介して、制御装置
（３５）の出力として制御信号ＶＣを出力し、その出力
Ｖ。は駆動素子（４）、　　（４Ａ）よりなる駆動装置
（４Ｂ）を介して、力学的振動系（１０）に加えられ、
制御ループが閉じるよう構成されている。

４５゛移ト目器（３７）　ノ出力ＶＰ３ハＡＣＤＣ変換
部（１６）にも加えられる。ＡＣ→ＤＣ変換部（１６）
は、入力端子Ｖ　Ｐ　３を全波整流し、図示せずも適当
な平滑回路によりＶ　Ｐ　３の振幅に対応した直流電圧
を出力する。

ＶＦ６の直流電圧は、基準電圧Ｖを例えはポテンショメ
ータのような設定素子（１５）を通して得られた設定電
圧Ｖ１　　と、加算器（ＡＤＩ）　　で比較され、その
偏差信号は、偏差増幅器（１８）に加えられる。偏差増
幅器（１８）は、加えられた偏差信号を増幅し、その出
力を乗算器（１２）へ供給する。

上述の如く構成された制御装置（３５）を含んだ自励発
振系（３５Ａ）　　の閉ループは発散振動する性質をも
ち、正弦波状の振動を生じ、その振幅は次第に増大する
。これは、ループ−巡の信号がそのように振動しつつ増
大することをあられすので、音叉〔１〕もまた、その周
波数で力学的に振動しつつ、その振幅を増大する。これ
につれ、ＡＣ→ＤＣ変換部（１６）の入力電圧ＶＰ３も
増大するので、設定電圧ｖ１とＡＣ→ＤＣ変換部（１６
）の出力電圧との差は次第に減少していき、乗算器（１
２）に加わる偏差増幅器（１８）の出力電圧も減少する
。このため、乗算器（１２）の出力は、ＶＦ６の増大と
共に偏差増幅器（１８）の出力電圧の減少の影響で小さ
な値となって行き、ついにはループ−巡の信号も音叉（
１）の振幅も一定となる。

第８図Ａは第７図に示した自励発振系（３５Ａ）　　の
制御装置（３５）のプリアンプ（３４）と変位検出器（
１１Ｂ）としての圧電素子（６）、　　（６Ａ）の部分
を示す結線図である。例えば圧電素子より成る変位検出
器（６）、　（６Ａ）の各々は、音叉（１）の各脚の振
れ角φに比例した電圧ＶＰ２　＝　ＫＶ２φの電圧源（
６−１）　　と静電容量Ｃ２とで近似的に表わされる。

ここで φ＝φｓｉｎ　ω。ｔ　　・・・・・・（１）一方、プ
リアンプ（３４）は、抵抗Ｒ２の入力抵抗器（３４−１
）、演算増幅器（３４−２）、抵抗Ｒｓ　、　Ｒ４のフ
ィードバック抵抗器（３４−３’）、　　（３４−４）
より構成される。演算増幅器（３４−２）の入力電圧Ｖ
１２と圧電素子（６）、　　（６Ａ）の出力電圧ＶＰ２
との間には、ＶＩ２＝Ｒ２Ｃ２Ｓ／（Ｒ２Ｃ２Ｓ＋１）
　ＶＦ６・・・・（２）但し、Ｓはラプラス演算子であ
る。

ここでＶＦ６　は次式（３）で表わせるので、ＶＰ２＝
ＫＶ２φｓｉｎ　ωｏ　ｔ　　　　−−−−−−（３）
（Ｔ；振動振幅、ω。；音叉の角周波数）この（３）式
を（２）式に代入し、時間領域に変換すれば、次式が得
られる。

・・・・・・（４）ここで、δ２はＲ２Ｃ２等で決まる位相角でるる。

一方、変位検出器（６）、　（６Ａ）のゲインＫＶ２は
次式％式％（５）但しＲ２は変位検出器の寸法で決まる定数、Ｋ２　は変
位検出器（６）、　（６八）の電気機器結合係数を表わ
す。

（５）式を（４）式に代入すれば・・・・・・（６）（６）式の中で、温度変化の影響を受けやすいものは、
例えば圧電素子からなる変位検出器（６）、　　（６Ａ
）の静電容量Ｃ２であり、これが温度変化を受けないた
めには、次式が成立する必要がある。

Ｒ２＝　１　／　Ｃ２ω。　　　　　　・・・・・・（
７）しかしながら第７図に示す自励発振系（３５＾）と
してみると、上式の条件は、位相的に音叉（１）の振幅
φに対して４５°進んでいることになり、（（６）式の
δ２＝４５°）、理想発振系としての９０°進みの条件
が満されていないため、一般には通常のＲ９Ｃ回路で構
成される第１の４５°移相器（３７）をプリアンプ（３
４）の出力段に設けている。

また、音叉（１）の振動振幅φは変位検出器（６）、　
（６Ａ）及び、プリアンプ（３４）に関する条件式と４
５°移相器’（３７）と両者台せて９０°進んだ信号Ｖ
Ｐ３となり、この移相信号ＶＰ３は音叉（１）の振動振
幅φの微分値φ　（レート）に相当することになる。

（１）式より φ＝φω、　ｃｏｓ　ωｏ１　　　　　・・・・・・（
８）簡単のため、プリアンプ（３４）　、４５°移相器
（３７）のゲインを１とし、４５°移相器（３７）で移
相が４５゜゛進むとすると、４５°移相器（３７）の出
力Ｖ　Ｐ　３は次式％式％（９）更に、簡単のためにＡＣ→ＯＣ変換部（１６）のゲイン
を１とすると、後述するように（９）式の振幅が設定電
圧Ｖ、に等しくなることから、音叉（１）の振動レート
φω。は次式で表わされる。

上述したように第７図の制御装置（３５）を含む自励発
振系（３５Ａ＞　　の−巡ループは、振幅のレートを一
定にするような自動制御機能をもち、且つその周波数を
力学的振動系の共振周波数に保つ機能をも、あわせ備え
ている自励発振系であることがわかる。一定となる振幅
は、設定電圧Ｖ、と偏差増幅器（１８）のゲインとで定
まるが、偏差増幅器（１８）の伝達関数に、周波数が低
くなるに従ってゲインが増幅するような特性（例えば「
比例＋積分」特性）を用いると、振幅の定常値は設定電
圧ｖ１　のみによって定まる。これより、設定素子（１
５）でＶＩを変えることにより、振幅を任意にきめるこ
とができる。

次に、第７図の検出系（７八）について述べる。

前述の如く、音叉（１）を動作させた状態で第５図に示
す音叉軸＜２−２＞のまわりにΩで示す角速度が入力さ
れると、２個の振動質１部（１−１）、　（１−１）に
は、速度Ｖど入力角速度Ωの積に比例したコリオリの力
Ｆｃが夫々発生し、音叉（１）を上記音叉軸＜２−２＞
のまわりに音叉（１）と同一の振動数で交番振動させる
。この交番振動の変角は、圧電素子（８１−１）、　　
（８１−２）からなる角振動検出器（８１）によって、
電気信号に変換され、電圧出力となる。

この場合、第７図の検出系（７＾）に示す如く、上記角
振動検出器（８１）の出力電圧ＶＰ＋を、プリアンプ（
３２）を介してデモジュレータ（３３）に入力し、同期
整流した後、必要があればフィルタ（３６〉を通すこと
により、音叉（１）の音叉軸＜２−２＞まわりに入力さ
れる角速度Ωに比例した電圧Ｙが出力され、゛ジャモロ
装置が構成される。即ち、音叉（１）の両振動質量部（
１−１）の質量、該振動質量部（１−１）、　（１−１
）間の距離の積を比例定数ＫＴ　で表わすものとする。

音叉軸＜２−２＞まわりの入力角速度Ωと比例定数に７
　と音叉（１）の速度、即ち振幅φ−φｓｉｎ　ω。ｔ
をｉ数分したものとを乗じたコリオりの力Ｆｃ　による
交番トルクΩＫＴ　　φωＣ０５ｔＪ）ｔ　は、音叉（
１）全体を音叉軸＜２−２＞のまわりに交番角振動させ
る。第７図の〈３１）は、音叉（１）を含む＜２−２＞
軸まわりの機械系で、ブロック内はその伝達関数である
。交番角振動の偏角θは角振動検出器（８１）によって
電気信号ｖ　ｐ　＋に変換され、検出装置（７）のプリ
アンプ（３２）に加えられる。プリアンプ（３２）で交
流増幅した後、デモジュレータ（３３）において、同期
整流され、フィルタ（３６）を通して角速度Ωに比例し
た電圧Ｙが検出装置（７）から出力できることになる。

ここで、デモジュレータ（３３）の基準信号として、自
励発振系（３５Ａ）　　の制御装置（３５）内のプリア
ンプ（３４）の出力ＶＰ２　　が、検出系（７Ａ）の検
出装置（７）内の９０゛位相器（５０）を介して供給さ
れている。

尚、Ｋ、１は角振動検出器（８１）を構成する圧電素子
（８１−１）、　　（８１２＞の偏角−電圧変換定数、
Ｋ、はプリアンプ（３２）のゲインである。ブロック（
３１）内の伝達関数内に於ける、■は音叉軸（Ｚ−Ｚ）
まわりの音叉系の慣性能率、Ｃ１は音叉系の等価粘性抵
抗係数、Ｋは圧電素子（８１−１）、　　（８１−２）
の音叉軸＜２−２＞まわりのトルクバネ定数、又、Ｓは
ラプラス演算子を夫々示す。

尚、第８図Ｂは検出系（７Ａ）の検出装置（７）のプリ
アンプ（３２）と角振動検出器（８１）を構成する圧電
素子（８１１）、　　（８１−２＞との−例を示す結Ｓ
図で、同図に於て、圧電素子より成る角振動検出器（８
１）は、検出系（７Ａ）に用いた場合には、機械系（３
１）の偏角θに比例した電圧ＶＰＩ　＝　ＫＶ、θの電
圧源（８１−１０）と静電界ＩＣ，とで近似的に表わさ
れる。一方、プリアンプ（３２）は、抵抗Ｒの入力抵抗
器（３２−１）、演算増幅器（３２−２）、抵抗Ｒ５、
Ｒ６のフィードバック抵抗器（３２−３）、　　（３２
−４）より構成される。演算増幅器＜３２−２）の入力
端子ＶＺと圧電素子（８１−１）（８１〜２）の出力電
圧ＶＰ＋との間には、次式の関係がある。

ＶＩＩ＝Ｒ＋　　Ｃ＋　　Ｓ／（Ｒ＋　　Ｃ＋　　Ｓ＋
１）Ｖｐ＋−・−・（１１）但し、Ｓはラプラス演算子
である。

ところで、機械系（３１）は、ΩＫｔ　　φω。ＣＯＳ
　　ω。ｔとし、第７図に示す伝達関数で表わされる関
数で、偏角θを出力する。その共振点は、普通、自励発
振系（３５Ａ）　　の力学的振動系（１０）の共振点よ
り低い周波数に選ばれるので、振動系（１０）の共振周
波数において、機械系（３１）のゲインは１より小さく
、位相は１８０°遅れている。そのゲインをに２　　と
すると、偏角θは次式となる。

θ＝−に２　　Ωに、　　φω、　ｃｏｓ　ω。ｔ　　
　・−−−（１２）従って、（１１）式を時間領域で表
わすと次式となる。

ｃｏｓ　（ω。ｔ＋δ、）　　・・・・・・（１３）こ
こで、δ、はＲ１，０１等で決まる位相角である。

一方、角振動検出器（８１）の圧電素子（８１−１）。

（８１−２）のゲインＫ　ｖ　ｌは次式で表わされる。

Ｋ、、＝＝Ｒ，Ｋ、　／１ｐ６Ｔ　　　−・・−・（１
４）但し、Ｋ２　は圧電素子の寸法で決まる定数、Ｋ１
は圧電素子の電気機器結合係数を表わす。

ｃｏｓ　（ω。ｔ＋６１）　　・・・・・・（１５）（
１５）式の中で、温度変化の影響をうけやすいものは、
角振動検出器（８１）を構成する圧電素子（８１−１）
（８１−２）の静電容量Ｃ１であり、これが温度変化を
うけないためには次式が成立する必要がある。

Ｒ，＝１／Ｃ，ω。　　　　　　・・・・・・（１６）
しかしながら、この条件は、第８図Ｂのプリアンプ（３
２）の入力端子Ｖ　ｌ　ｌ、即ちその出力ＶＰＩ　　の
信号位相を４５°進めることになる（（１５）式で、δ
１−４５°を意味する）。

一方、自励発振系（３５Ａ）　　の制御装置（３５）の
プリアンプ（３４）のゲインを１とすると、その出力Ｖ
Ｐ２は（６）式で表され、検出系（７Ａ）の検出装置（
７）のプリ゛アンプ（３２）のゲインを１とすれば、そ
の出力Ｖ　Ｐ　１は（１５）式で表され、両者の信号の
位相差は９０°である。従って、制御装置（３５）のプ
リアンプ（３４）の出力Ｖ、２′を入力とする９０°移
相器（５０）を検出装置（７）内に設け、合計９０°の
位相差をもつ信号出力Ｖ、を、デモジュレータ（３３）
の基準信号としてデモジュレータ（３３）に供給し、基
準信号Ｖ、とプリアンプ（３２）の出力ＶＰＩ’とが同
位相或いは１８０゜位相になるように構成している。

従って、簡単のため、プリアンプ（３２）、デモジュレ
ータ（３３）及びフィルタ（３６）のゲインを１とする
と、（１５）式より、検出装置（７）の出力Ｙは次式で
表わされる。

・・・・（１７）音叉（１）の振動レートφωを表わす（１０）式を（１
７）式に代入すると、温度変化の影響をうけない（５）式及び（１６）式を（
１８）式にあてはめると、次式を得る。

上式より、第７図に示すブロック線図のジャイロ装置は
、温度変化の影響をうけないことが知れる。

これを、動作的に簡単に並べると、音叉系の振動レート
φωは、その値が一定となるような制御装置（３５）の
作用により、その振幅φを検出する圧電素子＝（６）、
　（６Ａ＞のゲインが増大すると逆に、小さくなる。一
方、検出系（７八）の圧電素子（８１−１）。

（８１−２）のゲインが増大すると、その出力は増大す
る。ジャイロ出力は、音叉系の振動レートと検出系の出
力との積になっているため、上記音叉系及び検出系のプ
リアンプを含めた圧電素子の温度特性を夫々最小にする
ことにより、温度変化の影響を受けないジャイロ装置を
得ることができる。

尚、上述の構成により、スケールファクターの温度変化
の少いジャイロを得ることが出来るが、実際には、スケ
ールファクターのわずかな温度変化が残存し、又、音叉
（１）の制作上のアンバランス等により、バイアス自体
が温度による影響をうけることが避けがたい。第７図の
検出装置（７）内の符号（４０）は、音叉（１）の近傍
に設けた温度センサーで、その出力を調定器（４１）を
介してデモジュレータ（３３）の出力に、加算器（４２
）で加算入力することにより、バイアス温度変化を補償
する。

尚、（４３）はバイアス修正回路で、音叉（１〕のアン
バランス等による固定的なバイアス出力を修正するだめ
のものである。この従来例は、ジャイロ出力に対し、音
叉（１）の振動系の検出圧電素子（６）、　（６Ａ）の
出力伝達関数と、検出系の圧電素子（８１−’１）。

（８１−２）の出力伝達関数とが、分母・分子の関係に
なる点に着目し、これ等を同種の素子で構成すると共に
、それぞれのプリアンプの入力抵抗をＲ＝１／Ｃ１ω。

、　　Ｒ２＝　１　／　Ｃ２ω。にすると共に、音叉の
自励発振系のプリアンプの後段に４５゜移相器（３７）
を設けることにより、自励発振系としての動作を確保す
ると同時に、検出系のデモジュレータへの基準出力にも
９０°移相器（５０）を設けることにより、圧電素子の
温度特性に依存しない高精度のジャイロ装置′を得てい
る。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、このような従来のジャイロ装置にあって
は、音叉（１）の質量部（１−１）、　　（１−１）の
振動振幅の微分値（レート）を一定に保持するための制
御回路中に、乗算器（１２）を使用している。この乗算
器（１２）は高価格な部品であるため、安価なジャイロ
装置を実現することが困難という問題があった。また、
一般に、乗算器は通常の演算増幅器に比較して、消費電
力が大きいため、低消費電力のジャイロ装置を実現する
ことが困難であるばかりか、発熱量が多いため、他の回
路部品に熱による悪影響を及ぼし、起動安定時間を長く
したり、小型化の障害になったりするという欠点があっ
た。

従って、本発明は上記従来の欠点を回避した新規なジャ
イロ装置を提供せんとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明による上記、従来の課題を解決するジャイロ装置
は、角周波数ω。で振動する質量部（１−１）を有する
音叉（１）、該音叉の質量部の振動の振幅を検出する変
位検出器（１１！３）　、該変位検出器の出力が入力さ
れる第１のプリアンプ（３４）、該第１のプリアンプの
出力を入力とする４５°移相器（３７）、該４５°移相
器の出力を入力とし、制御信号＜ＶＣ）を音叉を駆動す
るための駆動装置（４Ｂ）に出力することにより上記質
量部の振動振幅の微分値（レート）を一定に保持するた
めの制御回路（３５Ｂ＞　よりなる自励発振系の制御装
置（３５）、上記音叉に生ずるコリオリの力によるモー
メントを検出する角振動検出器（、！１１）、該角振動
検出器の出力が入力される第２のプリアンプ（３２）、
上記の４５°移相器の出力を入力とする９０゛移相器（
５０）、上記第２のプリアンプの出力を入力とし、上記
９０’移用器の出力を基準信号とするデモジュレータ（
３３）より成り、上記制御回路（３５Ｂ）　　は、上記
４５°移相器（３７）の出力を入力とするＡＣ’→ＤＣ
，変換部（１６）、基準電圧（Ｖ）及び基準電圧を分圧
して目標レート値（Ｖｌ）を設定するための設定素子（
１５）、該設定素子からの出力と、上記ＡＣ−＋ＤＣ変
換部の出力を差し引くための加算器（ＡＤＩ）　、該加
算器の出力を増幅する偏差増幅器り１８）、該偏差増幅
器の出力（Ｖｅ）を入力とし、上記４５°移相器（３７
）の出力（ｖｐｉ）　　を基準信号とするモジユレータ
（１９）より構成される。

Ｃ作用〕本発明は上述のような構成であるので、音叉（１）の質
量部（１−１）　　の振動振幅の微分値（レート）の大
きさをＡＣ→ＤＣ変換部（１６）で検出し、これを基準
電圧（Ｖｌに基づき設定素子により設定される基準設定
値（Ｖ、）と加算器（ＡＤＩ）　　で比較し、比較結果
を偏差増幅器（１８）により音叉を一定レートに保持す
るに必要な直流出力（Ｖｅ）を得、この直流出力をモジ
ュレータ（１９）で音叉の質量部の振動振幅の微分値と
同位相の交流制御信号（Ｖｃ）に変換して、音叉の質量
部の駆動装置（４Ｂ）に出力する。

従って、音叉の自励発振系の位相条件を満足し、ゲイン
制御系の条件も有効に機能し、音叉の質量、部の振動振
幅の微分値は安定に一定に保持される。

換言すれば、従来例と同様な性能のジャイロ装置を低コ
スト、低消費電力、低発熱、小型に実現できる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。尚
、第１図に於て、第７図に示す従来例と同じ部分は同じ
符号で示し、それ等の説明は省略する。

先ず、本発明の一例の構成を説明する。音叉（１）の質
量部（１−１）　の自励発振系（３５Ａ＞　　の制御装
置（３５）において、音叉（１）の質量部（１−１）　
　の振動振幅の微分値に相当する信号を出力する４５°
移相器（３７）の出力信号ＶＰ３を入力とし、音叉（１
）の質量部（１−１）　を駆動する駆動装置（４Ｂ）に
制御信号Ｖ。を出力する制御回路（３５Ｂ）　　を、基
準電圧Ｖを分圧して所望の値に設定する設定素子（１５
）、信号Ｖ　Ｐ　３を入力とし対応直流出力を出すＡＣ
→ＤＣ変換部（１６）、上記設定素子（１５）の出力ｖ
Ｉ　　と上記ＡＣ−＋ＤＣ変換部（１６）の出力とを入
力とし、その差を出力とする加算器（ＡＤＩ）　　、該
加算器（ＡＤＩ）　　の出力を入力とする偏差増幅器（
１８）、該偏差増幅器（１８）の出力Ｖｅ　を入力とし
、ＶＰｊを基準信号として作動するモジュレータ（１９
）より構成する。このモジュレータ（１９）の出力ｖ０
を、自励発振を保持するための制御信号として駆動装置
（４Ｂ）に供給するよう構成する。

第１図に示す本発明の例の上記以外の構成は、第７図に
示す従来例と同じであり、またジャイロ装置としての基
本的な動作は従来例と同様であるので、説明を省略し、
本発明の特徴である自励発振系（３５Ａ）　　の制御回
路（３５Ｂ）　　に関連した動作を説明する。

第７図の従来例の説明で述べたように、変位検出器（１
１Ｂ）　　及びプリアンプ（３４）により、信号の位相
が４５°進み、４５゛移相器（３７）でその信号の移相
が更に４５″進むので、４５″移相器（３７）の出力Ｖ
　Ｐ　３は音叉の質量部の振動φ＝φｓｉｎ　ω。口こ
対して合計９０°進む。従って、４５°移相器（３７）
の出力ＶＰ３は、（９）式に示されるように、その信号
の位相は自励発振系（３５Ａ）　　として必要な９０°
進みの条件を満たすと共に、その振幅値は音叉の質量部
の振動振幅の微分値（レート）を表わしている。

４５°移相（３７）の出力ＶＰ３の振幅値は、ＡＣ→Ｄ
Ｃ変換部（１６）で直流信号に変換され、その直流信号
が基準電圧Ｖをポテンショメータのような分圧器からな
る設定素子（１５）による定められた設定信号Ｖｌと、
加算器（ＡＤＩ）　　にて比較される。加算器（ＡＤＩ
）の出力は、偏差増幅器（１８）にて増幅されて、直流
信号Ｖｅ　となる。偏差増幅器（１８）が「比例＋積分
」動作をなすものとすると、偏差増幅器（１８）の出力
Ｖｅ　は、その入力が、ゼロに保たれるに必要な値とな
る。換言すると、設定素子（１５）の出力信号Ｖ１とＡ
Ｃ→ＤＣ変換部（１６）の出力直流信号の差がゼロにな
る。即ち、偏差増幅器（１８）の出力Ｖｅ　は音叉（１
）の質量部（１−１）　　の振動振幅の微分値（レート
）を設定素子（１５）による設定値に保持するに必要な
値となる。しかしながら、Ｖｅ　は上記の如く直流信号
であり、音叉の質量部を駆動するための信号とはなりえ
ないので、４５°移相器（３７）の出力ＶＰ３０位相情
報を利用して直流信号Ｖｅを交流信号に変換するモジュ
レータ（１９）を導入する。

このモジュレータ（１９）の機能を第２−８に示す。

同図において、ＶＰｊは簡単のため（９）式を略記して
次式で表わす。

Ｖ、、　＝　ｋ、　５ｉｎ（ωｏｔ＋９Ｑ°）・・・・
・・（２０）ここで、ｋ３式は（９）式の振幅を全体と
して示す。

参考のため、第７図に示す従来例における乗算器（１２
）の機能を第２図Ａに示す。乗算器（１２）の出力Ｖ。

は、２つの入力Ｖｅ　とＶＰｊとの積に比例し、次式で
表わされる。

ＶＣ＝ｋＶｅ　ＶＰｊ＝　ｋ　ｋ、　　Ｖｅ　５ｉｎ（ω。む＋９０’）−・
・（２１）ここでｋは乗算器（１２）のゲイン定数であ
る。

一方、モジュレータ（１９）の出力ＶＣは、入力Ｖｅと
基準信号としての入力の位相情報の積に比例し、次式で
表わされる。

ＶＣ＝に２Ｖｅ　５ｉｎ（ａ＋。ｔ＋９Ｑ°）　　・−
・−・−（２２）ここで、ｋ２　はモジュレータ（１９
）のゲイン定数である。

上述の如く、モジュレータ（１９）の出力Ｖ０　は、乗
算器（１２）の場合と同様に、入力ＶＰ３と同位相の交
流信号であり、その振幅は偏差増幅器（１８）の出力Ｖ
ｅに比例することが判る。

従って、モジュレータ（１９）を用いても、乗算器（１
２）を用いた場合と同様に、自励発振系（３５Ａ）　　
は安定に動作する。

第３図は本発明のモジ；ｌルータ（１９）の一実施例を
示す。この例では、偏差増幅器（１８）の出力Ｖｅを入
力端子（１９ａ）　　に供給し、この入力端子（１９ａ
）とコモン電位との間に、抵抗器（１９−２１）　及び
ＦＥＴトランジスタ（１９−２２）　　の直列接続回路
を挿入してスイッチ回路（１９−２）を構成し、抵抗器
（１９−２１）及びＦＥＴトランジスタ（１９−２２）
　　の接続点をスイッチ回路（１９−２）の出力端子（
１９ｂ）　　とする。４５゛移相器（３７）の出力ＶＰ
３を基準入力として入力端子（１９ｃ）　　に供給し、
この入力端子（１９Ｃ）　　をコンパレータ（１９１１
）　　の非反転入力端子に接続し、その反転入力端子を
コモン電位に接続する。このコンパレーク（１９−４１
）　　の出力端子をダイオード（１９−１２）のカンー
ドに接続し、該ダイオード（１９−１２）　　のアノー
ドとコモン電位との間に抵抗器（１９−１３）　　を接
続してコンパレータ回路（１９〜１）とし、上記ダイオ
ード（１９−１２）　　のアノードと抵抗器（１９−１
３）　　との接続点をコンパレータ回路（１９−１）の
出力端子（１９ｄ）とする。この出力端子（１９ｄ）を
スイッチ回路（１！Ｊ−２）のＦＥＴ）ランジスタ（１
９−２２）　　のゲートに接続する。スイッチ回路（１
９−２）の出力端子（１９１］）　　とコモン電位との
間に、抵抗器（１９−３１）　　及び抵抗器（１９３２
）の直列回路を接続し、抵抗器（１９−３１）、　　（
１９−３２）の接続点と演算増幅器（１９−３７）　　
の反転入力端との間にコンデンサ（１９−３３）　を接
続し、上記演算増幅器（１９−３７）　　の非反転入力
端子とコモン電位との間に抵抗器（１９−３６）　　を
設け、上記演算増幅器（１９−３７）の反転入力端子と
出力端子との間に抵抗器（１９−３５）を接続し、上記
演算増幅器（１９−３７ン　　の出力端子と抵抗器（１
９−３１）、　　（１９−３２）の接続点との間に、コ
ンデンサ（１９−３４）　　を接続してバンドパスフィ
ルタ（１９−３）を構成する。上記バンドパスフィルタ
（１９−３）の演算増幅器（１９−３７）　　の出力端
子とコモン電位点との開に、コンデンサ（１９−４１）
　　と抵抗器（１９−４２）との直列回路を備え、上記
コンデンサ（１９−４１）　　と抵抗器（１９−４２）
　　と接続点を出力端子（１９ｅ）　　とするバイパス
フィルタ＜１９〜４）を構成し、これ等コンパレータ（
１９−１）、スイッチ回路（１９−２）、バンドパスフ
ィルタ＜１９−３）及びバイパスフィルタ（１９−４）
から、モジュレータ（１９）を構成する。尚、バイパス
フィルタ（１９〜４）の出力端子（１９ｅ）　　の出力
信号が、音叉（１）の質量部（１−１）　　を駆動する
駆動装置（４Ｂ）への制御信号Ｖ。となる。

偏差増幅器（１８）の出力直流信号Ｖｅ　は、スイッチ
回路（１９−２）のＦＥＴトランジスタ（１９−２２）
　　の０Ｎ−ＯＦＦ　によって矩形波の交流信号となり
、その交流信号の周波数を中心周波数とするバンドパス
フィルタ（１９−３）にて正弦波の交流信号となり、更
に、バンドパスフィルタ（１９−３）の演算増幅器（１
９−３７）の出力に含まれる直流成分を除去するための
バイパスフィルタ（１９−４）を経て、入力Ｖｅに比例
した振幅を有する正弦波交流信号出力ｖｃ　となる。バ
ンドパスフィルタ（１９−３＞の伝達関係Ｆ　（ｓ）は
次式で表わされるものである。

ここで、ζ〉０即ち、バンドパスフィルタ（ｉ９−３＞
は中心周波数にて、ゲイン−に２、移相０°　（入出力
の極性は無視して）のものとする。

一方、モジュレータ（１９）の入力端子（１９Ｃ）　　
に入力される４５°移相器（３７）からの交流入力信号
ＶＰ３は、コンパレータ回路（１９−１）のコンパレー
タ（１９１１）にて、コモン電位と比較され、同位相の
矩形波に変換され、ダイオード（１９−１２）　　、抵
抗器（１９１３）を介して、スイッチ回路（１９−２）
のＦＥＴ）ランジスタ（１９−２２）　　を［］Ｎ　−
０ＦＦ　する。

従って、第３図に示すモジュレータ（１９）は、偏差増
幅器（１３）の直流出力Ｖｅ　に比例した振幅で、４５
°移相器（３７）と同位相の正弦波交流出力を、音叉（
１）の質量部（１−１＞　　を駆動する駆動装置（４Ｂ
）への制御信号Ｖ。とじて出力する。

尚、（２３）式のこの値は出来るだけ小さい方が、出力
Ｖ。に含まれる高周波成分が少なく、従って音叉（１）
の質量部（１−１）　　の振動に高次モードの発生が少
なく、ジャイロ装置として良い性能が得られる。しかし
、あまりζを小さくすると、バンドパスフィルタ（１９
−３）の動作が不安定になるので、普通ζ＝０．１〜０
．０５程度とする。更に、フィルタする必要があれば、
複数個のバンドパスフィルタをカスケードに接続して使
用する構成が望ましい。

第４圓は本発明のモジュレータ（ｉ９）の他の実施例で
ある。同図の例と第３図の例との相違は、コンパレータ
回路（１９−１）のコンパレータ（１９−１１）　　の
反転入力端に入力端子（１９Ｃ）　　が接続され、その
非反転入力端がコモン電位点に接続されている点、及び
バンドパスフィルタ（１９−３）に於て、演算増幅器（
１９−３７）　の出力端を、抵抗器（１９−５１）　　
を介して演算増幅器（１９−５４）　　の反転入力端に
接続し、その出力端と反転入力端との間に抵抗器（１９
−５２）　　を挿入し、演算増幅器（１９−５４＞　　
の非反転入力端とコモン電位点との間に抵抗器（１９−
５３）　　を挿入し、演算増幅器（１９−５４）　　の
出力端を抵抗器（１９−５５）　　を介して抵抗器（１
９−３１）　及び（１９−３２）　　の接続点に接続し
た点で、その他の構成は、第３図に示す例と全く同様で
ある。

この第４図の例によれば、バンドパスフィルタ（１９−
３）の特性は、第３図の例のバンドパスフィルタ（１９
−３）の特性を示す（２３）式の極性が異なる式で表わ
される。従って、この第４図の例も、第３図の例と全く
同一の作用効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、以下に列挙する
効果が得られる。

乗算器という高価格部品を使用せず、低コストの回路部
品で構成できるため、低コストで、従来と同じ性能のジ
ャイロ装置を得ることができる。

消費電力の大きな乗算器を使用せず、低消費電力化演算
増幅器で構成できるため、低消費電力化がはかられる。

乗算器を使用しないので、発熱量が少なくできるため、
起動安定時間を短縮できるので、電源投入後、すぐに使
用可能となり、且つ長時間にわたるドリフトを小さくで
きるからである。

発熱量が少なくできるため、他の部品への熱影響が少な
く、小型のプリント板や、（ハイブリッドＩＣ）にする
ことができ、小型のジャイロ装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図へ及び
Ｂは夫々従来の乗算器及び本発明のモジュレータの機能
説明図、第３図は本発明のモジュレータの一例の接続図
、第４図は本発明のモジュレータの他の例の接続図、第
５図は従来のジャイロ装置の一部を除いた斜視図、第６
図は第５図の要部の側面図、第７図は第５図に示す従来
のジャイロ装置の自励発振系及び検出系のブロック図、
第８図Ａ及びＢは夫々第７図の築１のプリアンプ及び圧
電素子と第２のプリアンプ及び圧電素子の結線図である
。図に於て、（１）は音叉、（ＩＩＢ）　　は変位検出器
、（Ｉ９）はモジ二し−夕、（３２）及び（３４）は第
２及び第１のプリアンプ、（３３）はテ゛モジニレコー
タ、（３５）は制＆Ｊ装置、（３７）は４５°移相器、
（５０）は９０°移相器を夫々示す。代　　理　　人　　　　　松　　隈　　秀　　盛第ｌ凶４３ｓｉｐ（ｖａｔ＋ｑｃｎ第図第ｌ凶

Claims

【特許請求の範囲】１、角周波数ω＿０で振動する質量部を有する音叉、該
音叉の質量部の振動の振幅を検出する変位検出器、該変
位検出器の出力が入力される第１のプリアンプ、該第１
のプリアンプの出力を入力とする４５゜移相器、該４５
゜移相器の出力を入力とし制御信号を音叉を駆動するた
めの駆動装置に出力することにより上記質量部の振動振
幅の微分値（レート）を一定に保持するための制御回路
よりなる自励発振系の制御装置、上記音叉に生ずるコリ
オリの力によるモーメントを検出する角振動検出器、該
角振動検出器の出力が入力される第２のプリアンプ、上
記４５゜移相器の出力を入力とする９０゜移相器、上記
第２のプリアンプの出力を入力とし、上記９０°移相器
の出力を基準信号とするデモジュレータより成るジャイ
ロ装置において、上記、制御回路を、上記４５゜移相器
の出力を入力とするＡＣ→ＤＣ変換部、基準電圧を分圧
して目標レート値を設定するための設定素子、該設定、
素子からの出力と上記ＡＣ→ＤＣ変換部の出力を差し引
くための加算器、該加算器の出力を増幅する偏差増幅器
、該偏差増幅器の出力を入力とし、上記４５゜移相器の
出力を基準信号とするモジュレータより構成されること
を特徴とするジャイロ装置。２、上記モジュレータは、コンパレータ回路、スイッチ
回路及びバンドパスフィルタより成ることを特徴とする
上記特許請求の範囲第１項記載のジャイロ装置。