JPH0297295A - 電動機制御装置 - Google Patents
電動機制御装置Info
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- JPH0297295A JPH0297295A JP63244405A JP24440588A JPH0297295A JP H0297295 A JPH0297295 A JP H0297295A JP 63244405 A JP63244405 A JP 63244405A JP 24440588 A JP24440588 A JP 24440588A JP H0297295 A JPH0297295 A JP H0297295A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
この発明は、電源装置にGTRやGTO等の自己消弧可
能なスイッチング素子を用いたパルス幅変調(P W、
M )方式のインバータを配置し、昇圧制御して直流電
圧を一定に制御する電動機制御装置に関する。
能なスイッチング素子を用いたパルス幅変調(P W、
M )方式のインバータを配置し、昇圧制御して直流電
圧を一定に制御する電動機制御装置に関する。
(従来の技術)
一般にサイリスタレオナード装置やサイクロコンバータ
装置などの電動機制御装置において、電圧調整を位相制
御によって行う方式では、電源電圧に対する制御電流が
位相制御角だけ遅れて制御されるため力率が低下し、電
源から制御装置に対し無効電力を供給しなければならな
い。従って、このような制御装置では、電源容量を無効
電力容量を加算した値に設定しなければならないために
電源容量が大きくなり、電源設備に多大な費用が必要と
なる問題点があった。
装置などの電動機制御装置において、電圧調整を位相制
御によって行う方式では、電源電圧に対する制御電流が
位相制御角だけ遅れて制御されるため力率が低下し、電
源から制御装置に対し無効電力を供給しなければならな
い。従って、このような制御装置では、電源容量を無効
電力容量を加算した値に設定しなければならないために
電源容量が大きくなり、電源設備に多大な費用が必要と
なる問題点があった。
そこで、近年では上記のような問題点を改善するために
、力率の良好な電動機制御装置が種々提案されている。
、力率の良好な電動機制御装置が種々提案されている。
第5図は、この種の制御装置の一例を示す回路図である
。
。
第5図において、1は交流電源母線、2はインバータ装
置で、交流電源母線1にその交流入力端子か電磁接触器
3及びリアクトル4を介して接続されている。5はこの
インバータ装置2の直流出力端子に直流電源母線6を介
して接続された可変電圧可変周波数制御装置で、この可
変電圧可変周波数制御装置5は下相誘導電動機7を制御
する電力変換装置として設けられたものである。
置で、交流電源母線1にその交流入力端子か電磁接触器
3及びリアクトル4を介して接続されている。5はこの
インバータ装置2の直流出力端子に直流電源母線6を介
して接続された可変電圧可変周波数制御装置で、この可
変電圧可変周波数制御装置5は下相誘導電動機7を制御
する電力変換装置として設けられたものである。
8は直流電源母線6に接続された平滑コンデンサであり
、電圧形インバータの主回路を構成している。
、電圧形インバータの主回路を構成している。
9は直流電源母線6に接続された直流電圧検出器である
。一方、10は直流電圧検出器9の検出信号9aと電圧
基準設定器11の電圧基準信号11aが入力される電圧
制御器、12はこの電圧制御器10の出力信号10aと
交流母線1に接続された交流電圧検出器13の電圧信号
13aが入力される電流基準指令装置、14はこの電流
基準指令装置]2の電流制御基準信号1.2 aと交流
電源母線1に設けられた電流検出器]5の電流信号15
aか入力される電流制御器である。
。一方、10は直流電圧検出器9の検出信号9aと電圧
基準設定器11の電圧基準信号11aが入力される電圧
制御器、12はこの電圧制御器10の出力信号10aと
交流母線1に接続された交流電圧検出器13の電圧信号
13aが入力される電流基準指令装置、14はこの電流
基準指令装置]2の電流制御基準信号1.2 aと交流
電源母線1に設けられた電流検出器]5の電流信号15
aか入力される電流制御器である。
そして、16はこの電流制御器]4から出力される電圧
指令値1.4 a及び三角波発振回路17から出力され
る三角波信号17 aが人力されるPWM制御装置で、
このPWM制御装置16は信号1−4aと信号17 a
を比較しインバータ装置2をスイッチング制御する。
指令値1.4 a及び三角波発振回路17から出力され
る三角波信号17 aが人力されるPWM制御装置で、
このPWM制御装置16は信号1−4aと信号17 a
を比較しインバータ装置2をスイッチング制御する。
さて、第5図において、可変電圧可変周波数制御装置5
は、例えばGTRやGTOなとの自己消弧可能なスイッ
チング素子を用いたパルス幅変調(PWM)方式により
、電流を正弦波状に制御する正弦波電流制御方式や誘導
電動機7の励磁電流成分とl・ルク成分を制御するベク
トル制御方法などにより優れた制御を行なうことができ
る。
は、例えばGTRやGTOなとの自己消弧可能なスイッ
チング素子を用いたパルス幅変調(PWM)方式により
、電流を正弦波状に制御する正弦波電流制御方式や誘導
電動機7の励磁電流成分とl・ルク成分を制御するベク
トル制御方法などにより優れた制御を行なうことができ
る。
さらに、インバータ装置2も一11記と同様、GTRや
GTOなとの自己消弧可能なスイッチング素子を用いた
インバータ装置であり、このインバータ装置2は負荷の
運転状態に応じて直流電源母線6の電圧及び交流電源母
線]の電流を次のようにして制御を行なうものである。
GTOなとの自己消弧可能なスイッチング素子を用いた
インバータ装置であり、このインバータ装置2は負荷の
運転状態に応じて直流電源母線6の電圧及び交流電源母
線]の電流を次のようにして制御を行なうものである。
例えば、第5図中の電圧設定器]1の電圧基準信号11
−aと直流電源母線6に設けられた電圧検円蓋9の検出
信号9aが電圧制御器]0に入力されると、電圧制御器
10はその偏差出力10 aを交流電源母線1に設けら
れた電圧検出器13の電圧信号13 aと共に電流基準
指令装置12に入力する。
−aと直流電源母線6に設けられた電圧検円蓋9の検出
信号9aが電圧制御器]0に入力されると、電圧制御器
10はその偏差出力10 aを交流電源母線1に設けら
れた電圧検出器13の電圧信号13 aと共に電流基準
指令装置12に入力する。
この電流基準指令装置12では、偏差出力10aに基づ
き、交流電源母線1の相電圧の位相に同期したインバー
タ装置2の電流制御基準信号12aに変換し、この電流
制御基準信号12aと交流電源母線]に設けられた電流
検出器]−5からの電流信号1.58を電流制御器14
に入力する。
き、交流電源母線1の相電圧の位相に同期したインバー
タ装置2の電流制御基準信号12aに変換し、この電流
制御基準信号12aと交流電源母線]に設けられた電流
検出器]−5からの電流信号1.58を電流制御器14
に入力する。
この電流制御器14では、電流信号15aが人力される
ことによりPWM制御装置1−6に電圧指令値]、 4
aを出力し、この信号を受けてPWM制御装置]6は
三角波発振回路]7の出力信号17aと信号1.4 a
を比較し、インバータ装置2のスイッチング制御を行な
う。
ことによりPWM制御装置1−6に電圧指令値]、 4
aを出力し、この信号を受けてPWM制御装置]6は
三角波発振回路]7の出力信号17aと信号1.4 a
を比較し、インバータ装置2のスイッチング制御を行な
う。
このように電流制御基準信号12aを交流電源母線]の
相電圧の位相に同期した正弦波基準として各相の電流を
制御することにより、力率の良い運転が可能となる。
相電圧の位相に同期した正弦波基準として各相の電流を
制御することにより、力率の良い運転が可能となる。
この場合、電圧信号1.3 aは正弦波基準として使用
され、電圧制御器10の出力10 aは電流制御基準信
号12 aの振幅を決定する。また、検出器、制御器な
どは交流電源母線1の相数に応じて異なった構成となる
。
され、電圧制御器10の出力10 aは電流制御基準信
号12 aの振幅を決定する。また、検出器、制御器な
どは交流電源母線1の相数に応じて異なった構成となる
。
さらにインバータ装置2は、交流電源母線]に設けられ
た電磁接触器3の投入により、直流電源母線6の平滑コ
ンデンサ8を予備充電した後に制御を開始し、リアクト
ル4とインバータ装置2の昇圧作用により電圧設定器1
1−の電圧基準信号11aの値に制御され、その後、負
荷の運転状態に応じて直流電源母線6の電圧が電圧基準
信号11aに追従するように、交流電源母線1の電流を
制御する。
た電磁接触器3の投入により、直流電源母線6の平滑コ
ンデンサ8を予備充電した後に制御を開始し、リアクト
ル4とインバータ装置2の昇圧作用により電圧設定器1
1−の電圧基準信号11aの値に制御され、その後、負
荷の運転状態に応じて直流電源母線6の電圧が電圧基準
信号11aに追従するように、交流電源母線1の電流を
制御する。
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、このような従来の電動機制御装置では、
平滑コンデンサを予備充電した後に電源側電流制御(昇
圧制御)を開始すると、制御開始時には電流制御出力が
0であるのでPWM制御装置かO電圧指令から制御を開
始することになるが、直流母線の平滑コンデンサが交流
母線の電圧の波高値に充電されているため、指令制御電
圧と充電電圧の電位差により平滑コンデンサに突入電流
が流れるという問題点かあ−った。
平滑コンデンサを予備充電した後に電源側電流制御(昇
圧制御)を開始すると、制御開始時には電流制御出力が
0であるのでPWM制御装置かO電圧指令から制御を開
始することになるが、直流母線の平滑コンデンサが交流
母線の電圧の波高値に充電されているため、指令制御電
圧と充電電圧の電位差により平滑コンデンサに突入電流
が流れるという問題点かあ−った。
これを防止するために、電流制御器の出力(PWM制御
の電圧指令値)に電源電圧(相電圧)信号を加算し補償
する方式があるが、この場合、コンデンサへの突入電流
は防止できるが、制御開始時の補償値が4圧制御完了後
も人力され続けるので、4圧完了後は今度はこの補償値
を補正するように電流制御器が動作するようになり、昇
圧完了後の電流制御器の負担が大きくなり、負荷の電動
機側の運転状態によっては電流制御器か飽和状態に入り
、システム全体を正(7く制御できなくなる問題点があ
った。
の電圧指令値)に電源電圧(相電圧)信号を加算し補償
する方式があるが、この場合、コンデンサへの突入電流
は防止できるが、制御開始時の補償値が4圧制御完了後
も人力され続けるので、4圧完了後は今度はこの補償値
を補正するように電流制御器が動作するようになり、昇
圧完了後の電流制御器の負担が大きくなり、負荷の電動
機側の運転状態によっては電流制御器か飽和状態に入り
、システム全体を正(7く制御できなくなる問題点があ
った。
この発明は、このような従来の問題点を解決するために
なされたもので、昇圧制御開始時に直流1す線に接続さ
れた平滑コンデンサに突入電流が流れ込まず、また臂圧
制御完了後の電流制御器の負IUを軽減できる電動機制
御装置を提供することを目r白とする。
なされたもので、昇圧制御開始時に直流1す線に接続さ
れた平滑コンデンサに突入電流が流れ込まず、また臂圧
制御完了後の電流制御器の負IUを軽減できる電動機制
御装置を提供することを目r白とする。
[発明の構成]
(課題を解決するための手段)
この発明の電動機制御装置は、電源側か交流電源に電磁
接触器及びリアクトルを介して接続された電源回生ii
J能なPWM方式のインバータ装置と、このインバータ
装置の直流出力を平滑する平滑コンデンサと、直流出力
に接続された力行並びに回生運転可能な負荷と、直流出
力電圧を前記平滑コンデンサの予備充電後に負荷の運転
状態に拘らず一定に昇圧制御し、負荷に電力供給する制
御装置と、昇圧制御移行時に電圧指令値を低めに補正し
、徐々に立ち上げる電源電圧補償装置とを備えたもので
ある。
接触器及びリアクトルを介して接続された電源回生ii
J能なPWM方式のインバータ装置と、このインバータ
装置の直流出力を平滑する平滑コンデンサと、直流出力
に接続された力行並びに回生運転可能な負荷と、直流出
力電圧を前記平滑コンデンサの予備充電後に負荷の運転
状態に拘らず一定に昇圧制御し、負荷に電力供給する制
御装置と、昇圧制御移行時に電圧指令値を低めに補正し
、徐々に立ち上げる電源電圧補償装置とを備えたもので
ある。
(作用)
この発明の電動機制御装置では、電源側電流制御(昇圧
制御)開始時、電流制御器の出力、−)まりPWM制御
の電圧指令値に加算する電源電圧補償値を制御の進行に
支障のない程度の一定時間後に[]標値に収束させるよ
うにし、昇圧制御完了後の電流制御器の負担を軽減し、
適切な電源側の制御ができるようにする。
制御)開始時、電流制御器の出力、−)まりPWM制御
の電圧指令値に加算する電源電圧補償値を制御の進行に
支障のない程度の一定時間後に[]標値に収束させるよ
うにし、昇圧制御完了後の電流制御器の負担を軽減し、
適切な電源側の制御ができるようにする。
(実施例)
以ド、この発明の実施例を図に基づいて詳説する。
第1図はこの発明の一実施例のブロック図であり、電動
機として特に誘導機を用いた場合の構成例を示すもので
ある。この実施例の装置は、基本的構成は第4図で説明
した従来のものと同じであり、したがって第1図におい
て第4図で説明した従来のものと同一部分には同一の符
号を付してその説明を省略し、以下、異なる部分につい
て詳しく説明する。
機として特に誘導機を用いた場合の構成例を示すもので
ある。この実施例の装置は、基本的構成は第4図で説明
した従来のものと同じであり、したがって第1図におい
て第4図で説明した従来のものと同一部分には同一の符
号を付してその説明を省略し、以下、異なる部分につい
て詳しく説明する。
第1図に示すように、この実施例の装置は第4図の従来
例の装置に対して電源電圧補償装置18をイ」加(、て
いる。この電源電圧補償装置18は、交流電圧検出機1
3の出力である電圧信号13aをもとに交流電源母線]
の各相電圧に対する適正な電源電圧補償信号18 aを
出力する。
例の装置に対して電源電圧補償装置18をイ」加(、て
いる。この電源電圧補償装置18は、交流電圧検出機1
3の出力である電圧信号13aをもとに交流電源母線]
の各相電圧に対する適正な電源電圧補償信号18 aを
出力する。
そして、PWM制御装置16は、この信号18aと電流
制御器14の出力信号14 aの加算信号ニヨリインバ
ータ装置2のスイッチング制御を行つ0 第2図は、上記電源電圧補償装置18の詳細な回路構成
を示しており、特に電源相の1−相分についての構成を
示したものである。
制御器14の出力信号14 aの加算信号ニヨリインバ
ータ装置2のスイッチング制御を行つ0 第2図は、上記電源電圧補償装置18の詳細な回路構成
を示しており、特に電源相の1−相分についての構成を
示したものである。
第2図において、]9は電源電圧補償信号]8aの初期
値を設定する初期値設定器、20は電源電圧補償信号1
8 aの最終値を設定する最終値設定器、22は電源側
の電流制御開始(昇圧制御開始)の信号21aが入ると
、最終値設定器20によって設定される信号20aの一
次遅れ信号22aを出力する一次遅れ回路である。
値を設定する初期値設定器、20は電源電圧補償信号1
8 aの最終値を設定する最終値設定器、22は電源側
の電流制御開始(昇圧制御開始)の信号21aが入ると
、最終値設定器20によって設定される信号20aの一
次遅れ信号22aを出力する一次遅れ回路である。
また23は、信号13a 1.9a、22aをXl、
X2.Yl、Y2それぞれの端子に入力し、の演算を行
い、信号18aにその値を出力する乗算器である。
X2.Yl、Y2それぞれの端子に入力し、の演算を行
い、信号18aにその値を出力する乗算器である。
第3図は、電源側電流制御開始時(昇圧制御開始時)の
各要素の出力信号の状態を示すタイミングチャートであ
り、同図(b)の昇圧制御開始の信号21. aがオン
する時点T1までは、同図(c)に示すように一次遅れ
回路22の出力信号22aがOであるので、同図(d)
のように電源電圧補償信号]−8aは となる。
各要素の出力信号の状態を示すタイミングチャートであ
り、同図(b)の昇圧制御開始の信号21. aがオン
する時点T1までは、同図(c)に示すように一次遅れ
回路22の出力信号22aがOであるので、同図(d)
のように電源電圧補償信号]−8aは となる。
すなわち、信号18aの波高値歯初期値設定器19によ
り設定される。
り設定される。
その後、昇圧制御開始の信号21aが時点T1でオンす
ると、−次遅れ回路22は最終値設定器20によって設
定される信号20aの一次遅れ信号22aを出力し、1
時間後にその最終値に達する。つまり、信号21aがオ
ンした後、1時間の間、信号18aは の関係を満足し、その振幅は一次遅れ的に減衰する。そ
して、1時間経過後の時点T2に振幅は一定となる。
ると、−次遅れ回路22は最終値設定器20によって設
定される信号20aの一次遅れ信号22aを出力し、1
時間後にその最終値に達する。つまり、信号21aがオ
ンした後、1時間の間、信号18aは の関係を満足し、その振幅は一次遅れ的に減衰する。そ
して、1時間経過後の時点T2に振幅は一定となる。
上記構成の電動機制御装置の動作について、次に説明す
る。
る。
平滑コンデンサ8の予備充電中は、第2図における昇圧
開始の信号2 ]、 aがオフしているので、−次遅れ
回路22の出力信号22aが0てあり、乗算器23は電
圧補償信号18aとして第3図に示すように の値を出力する。
開始の信号2 ]、 aがオフしているので、−次遅れ
回路22の出力信号22aが0てあり、乗算器23は電
圧補償信号18aとして第3図に示すように の値を出力する。
1 ]
] 2
そして、平滑コンデンサ8の予備充電が完了し、昇圧制
御を開始すると、信号21aがオンして一次遅れ回路2
2は第3図に示すように信号20aの一次後れ信号を出
力する。
御を開始すると、信号21aがオンして一次遅れ回路2
2は第3図に示すように信号20aの一次後れ信号を出
力する。
さらに、乗算器23は電圧補償信号1.8 aとして第
3図に示すように の値を出力し、1時間後にその振幅が一定となる。
3図に示すように の値を出力し、1時間後にその振幅が一定となる。
すなわち、昇圧制御を開始すると、第1図のPWM制御
装置16は、制御開始当初は電圧補償信号1、8 aと
三角波発振口、路17の出力信号1.7 aを比較する
ことによりインバータ装置2のスイッチング制御を行う
。
装置16は、制御開始当初は電圧補償信号1、8 aと
三角波発振口、路17の出力信号1.7 aを比較する
ことによりインバータ装置2のスイッチング制御を行う
。
つまり、昇圧制御開始時、PWM制御装置16は電圧補
償信号18 aの電圧指令値から制御を開始する。この
昇圧制御開始時、電流制御器]4の出力1.4 aはO
である。そしてその後、電流制御器14が動作すれば、
PWM制御装置16は電流制御器14の出力信号14a
と電圧補償信号18aとの加算信号を電圧指令値として
インバータ装置2をスイッチング制御することにより昇
圧制御を行うのである。
償信号18 aの電圧指令値から制御を開始する。この
昇圧制御開始時、電流制御器]4の出力1.4 aはO
である。そしてその後、電流制御器14が動作すれば、
PWM制御装置16は電流制御器14の出力信号14a
と電圧補償信号18aとの加算信号を電圧指令値として
インバータ装置2をスイッチング制御することにより昇
圧制御を行うのである。
ここで、第3図(d)に示す昇圧制御開始時の電圧補償
信号18aの振幅Aは、初期値設定器1−9により三角
波信号17aの振幅に等しくなるように設定され、これ
により昇圧制御開始時(予備充電完了時)の平滑コンデ
ンサ8の充電電圧と指令制御電圧の電位差により生じる
平滑コンデンサ8への突入電流が防止されることになる
。
信号18aの振幅Aは、初期値設定器1−9により三角
波信号17aの振幅に等しくなるように設定され、これ
により昇圧制御開始時(予備充電完了時)の平滑コンデ
ンサ8の充電電圧と指令制御電圧の電位差により生じる
平滑コンデンサ8への突入電流が防止されることになる
。
また、第3図(d)に示す昇圧制御完了後の電圧補償信
号1.8 aの振幅Bは、最終値設定器20により電動
機側制御装置5が定常運転を行っている時に電流制御器
14の出力信号1.4 aが最小となるように設定され
、これにより、昇圧完了後の電流制御器]4の負担を軽
減することができる。
号1.8 aの振幅Bは、最終値設定器20により電動
機側制御装置5が定常運転を行っている時に電流制御器
14の出力信号1.4 aが最小となるように設定され
、これにより、昇圧完了後の電流制御器]4の負担を軽
減することができる。
なお、第3図において、時間Tの値は、電流の急激な変
化を抑制するために電源側の電流制御応答速度よりも遅
く、しかし制御の進行に支障のない程度のものに設定さ
れる。
化を抑制するために電源側の電流制御応答速度よりも遅
く、しかし制御の進行に支障のない程度のものに設定さ
れる。
第4図は、この発明の他の実施例における電源電圧補償
装置18の構成を示している。この第4図において、第
2図と同一部分は同一符号を付して示しである。
装置18の構成を示している。この第4図において、第
2図と同一部分は同一符号を付して示しである。
第4図において、24は電源同期回路であり、電圧検出
器13の電圧信号1.3 aより交流母線1の電圧位相
に同期した信号24aを出力する。25はワンチップマ
イクロコンピュータであり、信号24. aをクロック
として取り込み、電源電圧(相電圧)に同期した単位正
弦波のデジタル信号25aを出力する。
器13の電圧信号1.3 aより交流母線1の電圧位相
に同期した信号24aを出力する。25はワンチップマ
イクロコンピュータであり、信号24. aをクロック
として取り込み、電源電圧(相電圧)に同期した単位正
弦波のデジタル信号25aを出力する。
26は一次遅れ回路であり、信号2 ]、 aがオフし
ている昇圧開始前には初期値設定器]9により設定され
る値を信号26aに出力し、信号21aがオンし、昇圧
制御が開始すると、最終値設定器20により設定される
値に一次遅れ的に収束するような信号26aを出力する
。
ている昇圧開始前には初期値設定器]9により設定され
る値を信号26aに出力し、信号21aがオンし、昇圧
制御が開始すると、最終値設定器20により設定される
値に一次遅れ的に収束するような信号26aを出力する
。
また、27は乗算機能トjきのデジタル−アナログ変換
器であり、信号25aと信号26aとの乗算値をデジタ
ル−アナログ変換し、信号18aに出力する。すなわち
、信号26aは単位正弦波信号25Hの振幅を決めるも
のであり、信号1.8 aの出力波形は第3図(d)の
ような波形になる。
器であり、信号25aと信号26aとの乗算値をデジタ
ル−アナログ変換し、信号18aに出力する。すなわち
、信号26aは単位正弦波信号25Hの振幅を決めるも
のであり、信号1.8 aの出力波形は第3図(d)の
ような波形になる。
以」二の要素により電源電圧補償装置18を構成するこ
とによってもこの発明を実現することができ、昇圧制御
開始時は平滑コンデンサの突入電流を防止することかで
き、かつ昇圧制御完了後は電流制御器への負担を軽減で
き、適正な電源側の制御が可能となる。
とによってもこの発明を実現することができ、昇圧制御
開始時は平滑コンデンサの突入電流を防止することかで
き、かつ昇圧制御完了後は電流制御器への負担を軽減で
き、適正な電源側の制御が可能となる。
[発明の効果]
以上のようにこの発明によれば、電源装置に自己消弧可
能なスイッチング素子を用いたPWM方式のインバータ
装置を配置し、そのインバータ装置と交流母線側に接続
されたりアクドルにより昇圧制御して直流電圧を一定に
制御する電動機制御装置においても、昇圧制御開始時に
は直流母線に接続された平滑コンデンサへの突入電流を
防止でき、かつ昇圧制御完了時には電流制御器への負担
を軽減でき、システム全体を正しく制御することが可能
となる。
能なスイッチング素子を用いたPWM方式のインバータ
装置を配置し、そのインバータ装置と交流母線側に接続
されたりアクドルにより昇圧制御して直流電圧を一定に
制御する電動機制御装置においても、昇圧制御開始時に
は直流母線に接続された平滑コンデンサへの突入電流を
防止でき、かつ昇圧制御完了時には電流制御器への負担
を軽減でき、システム全体を正しく制御することが可能
となる。
第1図はこの発明の一実施例の回路図、第2図は」二記
実施例における電源電圧補償装置の詳細な回路図、第3
図は上記の電源電圧補償装置の動作を示すタイミングチ
ャート、第4図はこの発明の他の実施例における電源電
圧補償装置の回路図、第5図は従来例の回路図である。 コ・・・交流電源母線 2・・・インバータ装置3
・・・電磁接触器 4・・リアクトル5・・・可
変電圧可変周波数制御装置 6・・直流母線 7・電動機 8・・平滑コンデンサ 9・・・直流電圧検出器]0
・・電圧制御器 1]・・・基準設定器12・・直
流基準指令装置
実施例における電源電圧補償装置の詳細な回路図、第3
図は上記の電源電圧補償装置の動作を示すタイミングチ
ャート、第4図はこの発明の他の実施例における電源電
圧補償装置の回路図、第5図は従来例の回路図である。 コ・・・交流電源母線 2・・・インバータ装置3
・・・電磁接触器 4・・リアクトル5・・・可
変電圧可変周波数制御装置 6・・直流母線 7・電動機 8・・平滑コンデンサ 9・・・直流電圧検出器]0
・・電圧制御器 1]・・・基準設定器12・・直
流基準指令装置
Claims (1)
- 電源側が交流電源に電磁接触器及びリアクトルを介して
接続された電源回生可能なPWM方式のインバータ装置
と、このインバータ装置の直流出力を平滑する平滑コン
デンサと、直流出力に接続された力行並びに回生運転可
能な負荷と、直流出力電圧を前記平滑コンデンサの予備
充電後に負荷の運転状態に拘らず一定に昇圧制御し、負
荷に電力供給する制御装置と、昇圧制御移行時に電圧指
令値を低めに補正し、徐々に立ち上げる電源電圧補償装
置とを備えて成ることを特徴とする電動機制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63244405A JPH0297295A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63244405A JPH0297295A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電動機制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0297295A true JPH0297295A (ja) | 1990-04-09 |
Family
ID=17118179
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63244405A Pending JPH0297295A (ja) | 1988-09-30 | 1988-09-30 | 電動機制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0297295A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9565171B2 (en) | 2005-09-01 | 2017-02-07 | Qualcomm Incorporated | Efficient key hierarchy for delivery of multimedia content |
-
1988
- 1988-09-30 JP JP63244405A patent/JPH0297295A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9565171B2 (en) | 2005-09-01 | 2017-02-07 | Qualcomm Incorporated | Efficient key hierarchy for delivery of multimedia content |
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