JPH0284038A

JPH0284038A - エンジン式発電装置

Info

Publication number: JPH0284038A
Application number: JP1090687A
Authority: JP
Inventors: Yuzo Takakado; 祐三高門
Original assignee: Shinko Electric Co Ltd
Current assignee: Shinko Electric Co Ltd
Priority date: 1988-04-19
Filing date: 1989-04-12
Publication date: 1990-03-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、エンジン式発電装置の改良に関する。

〔従来の技術〕

第１２図（ａｌ及び（′ｂ）は、この種の発電装置のう
ちの中容量以上の容量を持つ発電装置（自家発電装置）
の従来例を示したものである。同図において１はエンジ
ン、２はスタータ（始動電動機）、３は発電機（３相同
期発電機）、４は電力変換器５は始動用電源（バッテリ
ー）、６は始動用スイッチである。７は伝動装置であっ
て、この例では、エンジン１の軸に取着されたプーリ１
Ｇ、スタータ２の軸に取着されたプーリ２Ｇおよび発電
機３の軸に取着されたプーリ３Ｇとこれらのプーリに亘
って張架されたベルト８からなる。

この発電装置の始動に際しては、まず、スイッチ６を投
入し、始動用電源５からスタータ２に給電させて該スタ
ータ２を駆動させる。スタータ２の回転力は伝動装置７
を介してエンジンｌに伝達され、該エンジン１が始動し
、発電機３も回転を開始する。エンジンｌの始動後、発
電機３の回転速度Ｎが上昇して、その発生電力が、電力
変換器４から所定の大きさの交流電圧を取り出すことが
できる大きさになる回転速度域Ｎｏまで上昇すると、始
動が完了し、以後、電力変換器４から所定電圧・所定周
波数の交流電力が図示しない負荷に供給されるようにな
る。この電力変換器４はブリッジ接続した複数個のトラ
ンジスタ等のスイッチング素子を有する主回路と、該主
回路にオン／オフ信号を供給してインバータ動作をさせ
る駆動部を有する制御回路からなり、発電機３が発生す
る電力を所定の電圧値と所定の周波数を持つ安定した交
流電力に変換する動作を行う。エンジンＩの始動完了後
はスイッチ６は開放される。

〔発明が解決しようとする課題〕

このように、従来のエンジン式発電装置は、エンジンｌ
を始動させるための専用のスタータを必要としたため、
装置が大形化、複雑化し、またスタータのトラブルに起
因して信頼性、メンテナンス等で問題があった。

本発明は上記問題を解消するためになされたもので、専
用のスタータを不要とし、制御系の構成を、従来に比し
、簡素にしてコンパクトにまとめることができ、従って
メンテナンスも楽で、制御方式を変更するだけで、上記
利点を失うことなく経済性の高い単相および三相発電装
置として用いることができるエンジン式発電装置を提供
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するため、エンジンに軸結され
た同期発電機と、当該同期発電機の回転子の位置を検出
する検出手段と、上記同期発電機の出力端に接続された
当該出力端の交流波形を整流するための全波整流器と、
当該全波整流器の出力端に接続された上記直流／交流電
力変換器および逆流防止用の半導体素子を持った上記エ
ンジン始動用の直流電源と、切換器と、上記直流／交流
電力変換器の出力端に当該切換器の第１の接点を介して
接続された外部端子と、上記切換器の第２の接点により
上記同期発電機の出力端と上記直流／交流電力変換器の
出力端を接続する回路と、上記切換器の第１、第２の接
点の切換えおよび上記直流／交流電力変換器のスイッチ
ング素子の点弧制御を行う制御回路からなり、同期電動
機をスタータとして用い得る構成とし、請求項４では、この種のエンジン発電装置において、３
相同期発電機の発電機運転時に直流／交流電力変換器か
ら単相出力を得る場合、スイッチング素子をブリッジ接
続して構成された上記直流／交流電力変換器主回路の正
負対をなす１相分のスイッチング素子対は連続してＯＮ
／ＯＦＦスイッチング制御され、他の２相分の２つのス
イッチング素子対の一方と他方は上記スイッチングのＯ
Ｎ期間とＯＦＦ期間毎に交代して高周波スイッチング制
御され、この間、上記主回路の出力端子のうち上記他の
２相に対応する出力端子が相互に短絡されるようにした
ものである。

〔作用〕

本発明では、エンジンの始動時、回転子位置検出手段と
電力変換器の主回路が、直流電動機のブラシと整流子に
対応する動作を行い、同期発電機が、電動機動作を行っ
て上記エンジンを始動するので、専用のスタータは不要
となる。エンジンの始動完了後は、同期発電機は本来の
発電動作を行い、その交流出力は上記電力変換器で所定
電圧・所定周波数の安定した交流電力に変換される。

また、３相同期発電機の発電機運転時に電力変換器から
単相出力を得る場合は、主回路の入力直流電圧の大きさ
をＥとした場合、仮想中性点に対し、例えば、Ｕ相の電
位は−Ｅ／２からＥ／２へ、Ｅ／２から−Ｅ／２へと半
サイクル毎に交番し、Ｖ相（またはＷ相）の電位は、Ｐ
ＷＭ信号の変調波が、正弦波半波が半サイクル毎に天地
逆になる信号である場合、この半波のＥ／２レベルを零
レベルとする電位変化を呈するから、該発電装置の発電
出力は正弦波形の単相交流となる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図は、３相同期発電機を用いて単相交流を得る場合
の構成を示したもので、同図において、エンジン１と発
電機（３相同期発電機）３は軸結されており、発電機３
の軸に回転子位置検出器１０が軸結されている。この回
転子位置検出器１０は、例えば、磁気抵抗素子やサーチ
コイル型の近接スイッチ等を用いて構成され、少なくと
も１２０度以上の磁極電気角を検出可能な特性を有して
いる。また、この回転子位置検出器１０は、発電機３の
出力電圧を積分して磁極位置を検知する等軸結を必要と
しない演算固定方式の回転子位置検出手段に置き換える
場合もある。１）は３相の全波整流器であって、６個の
ダイオードＤＩをブリッジ接続してなり、その整流出力
を後述する電力変換器１３の直流入力とし、入力側は発
電機３の電機子巻線３ｕ、３ｖ、３ｗの遊端に接続され
る。１２は切換器であって、切換部１２Ａと、常閉接点
Ｓ。、常閉接点ＳｂＶおよびＳ、を有する切換部１２Ｂ
を有し、切換部１２Ａは１！を述する主回路１３の出力
端子Ｕ、■を、負荷が接続される外部端子に対して接離
し、切換部１２Ｂの接点Ｓ工は出力端子ＶとＷを接離す
る。接点ＳｂｕとＳｂｖは出力端子ＵとＶを全波整流器
１）の対応する入力端子に対してそれぞれ接離する。出
力端子Ｗと全波整流器１）の対応する入力端子とは直接
に接続されている。

１３は直流／交流電力変換器（３相のＰＷＭ制御される
電圧形インバータ）の主回路であって、ブリッジ接続し
た６個のスイッチング素子Ｔｒ（例えば、Ｕ相トランジ
スタ　Ｔ、いＴＮｕ、　Ｖ相トランジスタ’ｒ、ｖ、　
ＴＨν、Ｗ相トランジスタＴｒ、Ａ、Ｔ、、４）と、各
スイッチング素子Ｔｒに逆並列接続したダイオードＤ２
を有し、直流側端子Ｐ−Ｎ間にはコンデンサ１４が挿入
されており、その３相の出力電圧Ｕ、Ｖ及びＷを送出す
る出力端子Ｕ、■は上記したように切換器１２の切換部
１２Ａを通して外部出力端子に導かれるとともに、切換
器１２の切換部１２Ｂを通して全波整流器１）に接続さ
れる。１５は始動用直流電源（バッテリＢａ）であって
、インバータの主回路１３の直流側端子Ｐ−Ｎ間に逆流
阻止用ダイオード１６を介して接続されている。１７は
始動用の手動スイッチである。

１９は電圧形インバータの制御回路であって、上記出力
電圧Ｕ、■及びＷと直流電源１５の電圧Ｅを取り込むと
ともに、回転子位置検出器１０の検出信号α（αＵ、α
Ｖ、αＷ）を取り込んで、後述する動作を行う。

即ち、制御回路１９は、第２図に示すように、直流電源
１５の電力を取り込んで制御用の直流電力を作成する制
御電源部２０、回転子位置検出器１０の出力αを取り込
んで切換器１２に与える切換信号Ｓを作成する始動完了
検出部２１、切換信号Ｓの非発生時に、回転子位置検出
器１０の出力αを取り込んで、発電機３の磁極と電機子
の相対位置を検出し、主回路１３のトランジスタＴｒに
与える駆動信号ＩＩを作成する第１の駆動部２２Ｂと、
始動完了検出部２１が出力Ｓを発生すると、出力電圧Ｕ
１■およびＷをフィードバックして主回路１３の出力電
圧を制御する第２の駆動部２２Ａ（第５図に示す）を存
している。

上記制御電源部２０は第３図に示すようにコンデンサＣ
１電圧安定化素子Ｚ１、Ｚ、２および整流器Ｄ３を有し
ている０回転子位置検出器１０は制御電源部２０から電
力の供給を受ける。また、上記始動完了検出部２１は第
４図に示すように回転子位置検出器１０の出力αから６
倍パルスを作成するパルス合成部ＰＧ、パルス合成部Ｐ
Ｇの出力から発電機３の回転数比例電圧を作成する周波
数／電圧変換部Ｆ／Ｖ、周波数／電圧変換部Ｆ／Ｖの出
力ｖｎを所定レベルｖｎｏ（前記回転速度Ｎ。

に対応する値）と比較して前者が後者より大になると切
換信号Ｓを検出する比較器ＣＰを有している。

第２の駆動部２２Ａを示した第５図において、２３は信
号発生部であって、主回路工３の３相出力を取り込み、
基本波（正弦波）の整流電圧であって、かつ、半波毎に
その天地が交番する信号ＳＩＮと、上記基本波の正負に
同期し、かつ上記天地逆の正弦波の半サイクル時にＨレ
ベルとなる矩形波信号（基本波周波数を有するＨ／Ｌ信
号）ＲＥＣを作成する。２４は比較部であって、上記Ｓ
ＩＮ信号（変調波）と三角波発注部２５が作成する三角
波信号（搬送波）とを比較してＰＷＭ信号を作成する。

第２図および第５図に符号２６で示す要素は信号切換部
であって、Ｕ相スイッチ２６Ｕ、Ｖ相スイッチ２６Ｖ及
びＷ相スイッチ２６Ｗを有し、各スイッチ２６Ｕ、２６
Ｖ及び２６Ｗは、切換信号Ｓが発生するまでは、第１の
駆動部２２Ｂの出力をドライバユニット２７のＵ相ドラ
イバ２７Ｕ、Ｖ相ドライバ２７Ｖ及びＷ相ドライバ２７
Ｗに結合するが、切換信号Ｓが発生すると、切換わって
、Ｕ相スイッチ２６０はＨ／Ｌ信号をＵ相ドライバ２７
Ｕに結合し、■相スイッチ２６ＶとＷ相スイッチ２６Ｗ
はＰＷＭ信号をそれぞれＶ相ドライバ２７ＶとＷ相ドラ
イバ２７Ｗに結合する。Ｕ相ドライバ２７Ｕ、Ｖ相ドラ
イバ２７Ｖ及びＷ相ドライバ２７Ｗは、また、Ｈ／Ｌ信
号を動作０Ｎ１０ＦＦ信号として取り込み、Ｈ／、Ｌ信
号がＬレベルにある間、出力動作を停止する。

第６図に示す波形は、切換器１２の切換部１２Ａと接点
ＳａＷが閉、信号切換部２６の各スイッチ２６０〜２６
Ｗが第１の駆動部２２Ｂ側へ切換わっている時の、出力
端子Ｕ〜Ｖに現れる電位Ｖｕ〜Ｖｗ（第１図に破線で示
す直列抵抗Ｒ＋、Ｒｚの中点で示す仮想中性点に対する
電位）を示したもので、Ｖｕ−Ｖ　（＝Ｖｕ−Ｗ）はＶ
とＷが短絡されている時の線間電圧の最大出力時の波形
である。ここで、Ｅは主回路１３の入力電圧を示してお
り、斜線部分はハイインピーダンス状態を示す。

この構成において、発電装置の始動前には、切換部１２
Ａと切換部１２Ｂの接点Ｓ　ａｗは開路し、切換部１２
Ｂの接点Ｓ０、Ｓｈｙは閉路して、主回路１３の出力端
子ｕ、ｖ及びＷはそれぞれ電機子巻線３ｕ、３ｖ、３Ｗ
に接続されている。始動用スイッチ１７を投入すると、
主回路１３は直流電源１５を電源とし、第１の駆動部２
２Ｂが作成する信号に基づきドライバ２７Ｕ、２７Ｖ及
び２７Ｗが送出するベース駆動信号１）を受けて起動す
る。主回路１３は、その起動後、直流電源１５の電力を
発電機３の回転速度Ｎに同期した周波数を持つ３相交流
電圧Ｕ、■及びＷに変換して発電機３に供給し、該発電
機３は電動機動作を行って、エンジン１を始動させる。

即ち、回転子位置検出器１０とインバータの主回路１３
は直流電動機のブラシと整流子に対応し、発電機３は電
動機動作を行って、スタータとしてエンジンｌを始動さ
せる。

上記エンジン１の始動後、時間の経過に従い、発電機３
の回転速度Ｎが上昇するが、該回転速度Ｎが設定速度Ｎ
ｏに達してエンジン１の始動が完了すると、制御回路１
９の始動完了検出部２１が切換信号Ｓを送出するので、
切換部１２Ａと切換部１２Ｂの接点Ｓ　ａｗは閉路し、
切換部１２Ｂの接点ＳｂいＳｂｗは開路し、インバータ
の主回路１３の出力端子ｕ、　ｖ　（該端子Ｖと端子Ｗ
は短絡される）は外部端子（負荷）に接続される。また
、信号切換部２６も切換ねる。

これにより、発電機３は本来の発電動作を開始し、発生
電圧は全波整流器１）で直流変換されたのち、コンデン
サ１４で平滑され、以後、インバータの主回路工３はこ
の平滑された直流電力を電源とし、第２の駆動部２２Ａ
が作成する信号、即ち、Ｈ／Ｌ信号とＰＷＭ信号に基づ
きＵ、■、Ｗ相ドライバ２７Ｕ、２７Ｖ、２７Ｗが送出
するベース駆動信号Ｉｓを受けてインバータ動作を行う
。Ｕｌ”ｌドライバ２７はＨ／Ｌ信号を受けるので、ト
ランジスタＴＰ（ｌとＴ、４ｕはＨ／Ｌ、信号に同期し
たＯ　Ｎ１０　Ｆ　Ｆ動作をする。また、トランジスタ
ＴＰＶとＴＮＶはＨ／Ｌ信号のＨレベル期間、ＰＷＭ動
作を行い、他の半サイクル期間は休止する。トランジス
タ下工と’Ｉ’ＮｗはＨ／Ｌ信号のＬレベルの期間、Ｐ
ＷＭ動作を行い、他の半サイクル期間は休止する。即ち
、トランジスタＴ　ｐ　ｖとＴＮｖの対、トランジスタ
下工とＴ四の対は前記基本波の半サイクル毎の交番時分
割駆動されることになる。

一般に、トランジスタの損失は、定常オン時損失り、と
スイッチング時の過渡損失（スイッチング損失）Ｌｘと
に大別されるが、数ＫＨｚのＰＷＭ動作では、両損失の
大きさの比は、ほぼｔｉｔとなる。また、５０／６０Ｈ
ｚの低周波動作時（Ｕ相トランジスタＴ　ｐ　ｕ−、Ｔ
　ｓ　ｕの動作の場合）は定常オン時損失り、が全損失
の１００％近くを占める。この損失し１を１とすると、
Ｖ相トランジスタＴ□、ＴＮｖとＷ相トランジスタ’ｒ
ｒｗ、Ｔ、の損失りは、Ｌ−（（Ｌ＋　＝１）＋　（Ｌｔ−１））×動作時間０
．５　＝　１となり、Ｕ相トランジスタＴｒｕｓ　Ｔｓｕの損失と等
しい。

今、仮に、上記交番時分割動作を行わせず、前記したよ
うに、トランジスタＴＰｗ、Ｔ、−を完全に休止させ、
Ｕ相トランジスタＴ、ｕ、　ＴＮ、はＨ／Ｌ信号により
駆動し、Ｖ相トランジスタＴｒｙ、Ｔ□は連続的にＰＷ
Ｍ動作をさせた場合、Ｖ相トランジスタＴＰＶ％　Ｔｓ
ｖの損失は、Ｌ−（（ｒ、＋　＝１）　＋　（ｔ、！　諭１））×動
作時間１−２となり、本実施例の場合の２倍の損失となる。この場合
、トランジスタ容量が同一であるとすると、損失−負荷
率として、Ｕ相：■相：Ｗ相−１：２：Ｏとなり、各相
トランジスタの分担が不平衡となる０本実施例の場合は
、Ｕ相：Ｖ相：Ｗ相−１：ｌ：１となり、平衡する。

従って、本実施例によれば、主回路１３の容量を同じと
すれば、１相分のトランジスタを完全に休止させる場合
に比し、主回路１３の、例えば、Ｗ相のトランジスタＴ
Ｐｗ、Ｔ、を完全に休止させる場合に比し、２倍出力の
単相交流を供給することができ、逆に、取出する単相交
流の出力値を同じとすれば、主回路１３の、例えば、Ｗ
相のトランジスタ子工、Ｔ、を完全に休止させる場合に
比し、主回路１３の容量を１／２にすることができ、そ
の分、小形化することができる。

なお、本実施例では、Ｕ相トランジスタＴ　、ｔＩ。

Ｔ８ｕの０Ｎ１０ＦＦタイミングとＶ相トランジスタＴ
　Ｐ　Ｖ　％　Ｔ　ＨｖとＷ相トランジスタ’ｒｒｗ、
ＴＮｗの動作切換わりタイミングは同期しているが、第
６図（ａｌに示すように、Ｖ相トランジスタＴｒｖｚ　
ＴｓｖとＷ相トランジスタＴ、ゎＴＨ，４の動作をＵ相
トランジスタＴＰＬ１％　ＴＨ（Ｈの動作に対してずら
せるようにしてもよい。

また、上記実施例では、Ｖ相トランジスタＴｐｖ、Ｔ、
ｖ、Ｕ相トランジスタの動作は、１８０°毎の交番であ
るが、４５°毎、９０’毎、１２０゜毎の交番としても
同様の効果を得ることができるので、Ｖ相トランジスタ
Ｔｐｖ、Ｔ□とＷ相トランジスタＴ、いＴＮＷは時間比
ほぼ５０％毎に交代して動作させればよい。

なお、逆流阻止用のダイオード１６は、エンジンｌの始
動完了後は、コンデンサ１４の電圧が直流電源１５の電
圧よりも自動的に高くなるので、逆流を阻止するために
設けである。

なお、本発明は他の回路構成を持つ発電装置、例えば、
第７図〜第９図に示す発電装置に実施して同様の効果を
得ることができる。

第７図においては、直流電源１５の電圧を昇圧して主回
路１３に供給する昇圧チョッパ回路３０を有している点
において第１図の実施例と相違する。３１はチョッパ（
この例では、作用をトランジスタにて担い、発電機３を
電動機として所定の回転数まで駆動するに要する電圧が
直流電源１５の電圧よりも高い時必要となる）、３２は
リアクトルであり、制御回路１９には、図示しないが、
チョッパ制御部が設けられ、このチョッパ制御部は、主
回路の出力電圧を整流した直流をフィードバック信号と
してチョッパ３１を０Ｎ１０ＦＦ時間を制御する。第７
図（ａｌに、この昇圧チョッパ回路３０の動作特性を示
す。図において、ＥＩは直流電源　１５の電圧、Ｅ、は
コンデンサ１４の圧電圧を示す。

ところで、昇圧チョッパ回路３０では、第７図＋ａ）に
示した如く、主回路１３の入力電圧を直流電源１５の電
圧値以下に下げることができないので、発電機３の始動
時、その回転数が低（、速度誘起電圧が低い場合には、
主回路Ｉ３を通して過電流が流れることになる。これを
防ぐためには、第８図に示すように昇圧チョッパ回路３
０Ａを設ければよい。第８図において、３１Ａはチョッ
パ（この例では、トランジスタ）、３２Ａはりアクドル
であり、制御回路１９には、図示しないが、チョッパ制
御部が設けられ、このチョッパ制御部は、主回路の出力
電圧を整流した直流をフィードバック信号としてチョッ
パ３１Ａを０Ｎ１０ＦＦ’時間を制御する。即ち、トラ
ンジスタ３１のＯＮ時間を短くすれば、降圧動作を行い
、ＯＮ時間を長くすれば、昇圧動作を行う。第７図（ｂ
）に、この昇降圧チョッパ回路３０Ａの動作特性を示す
０図において、Ｅｌは直流電源１５の電圧、Ｅ、はコン
デンサ１４の圧電圧を示す。

第９図においては、バッテリー充電用の素子（この例で
は、トランジスタ）３３を有している点において第７図
の構成と相違する。制御回路１９には、図示しないがト
ランジスタ３３を制御する充電制御部を設けて、切換信
号Ｓが発生した場合に、該充電制御部からオン信号をト
ランジスタ３３に供給するようにする。Ｄ４は逆流阻止
用のダイオードである。この充電手段は第７図、第８図
の実施例に設けてもよい。

上記各実施例においては、信号切換部２６を有接点型で
示しであるが、実際には、ゲートロジックで行うことに
なる。

また、上記実施例の制御回路１９はアナログ構成で示し
であるが、デジタル構成としてもよいことは勿論であり
、また、主回路の本発明動作をソフトウェアで実行させ
てもよい。

第１図の実施例における発電機３は、３相同期発電機で
あり、電圧形インバータの主回路１３は３相インバータ
であるが、このエンジン式発電装置は、制御方式を変更
することにより、３相発電装置として使用することがで
きる。

３相発電装置として使用する場合には、切換器１２を第
１０図に示すように、３相切換器に変更し、第１図の第
２の駆動部２２Ａに換えて、ドライバユニット２７のＵ
相ドライバ２７Ｕ、Ｖ相ドライバ２７Ｖ及びＷ相ドライ
バ２７Ｗに供給するＰＷＭ信号を作成する第２の駆動部
２２Ｃ（第１）図、第１２図））に変更するだけで良く
、切換器１２の切換部１２Ａは３個の常開接点Ｓ−１Ｓ
ａＶ％ＳＩＷを有し、切換部１２Ｂは３個の常閉接点　
Ｓｂｕ、Ｓ　ｂＶｓ　Ｓ　ｂｗを有している。第１２図
において、２３Ａ、２３Ｂおよび２３Ｃは順次１２００
の位相差を持ったＳＩＮ波を発生させる信号発生部、２
４Ａ、２４Ｂおよび２４Ｃは比較部、２５は三角波発生
部である。比較部２４Ａ、２４Ｂおよび２４Ｃはそれぞ
れドライバ２７Ｕ１２７Ｖおよび２７Ｗに与えるベース
駆動信号を送出する。なお、第９図の符号１８ば変圧器
を示しており、出力端子ｕ、ｖおよびＷに現れる出力電
圧Ｕ、ＶおよびＷを制御回路１９にフィードバンクする
。

この構成においては、前記と同様、エンジンの始動時、
回転子位置検出器ＩＯと電力変換器の主回路１３が、直
流電動機のブラシと整流子に対応する動作を行い、同期
発電機３が、電動機動作を行って上記エンジンを始動す
る。エンジンの始動完了後は、同期発電機３は本来の発
電動作を行い、その交流出力は上記電力変換器の主回路
１３で所定電圧・所定周波数の安定した３相交流電力に
変換される。

本実施例では、専用のスタータを設けることなく、エン
ジン式三相発電装置の起動を行うことができる利点があ
る。

また、第１図と第１０図に示すエンジン式発電装置は、
切換器１２を変更し、制御回路１９の第２の駆動部を変
更して制御方式を変更するだけで（プリント板差し替え
等）、３相発電装置、単相発電装置に使用することがで
き、しかも、主回路１３を構成する全トランジスタ等容
量のブリッジ回路は、−船釣であって、モジュール化さ
れて安価な価格で入手することができるから、量産効果
を得ることができ、また、エンジン、同期発電機を除く
部分の構成は極めて簡素な構成であるから、装置価格を
低減することかでき、全体を、軽量で、コンパクトにま
とめることができる。

なお、第１図の発電装置に設けた昇圧チョッパ回路３０
、昇降圧チョッパ回路３０Ａ、充電用素子３３を含む充
電手段は第１Ｏ図の発電装置に適用して同様の効果を得
ることができる。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明した通り、簡素な構成で、専用スター
タネ要の発電装置を得ることができるから、小型・コン
パクトで、従ってメンテナンスも楽な発電装置を得るこ
とができ、単相交流を得る場合には、発電機の出力を所
定電圧・所定周波数の電圧に変換する電力変換器主回路
のスイッチング素子のうち１相分は連続して低周波スイ
ッチング動作をさせ、他の２相のスイッチング素子は高
周波スイッチング動作を半サイクル毎に交互に行わせる
構成としたことにより、主回路を、単相発電動作時も３
相電動動作時も最適変換効率で動作させることができ、
単相交流発電容量を大幅に向上することが可能となり、
装置価格を低減することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図は上記実
施例の制御回路を示す回路図、第３図は上記制御回路に
おける制御電源部を示す回路図、第４図は上記制御回路
における始動完了検出部を示す回路図、第５図は上記制
御回路における第２の駆動部を説明するためのブロック
図、第６図は上記実施例におけるインバータ主回路の出
力端に現れる電圧波形を示す図、第６図（ａｌはＵ−Ｗ
相トランジスタの動作タイミングの他の例を示す図、第
７図、第８図および第９図は本発明の他の実施例を示す
回路図、第７図（ａ）および（ｂｌはそれぞれ上記第７
図および第８図の実施例におけるチョッパ回路の特性を
示す図、第１０図は他の発明の実施例を示す回路図、第
１）図は第１０図の実施例における制御回路を示すブロ
ック図、第１２図は第１０図における第２の駆動部の詳
細ブロック図、第１３図（ａ）は従来の発電装置のブロ
ック図、第１３図（ｂｌは上記従来例における伝動機構
を示す図である。１−・エンジン、３−・同期発電機、１０−・−回転子
位置検出器、１）−・・・全波整流器、１２−・・切換
器、１３・・・・・直流／交流電力変換器の主回路、１
５・−・始動用直流電源、１９・−・制御回路、２２Ａ
、２２Ｃ・・・−第２の駆動部、２２Ｂ−・・・第１の
駆動部、２３・・・信号発生部、２４・・−比較部、２
５−・−・三角波発生部、２６・・・信号切換部、３０
・・−昇圧チョッパ回路、３０Ａ−一一昇降圧チッッパ
回路、３３−バッテリー充電用素子。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）専用のスタータを有しないエンジン式発電装置で
あって、エンジンと、当該エンジンに軸結された同期発
電機と、当該同期発電機の回転子の位置を検出する検出
手段と、上記同期発電機の出力端に接続された当該出力
端の交流波形を整流するための全波整流器と、当該全波
整流器の出力端に接続された上記直流／交流電力変換器
および逆流防止用の半導体素子を持った上記エンジン始
動用の直流電源と、切換器と、上記直流／交流電力変換
器の出力端に当該切換器の第１の接点を介して接続され
た外部端子と、上記切換器の第２の接点により上記同期
発電機の出力端と上記直流／交流電力変換器の出力端を
接続する回路と、上記切換器の第１、第２の接点の切換
えおよび上記直流／交流電力変換器のスイッチング素子
の点弧制御を行う制御回路とからなるエンジン式発電装
置。
（２）切換器の第２接点から第１の接点への接点切換が
、同期発電機が電動動作から発電動作に移る条件が成立
した時に行われることを特徴とする請求項１記載のエン
ジン式発電装置。
（３）切換器が第１の接点に切換えられている時は同期
発電機の交流出力を全波整流器で整流して得られる直流
を直流／交流電力変換器が交流変換して発電機出力とし
、上記切換器が第２の接点に切換えられている時は上記
直流／交流電力変換器の電圧又は電流を回転子位置検出
手段により得られる上記同期発電機の回転子の位置に同
期制御し、かつ、当該電圧又は電流の振幅を調節して上
記同期発電機のを電動機としてそのトルク回転数の制御
を行うことを特徴とする請求項１又は２記載のエンジン
式発電装置。
（４）エンジン、上記エンジンにより駆動される３相同
期発電機、始動用の直流電源、直流／交流電力変換器を
有し、エンジンの始動に際して、上記直流電源の電力を
上記直流／交流電力変換器により交流変換して上記３相
同期発電機に給電し、当該３相同期発電機を電動機運転
する発電装置であって、上記エンジンの始動完了後の上
記３相同期発電機の発電機運転時、スイッチング素子を
ブリッジ接続して構成された上記電力変換器主回路の正
負対をなす１相分のスイッチング素子対は連続してＯＮ
／ＯＦＦスイッチング制御され、他の２相分の２つのス
イッチング素子対の一方と他方は時間比ほぼ５０％毎に
交代してＰＷＭ制御され、この間、上記主回路の出力端
子のうち上記他の２相に対応する出力端子が相互に短絡
されることを特徴とするエンジン式発電装置。
（５）正負対をなす１相分のスイッチング素子は矩形波
信号により駆動され、他の２相分のスイッチング素子は
、変調波が、正弦波半波が半サイクル毎に天地逆になる
信号であるＰＷＭ信号により駆動されることを特徴とす
る請求項４記載のエンジン式発電装置。
（６）始動用直流電源が、バッテリーであつて、充電用
のスイッチング素子を介して電力変換器の主回路の直流
側端子間に挿入され、該スイッチング素子はエンジンの
始動期間中は、オンされないことを特徴とする請求項１
〜５記載のエンジン式発電装置。
（７）始動用直流電源が、バッテリーと該バッテリーの
電圧を昇圧する昇圧チョッパを有することを特徴とする
請求項１〜６記載のエンジン式発電装置。
（８）始動用直流電源が、バッテリーと該バッテリーの
電圧を昇降圧する昇降圧チョッパを有することを特徴と
する請求項１〜６記載のエンジン式発電装置。