JP2691365B2 - ジャイロ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は音叉を用いたジャイロ装置（角速度検出装
置）に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種のジャイロ装置としては、例えば、特開
昭63-38110に示すようなものがある。ここで、従来の技
術を第５図乃至第11図を参照して説明する。

第５図に示す従来の例に於ては、音叉（１）を、大な
る質量を有する振動質量部（1-1），（1-1）と、これ等
の夫々に連結した撓み部（1-2），（1-2）と、両撓み部
（1-2），（1-2）の各遊端を連結する基部（1-3）と、
この基部（1-3）より両撓み部（1-2），（1-2）間の空
隙内を両者に非接触で伸びる連結部（1-4）とより構成
する。

（80）はヒンジで、このヒンジ部（80）は、中央の連
結部（80-2）と、それから上下に伸延する短冊状のヒン
ジ（80-1），（80-3）と、該２個のヒンジ部（80-1），
（80-3）の遊端を一体的に連結、結合する基部又は円環
部（80-4）とから構成される。ヒンジ部（80-1），（80
-3）には、音叉（１）の入力軸（Ｚ−Ｚ）まわりに入力
する角速度Ωによる音叉（１）、従って、ヒンジ（80）
に生ずる撓みを検出するための圧電素子（80-1），（80
-2）が夫々固定される。又、ヒンジ（80）の連結部（80
-2）は、音叉（１）の連結部（1-4）のコ字状凹部（1-4
a）に嵌合している。

又、ヒンジ（80）の基部、即ち円環部（80-4）の両開
口端に、一端が閉じている略々同形状、且つ同寸法の筒
状体（21-1），（21-2）の開口部を夫々気密に固定す
る。この場合、円環部（80-4）、筒状体（21-1），（21
-2）の軸は、夫々音叉軸或いは入力軸（Ｚ−Ｚ）に一致
するようになされている。筒状体（21-1），（21-2）の
夫々の閉端（21-1a），（21-2a）を、円筒状の弾性部材
（22-1），（22-2）を介し、下端部が夫々取付基台
（２）に固定されているＬ字型金具（23-1），（23-2）
の上端部に固定する。

第６図は第５図に示した従来例の原理を説明するため
の説明図で、その主要部を第５図の軸（Ｚ−Ｚ）方向か
ら見たものである。同図に示す如く、このジャイロ装置
に、角速度Ωが軸（Ｚ−Ｚ）まわりに加わると、それに
対応したコリオリの力F_cが両振動質量部（1-1），（1-
1）に互に平行且つ反対方向に発生し、これによるトル
クが、ヒンジ（80）の連結部（80-2）を介してヒンジ部
（80-1），（80-3）に，図示に示す如く、Ｓ字状の曲げ
変形を生ぜしめる。この場合、圧電素子（81-1），（81
-2）は、その分極方向が同図で＋，−で示したように、
互いに逆方向になるように、夫々ヒンジ部（80-1），
（80-3）に固定されているので、両圧電素子（81-1），
（81-2）を並列接続して一つの出力（V_p1）とし、これ
を音叉（１）を駆動する制御装置（35）の位相出力（V
_p3）と共に検出装置（７）で同期整流することにより、
入力角速度Ωを検出し、従ってジャイロ装置を得ること
が出来る。

一方、音叉（１）の変位を検出するため、その両撓み
部（1-2），（1-2）に取付けた変位検出器（圧電素子）
（６），（6A）の出力は、制御装置（35）を介して、音
叉（１）の２個の撓み部（1-2），（1-2）に取付けられ
た例えば圧電素子製の駆動素子（４），（4A）に入力さ
れ、これにより音叉（１）の自励発振系が構成される。

第７図は第５図に示す制御装置（35）を含んだ自励発
振系（35A）及び検出装置（７）を含んだ検出系（7A）
の一実施例を示すブロック線図である。図中、（10）は
音叉（１）の力学的振動系、すなわち制御対象（振動ジ
ャイロの音叉系）を示し、ブロック内はその伝達関数を
示す。（11B）は変位検出器（６），（6A）全体を示
し、G₂は、そのゲインである。

上記変位検出器（11B）の出力電圧V_p2は、制御装置
（35）のプリアンプ（34）に加えられ、45°移相器（3
7）、乗算器（12）を介して、制御装置（35）の出力と
して制御信号V_cを出力し、その出力V_cは駆動素子
（４），（4A）よりなる駆動装置（4B）を介して、力学
的振動系（10）に加えられ、制御ループが閉じるよう構
成されている。

45°移相器（37）の出力V_p3はAC−DC変換部（16）に
も加えられる。AC→DC変換部（16）は、入力電圧V_p3を
全波整流し、図示せずも適当な平滑回路によりV_p3の振
幅に対応した直流電圧を出力する。V_p3の直流電圧は、
基準電圧を例えばポテンショメータのような設定素子
（15）を通して得られた設定電圧V_Iと、加算器（AD1）
で比較され、その偏差信号は、偏差増幅器（18）に加え
られる。偏差増幅器（18）は、加えられた偏差信号を増
幅し、その出力を乗算器（12）へ供給する。

上述の如く構成された制御装置（35）を含んだ自励発
振系（35A）の閉ループは発散振動する性質をもち、正
弦波状の振動を生じ、その振幅は次第に増大する。これ
は、ループ一巡の信号がそのように振動しつつ増大する
ことをあらわすので、音叉（１）もまた、その周波数で
力学的に振動しつつ、その増幅を増大する。これにつ
れ、AC→DC変換部（16）の入力電圧V_p3も増大するの
で、設定電圧V_IとAC→DC変換部（16）の出力電圧との差
は次第に減少していき、乗算器（12）に加わる偏差増幅
器（18）の出力電圧も減少する。このため、乗算器（1
2）の出力は、V_p3の増大と共に偏差増幅器（18）の出力
電圧の減少の影響で小さな値となって行き、ついにはル
ープ一巡の信号も音叉（１）の振幅も一定となる。

第８図Ａは第７図に示した自励発振系（35A）の制御
装置（35）のプリアンプ（34）と変位検出器（11B）と
しての圧電素子（６），（6A）の部分を示す結線図であ
る。例えば圧電素子より成る変位検出器（６），（6A）
の各々は、音叉（１）の各脚の振れ角φに比例した電圧
V_p2＝K_v2φの電圧源（6-1）と静電容量C₂とで近似的に
表わされる。ここで φ＝sinω_０ｔ ‥‥‥（１） 一方、プリアンプ（34）は、抵抗R₂の入力抵抗器（34
-1）、演算増幅器（34-2），抵抗R₃，R₄のフィードバッ
ク抵抗器（34-3），（34-4）より構成される。演算増幅
器（34-2）の入力電圧V_i2と圧電素子（６），（6A）の
出力電圧V_p2との間には、 V_i2＝R₂C₂S／（R₂C₂S＋１）V_p2 ‥‥（２） 但し、Ｓはスプラス演算子である。

ここでV_p2は次式（３）で表わせるので、 V_p2＝K_v2sinω_０ｔ ‥‥‥（３） （；振動振幅、ω_０；音叉の角周波数） この（３）式を（２）式に代入し、時間領域に変換す
れば、次式が得られる。

ここで、δ_２はR₂C₂等で決まる位相角である。

一方、変位検出器（６），（6A）のゲインK_v2は次式
で表わされる。

但し_２は変位検出器の寸法で決まる定数、_２は変
位検出器（６），（6A）の電気機器結合係数を表わす。

（５）式を（４）式に代入すれば （６）式の中で、温度変化の影響を受けやすいもの
は、例えば圧電素子からなる変位検出器（６），（6A）
の静電容量C₂であり、これが温度変化を受けないために
は、次式が成立する必要がある。

R₂＝1/C₂ω_０ ‥‥‥（７） しかしながら第７図に示す自励発振系（35A）として
みると、上式の条件は、位相的に音叉（１）の振幅φに
対して45°進んでいることになり、（（６）式のδ_２＝
45°）、理想発振系として90°進みの条件が満たされて
いないため、一般には通常のR,C回路で構成される第１
の45°移相器（37）をプリアンプ（34）の出力段に設け
ている。

また、音叉（１）の振動振幅φは変位検出器（６），
（6A）及び、プリアンプ（34）に関する条件式と45°移
相器（37）と両者合せて90°進んだ信号V_p3となり、こ
の位相信号V_p3は音叉（１）の振動振幅φの微分値
（レート）に相当することになる。

（１）式より ＝φω_０cosω_０ｔ ‥‥‥（８） 簡単のため、プリアンプ（34）、45°移相器（37）の
ゲインを１とし、45°移相器（37）で移相が45°進むと
すると、45°移相器（37）の出力V_p3は次式で表わされ
る。

更に、簡単のためにAC→DC変換部（16）のゲインを１
とすると、後述するように（９）式の振幅が設定電圧V_I
に等しくなることから、音叉（１）の振動レートω_０
は次式で表わされる。

上述したように第７図の制御装置（35）を含む自励発
振系（35A）の一巡ループは、振幅のレートを一定にす
るような自動制御機能をもち、且つその周波数を力学的
振動系の共振周波数に保つ機能をも、あわせ備えている
自励発振系であることがわかる。一定となる振幅は、設
定電圧V_Iと偏差増幅器（18）のゲインとで定まるが、偏
差増幅器（18）の伝達関数に、周波数が低くなるに従っ
てゲインが増幅するような特性（例えば「比例＋積分」
特性）を用いると、振幅の定常値は設定電圧V_Iのみによ
って定まる。これより、設定素子（15）でV_Iを変えるこ
とにより、振幅を任意にきめることができる。

次に、第７図の検出系（7A）について述べる。

前述の如く、音叉（１）を動作させた状態で第５図に
示す音叉軸（Ｚ−Ｚ）のまわりにΩで示す角速度が入力
されると、２個の振動質量部（1-1），（1-1）には、速
度ｖと入力角速度Ωの積に比例したコリオリの力F_cが夫
々発生し、音叉（１）を上記音叉軸（Ｚ−Ｚ）のまわり
に音叉（１）と同一の振動数で交番振動させる。この交
番振動の変角は、圧電素子（81-1），（81-2）からなる
角振動検出器（81）によって、電気信号に変換され、電
圧出力となる。

この場合、第７図の検出系（7A）に示す如く、上記角
振動検出器（81）の出力電圧V_p1を、プリアンプ（32）
を介してデモジュレータ（33）に入力し、同期整流した
後、必要があればフィルタ（36）を通すことにより、音
叉（１）の音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりに入力される角速度
Ωに比例した電圧Ｙが出力され、ジャイロ装置が構成さ
れる。即ち、音叉（１）の両振動質量部（1-1）の質
量、該振動質量部（1-1），（1-1）間の距離の積を比例
定数K_Tで表わすものである。音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりの
入力角速度Ωと比例定数K_Tと音叉（１）の速度、即ち振
幅φ＝sinω_０ｔを微分したものを乗じたコリオリの
力F_cによる交番トルクΩK_Tω cos ωｔは、音叉
（１）全体を音叉軸（Ｚ−Ｚ）のまわりに交番角振動さ
せる。第７図の（31）は、音叉（１）を含む（Ｚ−Ｚ）
軸まわりの機械系で、ブロック内はその伝達関数であ
る。交番角振動の偏角θは角振動検出器（81）によって
電気信号V_p1に変換され、検出装置（７）のプリアンプ
（32）に加えられる。プリアンプ（32）で交流増幅した
後、デモジュレータ（33）において、同期整流され、フ
ィルタ（36）を通して角速度Ωに比例した電圧Ｙが検出
装置（７）から出力できることになる。ここで、デモジ
ュレータ（33）の基準信号として、自励発振系（35A）
の制御装置（35）内の45°移相器（37）の出力V_p3が、
検出系（7A）の検出装置（７）内の45°位相器（38）を
介して供給されている。

尚、K_v1は角振動検出器（81）を構成する圧電素子（8
1-1），（81-2）の偏角−電圧変換定数、K₁はプリアン
プ（32）のゲインである。ブロック（31）内の伝達関数
内に於ける、Ｉは音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりの音叉系の慣
性能率、₁は音叉系の等価粘性抵抗係数、Ｋは圧電素
子（81-1），（81-2）の音叉軸（Ｚ−Ｚ）まわりのトル
クバネ定数、又、Ｓはラプラス演算子を夫々示す。

尚、第８図Ｂは検出系（7A）の検出装置（７）のプリ
アンプ（32）と角振動検出器（81）を構成する圧電素子
（81-1），（81-2）との一例を示す結線図で、同図に於
て、圧電素子より成る角振動検出器（81）は、検出系
（7A）に用いた場合には、機械系（31）の偏角θに比例
した電圧V_p1＝K_v1θの電圧源（81-10）と静電容量C₁と
で近似的に表わされる。一方、プリアンプ（32）は、抵
抗Ｒの入力抵抗器（32-1）、演算増幅器（32-2）、抵抗
R₅，R₆のフィードバック抵抗器（32-3），（32-4）より
構成される。演算増幅器（32-2）の入力電圧V_i1と圧電
素子（81-1），（81-2）の出力電圧V_p1との間には、次
式の関係がある。

V_i1＝R₁C₁S／（R₁C₁S＋１）V_p1 ‥‥（11） 但し、Ｓはラプラス演算子である。

ところで、機械系（31）は、ΩK_Tω_０cos ω_０ｔと
し、第７図に示す伝達関数で表わされる関数で、偏角θ
を出力する。その共振点は、普通、自励発振系（35A）
の力学的振動系（10）の共振点より低い周波数に選ばれ
るので、振動系（10）の共振周波数において、機械系
（31）のゲインは１より小さく、位相は180°遅れてい
る。そのゲインをK₂とすると、偏角θは次式となる。

θ＝−K₂ΩK_Tω_０cos ω_０ｔ ‥‥（12） 従って、（11）式を時間領域で表わすと次式となる。

ここで、δ_１はR₁，C₁等で決まる位相角である。

一方、角振動検出器（81）の圧電素子（81-1），（81
-2）のゲインK_v1は次式で表わされる。

但し、は圧電素子の寸法で決まる定数、は圧電素
子の電気機器結合係数を表わす。

（14）式を（13）式に代入すれば （15）式の中で、温度変化の影響をうけやすいもの
は、角振動検出器（81）を構成する圧電素子（81-1），
（81-2）の静電容量C₁であり、これが温度変化をうけな
いためには次式が成立する必要がある。

R₁＝1/C₁ω_０ ‥‥‥（16） しかしながら、この条件は、第８図Ｂのプリアンプ
（32）の入力電圧V_i1、即ちその出力V_P1′の信号位相を
45°進めることになる（（15）式で、δ_１＝45°を意味
する）。

一方、自励発振系（35A）の制御装置（35）のプリア
ンプ（34）のゲインを１とすると、その出力V_P2′は
（６）式で表され、検出系（7A）の検出装置（７）のプ
リアンプ（32）のゲインを１とすれば、その出力V_P1′
は（15）式で表され、両者の信号の位相差は90°であ
る。従って、制御装置（35）の45°移相器（37）の出力
V_P3を入力すると第２の45°移相器（38）を検出装置
（７）内に設け、合計90°の位相差をもつ信号出力V
_Fを、デモジュレータ（33）の基準信号としてデモジュ
レータ（33）に供給し、基準信号V_Fとプリアンプ（32）
の出力V_P1′とが同位相或いは180°位相になるように構
成している。

従って、簡単のため、プリアンプ（32）、デモジュレ
ータ（33）及びフィルタ（36）のゲインを１とすると、
（15）式より、検出装置（７）の出力Ｙは次式で表わさ
れる。

音叉（１）の振動レートωを表わす（10）式を（1
7）式に代入すると、 温度変化の影響をうけない（５）式及び（16）式を
（18）式にあてはめると、次式を得る。

上式より、第７図に示すブロック線図のジャイロ装置
は、温度変化の影響をうけないことが知れる。

これを、動作的に簡単に並べると、音叉系の振動レー
トωは、その値が一定となるような制御装置（35）の
作用により、その振幅を検出する圧電素子（６），
（6A）のゲインが増大すると逆に、小さくなる。一方、
検出系（7A）の圧電素子（81-1），（81-2）のゲインが
増大すると、その出力は増大する。ジャイロ出力は、音
叉系の振動レートと検出系の出力との積になっているた
め、上記音叉系及び検出系のプリアンプを含めた圧電素
子の温度特性を夫々最小にすることにより、温度変化の
影響を受けないジャイロ装置を得ることができる。

尚、上述の構成により、スケールファクターの温度変
化の少いジャイロを得ることが出来るが、実際には、ス
ケールファクターのわずかな温度変化が残存し、又、音
叉（１）の制作上のアンバランス等により、バイアス自
体が温度による影響をうけることが避けがたい。第７図
の検出装置（７）内の符号（40）は、音叉（１）の近傍
に設けた温度センサーで、その出力を調定器（41）を介
してデモジュレータ（33）の出力に、加算器（42）で加
算入力することにより、バイアス温度変化を補償する。

尚、（43）はバイアス修正回路で、音叉（１）のアン
バランス等による固定的なバイアス出力を修正するため
のものである。この従来例は、ジャイロ出力に対し、音
叉（１）の振動系の検出圧電素子（６），（6A）の出力
伝達関数と、検出系の圧電素子（81-1），（81-2）の出
力伝達関数とが、分母・分子の関係になる点に着目し、
これ等を同種の素子で構成すると共に、それぞれのプリ
アンプの入力抵抗をR₁＝1/C₁ω_０，R₂＝1/C₂ω_０にする
と共に、音叉の自励発振系のプリアンプの後段に45°移
相器（37）を設けることにより、自励発振系としての動
作を確保すると同時に、検出系のデモジュレータへの基
準出力にも45°移相器（38）を設けることにより、圧電
素子の温度特性に依存しない高精度のジャイロ装置を得
ている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、このような従来のジャイロ装置にあっ
ては、２個の45°移相器（37），（38）を使用してお
り、その移相量を決定している部品の定数が温度変化、
経時変化等により変化するため、ジャイロ装置の出力信
号のスケールファクター、バイアス等が変化して、安定
な性能を得ることが困難という問題点があった。

また、その移相量を決定している部品に、温度特性、
経時変化等の良好な特性のものを採用すると、高価格と
なり、ジャイロ装置のコストが高くなってしまうという
欠点があった。

これらの問題点について、もう少し詳しく説明する。

第７図に示す制御装置（35）の45°移相器（37）、お
よび検出装置（７）の45°移相器（38）としては、夫々
例えば第９図ＡおよびＢに示す回路が使用される。45°
移相器（37）は、第９図Ａに示す如く、静電容量C₇₁の
入力コンデンサ（37-1）、抵抗R₇₂の入力抵抗器（37-
2）、抵抗R₇₃，R₇₄のフィードバック抵抗器（37-3），
（37-4）および演算増幅器（37-5）より構成される。ま
た、45°移相器（38）は、第９図Ｂに示す如く、静電容
量C₈₁の入力コンデンサ（38-1）、抵抗R₈₂の入力抵抗器
（38-2）、抵抗R₈₃，R₈₄のフィードバック抵抗器（38-
3），（38-4）および演算増幅器（38-5）より構成され
ている。45°移相器（37）の入力端には、プリアンプ
（34）の出力電圧V_P2′が印加され、その出力はV_P3であ
る。また、45°移相器（38）の入力は、45°移相器（3
7）の出力V_P3であり、その出力は基準信号V_Fである。こ
れらの入出力間特性は、夫々次式の伝達関数で表わされ
る。

これらを、周波数領域に変換すると、次式を得る。

上記（22），（23）式の移相角が、角周波数ω＝ω_０
（音叉の振動角周波数）のところで、次式が成立するよ
うに、抵抗器、コンデンサの定数を夫々決定することに
より、入力信号に対し、45°進んだ出力信号を得る。

R₇₂C₇₁ω_０＝１ ‥‥‥（24） R₈₂C₈₁ω_０＝１ ‥‥‥（25） ところで、45°移相器（37），（38）の周波数特性を
考えてみよう。

（22），（23）式をボード線図に表わすと、夫々、第
10図A,Bに示すようになり、位相が45°のところで勾配
が最大となっている。従って、位相量を決定している部
品、即ち、抵抗器（37-2）、コンデンサ（37-1）および
抵抗器（38-2）、コンデンサ（38-1）の夫々の定数
R₇₂，C₇₁およびR₈₂，C₈₁が温度変化、経時変化等により
変ると、45°移相器としての条件（24），（25）式から
ずれてしまい、しかも、その近辺の位相勾配が大きいた
め、ずれ量が大きくなり、結果として、ジャイロ装置の
出力のスケールファクター、バイアス等の変化が大きく
なるという問題がある。

また、移相量を決定している部品に温度・経時特性の
良好なものを用いると、高価格になるという欠点があ
る。ここで、上記スケールファクター及びバイアスの変
化が発生する動作について、第11図A,Bを参照して説明
する。

同図に於て、V_P2′は制御装置（35）のプリアンプ（3
4）の出力、V_Fは検出装置（７）の45°移相器（38）の
出力、V_Gは図示せずもデモジュレータ（33）内のスイッ
チ素子をON,OFFするための信号電圧、V_P1′はプリアン
プ（32）の出力、即ちデモジュレータ（33）への入力で
ある。また、V_Nはプリアンプ（32）の出力信号に混在す
るヌル電圧で、音叉（１）のアンバランス等により生じ
る固定的な残電圧で、入力角速度Ωに比例する本来の信
号出力と90°位相がずれている。また、従来例の動作説
明で述べたように、V_P2′とV_P1′とは90°位相差があ
る。同図Ａは制御装置（35）の45°移相器（37）及び検
出装置（７）の45°移相器（38）が、理想的に合計90°
の移相量を作っている場合を示し、例えば、V_Gが負の半
サイクルの区間、デモジュレータ（33）の出力が得られ
るとすると、本来の出力はV_P1′の波形の斜線部が、デ
モジュレータ（33）の出力となり、V_P1′とV_Gとは同相
なので、これを平滑した直流電圧出力は最大となる。

一方、同図Ｂに示すように、２つの45°移相器（3
7），（38）の合計移相量が90°でなく、例えば90°よ
りαだけ少ない場合は、本来の出力V_P1′の斜線部に示
すようなデモジュレータ（33）の出力波形となり、これ
を平滑した直流電圧出力は同図Ａの場合に比してcosα
を乗算した値となる。即ちスケールファクターが小さく
なる。

また、ヌル電圧V_Nは２つの45°移相器（37），（38）
の合計移相量が理想的に90°であれば、第11図ＡのV_N波
形の斜線部に示すように正負同面積となるので平滑する
と零となる。しかし、同合計移相量が90°でなく、例え
ば90°よりαだけ少ない場合、同図ＢのV_N波形の斜線部
に示すように正負同面積にならないので、平滑すると直
流出力電圧、即ちバイアスを発生し、その値はヌル電圧
の大きさとsinαとの積に比例する。

上述のように、温度・経時変化等により、２つの45°
移相器（37）、（38）の移相量がαだけ変化すると、ジ
ャイロ装置の出力信号のスケールファクターはcosαの
係数で減少し、バイアスはヌル電圧のsinαの係数で増
大するという欠点が生ずる。

従って、本発明は上述した欠点のないジャイロ装置を
提供せんとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明による課題を解決する手段は、角周波数ω_０で
振動する質量部（1-1）を有する音叉（１）、該音叉の
質量部の振動の振幅を検出する変位検出器（11B）、該
変位検出器の出力が入力される第１のプリアンプ（3
4）、該第１のプリアンプの出力を入力とする45°移相
器（37）、上記質量部の振動振幅の微分値（レート）を
一定に保持するための制御回路（16,15,AD1,18,12）よ
りなる自励発振系（35A）の制御装置（35）、上記音叉
に生ずるコリオリの力によるモーメントを検出する角振
動検出器（81）、該角振動検出器の出力が入力される第
２のプリアンプ（32）、該第２のプリアンプの出力を入
力とするデモジュレータ（33）より成るジャイロ装置に
おいて、上記第１のプリアンプ（34）の出力を入力とす
る90°移相器（50）を設け、該90°移相器の出力を上記
デモジュレータの基準信号（V_F）として供給するように
成したジャイロ装置である。

〔作用〕

本発明は上述のような構成であるので、上記２つの45
°移相器（37），（38）の移相量の合計90°と同じ移相
量が常に得られるため、検出装置（７）のデモジュレー
タ（33）の基準信号として同じく使用出来る。また、移
相量を決定している部品定数の温度・経時変化があって
も、90°移相器（50）の移相勾配は45°移相器（38）の
それより小さく、しかも、２個の45°移相器（37），
（38）を用いている従来例に比して移相量の変化は極め
て少なく、安定な性能のジャイロ装置を得ることができ
る。また、移相量を決定している部品に温度・経時変化
特性の良好な高価格のものを用いる必要がなく、低コス
トのジャイロ装置を得ることができる。

〔実施例〕

以下、本発明を図面に基づいて説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図であ
る。同図に於て、第７図に示す従来例と同じ部分は同じ
符号で示し、それ等の詳細説明は省略する。

まず、第１図の例の構成を説明すると、自励発振系
（35A）の制御装置（35）のプリアンプ（34）の出力
V_P2′を、位相出力信号として、検出系（7A）の検出装
置（７）に供給する接続となす。即ち、検出系（7A）の
検出装置（７）内に90°移相器（50）を設け、上記プリ
アンプ（34）の出力V_P2′をこの90°移相器（50）に入
力する。90°移相器（50）の出力V_Fを、デモジュレータ
（33）にその基準信号として供給する。

第１図に示す本発明の例の上記以外の構成は、第７図
に示す従来例と同じであり、また、ジャイロ装置として
の基本的な動作も、従来例と同様であるので、説明を省
略し、本発明の特長である90°移相器（50）に関連した
動作を述べる。

上記、90°移相器（50）は入力信号に対し、90°進ん
だ出力信号を得るものでもよく、また90°遅れた信号を
出力するものでもよい。その理由は、従来例の説明で述
べたように、制御装置（35）のプリアンプ（34）の出力
V_P2′は（６）式で表され、検出装置（７）のプリアン
プ（32）の出力V_P1′は（15）式で表され、両信号
V_P2′，V_P1′間は90°の位相差があるからである。従っ
て、90°移相器（50）は90°進めるか、90°遅らすかに
より、デモジュレータ（33）への基準信号V_Fは、その入
力V_P1′と同位相或いは180°位相になるため、デモジュ
レータ（33）の出力信号の極性（符号）が反転するだけ
であり、実用上どちらでも使用可能である。

本発明の90°移相器（50）の具体的例を、夫々第２図
A,Bに示す。

第２図Ａは90°移相器（50）の90°進みの一実施例で
ある。この例の90°移相器（50）に於ては、その電圧入
力端子（50i）と演算増幅器（50-15）の非反転入力端子
との間に、静電容量C₁₁の入力コンデンサ（50-11）を接
続し、演算増幅器（50-15）の非反転入力端子とコモン
電位との間に抵抗R₁₂の入力抵抗器（50-12）を接続し、
抵抗R₁₃のフィードバック抵抗器（50-13）を演算増幅器
（50-15）の反転入力端子とコモン電位との間に接続
し、抵抗R₁₄のフィードバック抵抗器（50-14）を演算増
幅器（50-15）の反転入力端子と出力端子との間に接続
してなる。

この第２図Ａの90°移相器（50）の周波数特性は次式
となる。

ここで、ω＝ω_０の角周波数で次式（27）が成立する
ように抵抗器、コンデンサの定数を夫々決定する。

R₁₂C₁₁ω_０≪１ ‥‥‥（27） （ω_０：音叉の角周波数） この90°移相器（50）の周波数特性は、第３図Ａに示
す周波数特性となる。この位相カーブより解るように、
位相量は、ほとんど90°進み量となり、しかも位相カー
ブの勾配が従来の45°移相器（38）の場合に比して、小
さな値となっている。従来では、２個分合せた位相カー
ブの勾配は、２倍であるので、本発明の90°移相器（5
0）の位相勾配は、従来例に比し、更に小さくなる。従
って、第２図Ａに示す本発明の90°の移相器（50）（進
み）は、移相量を決定している部品の定数の温度・経時
変化があっても、移相量の変化が従来例に比して、極め
て小さく、また、部品定数の偏差があっても移相量全体
のバラツキは少ないという特長がある。

尚、（27）式で示した90°移相器としての条件につい
ては、R₁₂C₁₁ω_０の値を十分に小さくすればする程、移
相量の変化は小さくなるが、ゲインも小さくなるので、
実用上はR₁₂C₁₁ω_０＝0.01〜0.1程度が望ましい。

第２図Ｂは90°移相器（50）の90°遅れの一実施例で
あり、この例は、第２図Ａの90°移相器（50）の抵抗器
（50-12）とコンデンサ（50-11）の接続位置及び符号を
入れ換え、前者の抵抗をR₁₁、後者の容量をC₁₂とし、他
の構成は第２図Ａと全く同様である。

この第２図Ｂに示す90°移相器（50）の周波数特性は
次式となる。

ここで、R₁₁C₁₂ω_０≫１ ‥‥‥（29） （ω_０：音叉の振動角周波数） この（28）及び（29）式を満たすように、移相量を決
定する部品定数を設定すると、第３図Ｂに示す周波数特
性となる。この移相カーブより解るように、移相量はほ
とんど90°遅れ量となり、しかも、移相カーブの勾配が
従来の45°移相器（38）の場合に比して、小さな値とな
っている。従来例では、２個の45°移相器（37），（3
8）を用いているため、２個分合わせた移相カーブの勾
配は２倍となるので、この第２図Ｂの90°移相器（50）
の移相勾配は、従来例に比し、更に小さくなる。従っ
て、第２図Ｂに示す本発明の90°移相器（50）（遅れ）
は、移相量を決定している部品の定数の温度・経時変化
があっても、移相量の変化が従来例に比して極めて小さ
く、また、部品定数の偏差があっても移相量全体のバラ
ツキは少ないという特長がある。

尚、（29）式で示した90°移相器としての条件につい
ては、R₁₁C₁₂ω_０の値を十分に小さくすればする程、移
相量の変化は小さくなるが、ゲインも小さくなるので、
実用上はR₁₁C₁₂ω_０＝10〜100程度が望ましい。

第４図Ａ〜Ｄは夫々90°移相器（50）の更に他の実施
例を示す回路図である。同図A,Bは夫々第２図A,Bの例の
フィードバック抵抗器を除いたフォローアー回路にした
例であり、同様の作用をなすことは明らかであろう。

また、第４図C,Dは、夫々同図A,Bの演算増幅器のない
回路であり、この回路の次に接続される回路（図示せ
ず）の入力インピーダンスが大きい場合に使用できるも
ので同様の作用をなすことは自明であろう。

また、90°移相器（50）には、実施例と同じ機能、効
果を有する回路であれば全て使用できることは自明の理
である。

例えば第４図Ｅは、第４図Ｄに示す回路の次段に、容
量C₂₃のコンデンサ（50-23）と抵抗R₂₄の抵抗器（50-2
4）との直列接続の回路を付加したものである。付加し
た回路は、入力端子（50i）に印加される入力電圧に含
まれる直流信号をカットオフするための回路であり、R
₂₄C₂₃≫１の条件を満すように設定され、それによる位
相差はほとんど生じないものである。

〔発明の効果〕

以上説明してきたように、本発明によれば、以下に列
挙する効果が得られる。

自励発振系（35A）の制御装置（35）のプリアンプ（3
4）の出力を入力とする90°の進み又は遅れの移相量を
もつ90°移相器（50）を備え、その出力を検出系（7A）
の検出装置（７）のデモジュレータ（33）へ基準信号と
して供給するように構成したことにより、検出装置
（７）の出力信号のスケールファクター、バイアス等の
温度・経時変化が少ない、即ち、安定で高性能なジャイ
ロ装置を得ることが出来るという効果がある。

また、90°移相器（50）は第２図A,B及び第４図Ａ〜
Ｅで示した実施例のように、簡単な構成の回路で実現で
き、移相量を決定する部品の定数に温度・経時変化特性
の良好なものを用いる必要もないことから、低コストの
ジャイロ装置が得られるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図Ａ及び
Ｂは夫々本発明の90°移相器の接続図、第３図Ａ及びＢ
は夫々第２図Ａ及びＢの90°移相器の動作説明図、第４
図Ａ乃至Ｅは夫々本発明の90°移相器の更に他の例の接
続図、第５図は従来のジャイロ装置の一部を除いた斜視
図、第６図は第５図の要部の側面図、第７図は第５図の
自励発振系及び検出系のブロック図、第８図Ａ及びＢは
夫々第７図の第１のプリアンプ及び圧電素子と第２のプ
リアンプ及び圧電素子の結線図、第９図Ａ及びＢは夫々
第７図の45°移相器の接続図、第10図Ａ及びＢは夫々第
10図Ａ及びＢに示す45°移相器の周波数特性図、第11図
Ａ及びＢはそれ等の動作説明図である。 図に於て、（１）は音叉、（７）は検出装置、（11B）
は変位検出器、（32）及び（34）は第２及び第１のプリ
アンプ、（33）はデモジュレータ、（35）は制御装置、
（37）は45°移相器、（50）は90°移相器を夫々示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−38110（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−269063（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−129514（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−52410（ＪＰ，Ａ)

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】角周波数ω_０で振動する質量部を有する音
   叉、該音叉の質量部の振動の振幅を検出する変位検出
   器、該変位検出器の出力が入力される第１のプリアン
   プ、該第１のプリアンプの出力を入力とする45°移相
   器、上記質量部の振動振幅の微分値（レート）を一定に
   保持するための制御回路よりなる自励発振系の制御装
   置、上記音叉に生ずるコリオリの力によるモーメントを
   検出する角振動検出器、該角振動検出器の出力が入力さ
   れる第２のプリアンプ、該２のプリアンプの出力を入力
   とするデモジュレータより成るジャイロ装置において、 上記第１のプリアンプの出力を入力とする90°移相器を
   設け、該90°移相器の出力を上記デモジュレータの基準
   信号として供給するように成したことを特徴とするジャ
   イロ装置。
2. 【請求項２】上記90°移相器は入力信号の移相90°を進
   めるか又は遅らせることを特徴とする上記特許請求の範
   囲第１項記載のジャイロ装置。
3. 【請求項３】上記90°移相器は容量Ｃのコンデンサと抵
   抗Ｒの抵抗器との直列回路より成り、上記コンデンサの
   遊端は上記第１のプリアンプの出力端に接続され、上記
   抵抗器の遊端はコモン電位点に接続され、上記Ｃ及びＲ
   は Ｒ・Ｃ・ω_０≪１ を満足することを特徴とする上記特許請求の範囲第１項
   記載のジャイロ装置。
4. 【請求項４】上記90°移相器は容量Ｃのコンデンサと抵
   抗Ｒの抵抗器との直列回路より成り、上記抵抗器の遊端
   は上記第１のプリアンプの出力端に接続され、上記コン
   デンサの遊端はコモン電位点に接続され、上記Ｃ及びＲ
   は Ｒ・Ｃ・ω_０≫１ を満足することを特徴とする上記特許請求の範囲第１項
   記載のジャイロ装置。
5. 【請求項５】上記コンデンサ及び抵抗器の接続点を演算
   増幅器の非反転入力端に接続し、該演算増幅器の出力端
   とコモン電位点との間に２個の抵抗器の直列回路を挿入
   し、該２個の抵抗器の接続点を上記演算増幅器の反転入
   力端に接続したことを特徴とする上記特許請求の範囲第
   ３項記載のジャイロ装置。
6. 【請求項６】上記コンデンサ及び抵抗器の接続点を演算
   増幅器の非反転入力端に接続し、該演算増幅器の出力端
   とコモン電位点との間に２個の抵抗器の直列回路を挿入
   し、該２個の抵抗器の接続点を上記演算増幅器の反転入
   力端に接続したことを特徴とする上記特許請求の範囲第
   ４項記載のジャイロ装置。
7. 【請求項７】上記抵抗器及びコンデンサの接続点とコモ
   ン電位点との間に容量Ｃ′のコンデンサ及び抵抗Ｒ′の
   抵抗器の直列回路を挿入し、上記Ｃ′及びＲ′は Ｒ′・Ｃ′・ω_０≪１ を満足することを特徴とする上記特許請求の範囲第４項
   記載のジャイロ装置。