JPH027871A - 電流形変換装置のｐｗｍ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、自己消弧が可能なスイッチング素子（自己
消弧素子）をブリッジ接続してなる電力変換装置のパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御方法に関する。

〔従来の技術〕

第１４図のような、自己消弧素子を適用したブリッジ構
成の３相電流形整流器（電力変換装置）をＰＷＭ制御す
ると、整流器に力率制御機能を持たせることができるだ
けでなく、ブリッジ入力の交流電流（第１４図のｔＲ，
ｉｓ、ｉア）に含まれる低次高調波の含有率を低減する
ことが可能である。

なお、同図において、１１は３相交流電流、１２はロー
パスフィルタ、１３は自己消弧素子、１４は直流リアク
トル、１５は負荷である。フィルタ１２はブリッジ交流
入力ｊｌｌ　、ｊＳ　＋　　ＩＴに含まれる高調波成分
が電源１１に流れるのを防止するために設けられ、一般
には図示の如く、構成が簡単なＬＣフィルタが用いられ
る。その交流リアクトル１２ａは、電源のインダクタン
ス分も含めて書かれている。

従来、第１４図の主回路構成でＰＷＭ制御を行う方法と
して、第１５図に示すＰＷＭパターンを採用して、第１
６図（第１５図の０〜π／３〔ｒａｄ）部分の拡大図）
のような方法で、ＰＷＭパターンを発生するものが知ら
れている（出典：上田他「正弦波入力電流形コンバータ
」電気学会半導体電力変換研究会資料５ＰＣ−８４−８
１）。

すなわち、第１６図に示す方法では、３角波信号ｅ１と
直線信号ｅ２とを比較することによって第１のパターン
（台形波ＰＷＭ制御時と同じパターン）を発生すると同
時に、その第１のパターンの立ち上り、立ち下りに同期
した３角波信号ｅ３をも発生する。そして、このｅ、と
直流出力電流に応じた指令値Ｖ　ｉ”とを比較して、直
流短絡させるための第２のパターンを発生し、これら２
つのパターンを論理回路で合成して、最終的なＰＷＭパ
ターンを作成している。なお、このパターンを発生する
場合３角波信号ｅＩの周波数や直線信号ｅ２の傾きを可
変にすると、３角波信号ｅ３を発生することが困難とな
る。そこで、この例ではこれらｅｌ＋８２を固定して、
あらかじめ第１のパターンを求めておき、これを記憶さ
せておく。

また、これに対応した３角波信号ｅ、も一義的に定まる
ので、これも記憶させておくという方法をとっている。

このＰＷＭパターン発生方法の場合、直流出力電流に応
じた指令値ｙ　、＋１が変化すると、直流短絡させるパ
ルス幅も変化し、これに伴って直流出力電圧ｅ、の平均
値Ｅ４も変化させることができるので、整流器出力を制
御することができる。

また、別の従来例として、第１７図に示したＰＷＭパタ
ーンを採用して、第１８図（第１７図の０〜π／３（ｒ
ａｄ）の拡大図）のような方法で、ＰＷＭパターンを発
生するものが知られている（出典：　Ｔ、０ｈｎｉｓｈ
ｉ　ａｔ　ａｌ、　’Ａ　　Ｎｏｖｅｌ　　ＰＷＭＴｅ
ｃｈｎｉｑｕｅ　　ｆｏｒ　　Ｔｈｒｅｅ　　Ｐｈａｓ
ｅ　　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ／　ＣｏｎｖｅｒｔｅｒＪＩ　
Ｐ　Ｅ　Ｃ−Ｔｏｋｙｏ’８３　、Ｐ　３８４〜３８５
）。この場合、第１８図（イ）、（ロ）のように、３角
波信号ｅｔＩ＋　　ｅｔｚと正弦波の一部の信号ｅ！ｌ
＋６３□とをそれぞれ比較してＰｌ及びＰ２というパタ
ーンを発生し、また、そのＰｉ、Ｐ２のＯＲをとってＰ
３というパターンも発生する。

そして、第１８図のＯ〜π／３（ｒａｄ）の区間では第
１７図に示したように、ｅｓｌ”’ｅＲであるから、パ
ターンＰｉを電源Ｒ相に接続され、かつ出力正端子に接
続された素子ＵのＰＷＭパターンとする（　ｅ、、＝　
　ｅ、、ならば、出力負端子に接続された素子ＸのＰＷ
Ｍパターンとする。）。同様にして、ｅｓｚ＝ｅｔであ
るから、パターンＰ２を素子ＷのＰＷＭパターンとする
。また、パターンＰＬ、Ｐ２を発生する際にｅＲ，ｅＴ
を用いたので、残りの電源相（Ｓ相）に接続され、かつ
出力正端子に接続された素子■のＰＷＭパターンとして
、パターンＰ３の論理を反転した信号を用いる。

また、出力負端子に接続された素子Ｘ、Ｙ、Ｚについて
は、ＰＬ、Ｐ２を発生する際に、ｅＲ，ｅＴを用いたの
で、残りの電源相（Ｓ相）に接続された素子Ｙにオン信
号を与え続け、他の素子Ｘ、Ｚにはオフ信号を与え続け
る。このようにしてＰＷＭパターンを発生し、正弦波信
号ｅｌ　＋　　ｅｓ　＋　　ｅアの波高値Ｅ、と３角波
信号の波高値Ｅｔの比Ｍ＝Ｅ　ｓ　／　Ｅ−を変えるこ
とによって、整流器出力を制御する。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来のＰＷＭパターン発生方法では、３角波信号と整流
器出力を変化させるための指令信号（第１６図の場合は
■ど、第１８図の場合はｅＳｉｔｅ、２）との比較結果
自体を、特定の素子（第１６図の場合は素子■、第１８
図の場合は素子Ｕ及びＷ）のＰＷＭパターンとして利用
している。そして、他の素子のＰＷＭパターンも、第１
６図の場合には予め決まっているパターン（第１パター
ン）とこの３角波比較結果のパターンから合成しており
、第１８図の場合には、このパターンＰＩ、Ｐ２をもと
に作成している。ところで、ｉ、Ｉの基本波成分が増加
傾向にあり、かつその基本波成分が０となる点を位相の
基準（Ｏｒａｄ）として３角波信号を固定した場合、３
角波信号と指令信号との比較結果として得られるパルス
の立ち上り、立ち下り位相の可変範囲は３角波信号の隣
合わせの頂点（３角波信号の最大値と最小値の点）間に
制限され、立ち上り、立ち下り位相の可変範囲が重なる
ことはない。たとえば、第１６図の場合の図中に示した
点弧位相■の可変範囲は区間Ｉであり、消弧位相■の可
変範囲は区間■であるから、■と■の可変範囲は重なる
事がない。しかも、指令信号を大きくしていく場合、そ
の立ち上り位相を太き（していく時には立ち下り位相を
固定あるいは小さくしていくことしかできなく、一方、
立ち上り位相を小さくしていく時には立ち下り位相を固
定あるいは太き（していくことしかできない。たとえば
、第１６図の場合に指令値■どが増加してい（と、点弧
位相■は大きくなってい（が（図の右方向に移動する）
、この時の点弧位相■は同図からも明らかなように、小
さ（なっていくか（図の左方向に移動する）、あるいは
固定した位相であるかのどちらかの変化傾向しかとれな
い。すなわち、その立ち上り、立ち下り位相の変化傾向
が制限されたパルスしか発生できない。このため、この
３角波信号と指令信号との比較結果または固定したパタ
ーンをもとに決定する、それぞれの素子の各点弧位相と
各消弧位相の可変範囲も重なることがなく、指令信号の
変化に伴うそれら位相の変化傾向も自ずから制限された
ものになってしまう。しかし、特定の低次高調波成分を
権力低減するように°ＰＷＭ制御する場合には、この可
変範囲に重なりを持たせたり、指令信号３大きくするに
つれて点弧位相、消弧位相を同時に大きくしたりあるい
は小さくしたりする部分があった方が、低減したい高調
波成分をより小さくできる。しかし、従来のＰＷＭパタ
ーン発生方法では、このようなＰＷＭパターンを発生で
きないという問題点がある。

また、単位時間当たりのスイッチング損失を小さくする
ため、各自己消弧素子のスイッチング周波数〔（−電源
電圧１サイクル当たりの１つの自己消弧素子へ与えるオ
ンパスル数Ｎ）×（電源周波数）〕をできるだけ低（し
た方が良い。このことから、結局、Ｎができる限り少な
く、かつ独立変数を多くとれるＰＷＭパターンを採用し
た方が良いと言える。ところで、一般に３相電流形変換
装置の場合、Ｎが偶数ならば（Ｎ／２）個、Ｎが奇数な
らば（Ｎ−１／２）個の独立変数を持つＰＷＭパターン
を作ることができる。ところが、第１５．１６図の場合
はＮ＝１１にもかかわらず、第１６図に示したθ１〜θ
４という４つの独立変数しかとることができない（Ｎ＝
１１ならば５つの独立変数を持つＰＷＭパターンを作成
可能。）。

しかも、第１５図及び第１６図の制御方法ではｅ、を発
生する容易さと、θ２をも制御した場合の制御の複雑さ
とから第１のＰＷＭパターン、すなわち独立変数のθ２
を固定しており、４つある独立変数を有効に制御してい
ない。このため、より小さくすることが可能な第５．第
７．第１１第１３次調波含有率が大きな値となり、交流
フィルタの大型化や電力系統へ及ぼす悪影響が大きくな
ったり、単位時間当たりのスイッチング損失が大きくな
るという問題点があった。

また、第１７．１８図ではＮ＝１４であるが、このＰＷ
Ｍパターン中には図中のθ、〜θ、という６つの独立変
数しか存在しない（Ｎ＝１４ならば７つの独立変数を持
つＰＷＭパターンを作成可能。）。このため、この場合
にも第１５．１６図と同様に、Ｎに比べて独立変数の数
が少ないので、低減したい高調波成分の含有率が比較的
大きくなったり、スイッチング損失が大きくなるという
問題点があった。また、自己消弧素子をドライブする場
合、各素子へ与えるオンパルス、オフパルスの幅に下限
（最小オン及びオフパルス幅制限）が存在する場合があ
る。このような制限がある場合、この例ではＮに対する
直流短絡させるためのパルス（短絡パルス）数Ｎ、がＮ
、／Ｎ＝７／１４＝１／２と、かなり大きな値であるた
め、直流短絡させるためのパルスの最小オンパルス幅制
限によって、直流出力平均電圧の最大値が比較的小さな
値に抑えられてしまう。また、この例では、直流短絡さ
せるためのパルスの間にそれ以外のパルスを常に１つし
か発生していないので、最小オフパルス幅が最小オンパ
ルス幅より大きな時には、直流短絡させるための最小オ
フパルス幅制限によって、直流出力平均電圧の最小値が
比較的大きくなってしまう。このため、この従来例では
最小オン及びオフパルス制限が存在する場合、ＰＷＭ制
御のみで運転可能な直流出力平均電圧の範囲が狭くなる
という問題点もあった。

さらに、第１４図のような回路を動作させる場合、フィ
ルタ１２の共振を避けるためにはブリッジ交流入力電流
ｉＲ＋　　’！＋　　１７に含まれるフィルタ１２の共
振周波数付近の高調波成分を極力小さくしなければなら
ない。また、電源電流に含まれる低次高調波成分をでき
る限り小さくするため、ｉ、ｉ、、ｉアに含まれるフィ
ルタ１２の共振周波数より低い周波数の高調波成分も極
力小さくしなければならない。そこで、従来は第１４図
のフィルタ１２の共振を避けるために、実際には第１６
図に示す３角波信号ｅ、の周波数を上げ、各々の自己消
弧素子のスイッチング周波数を２．０５ＫＨｚ（を源周
波数５０Ｈｚ）とし、フィルタ１２の共振周波数を９１
９Ｈｚ付近に設定している。しかし、いくら自己消弧素
子のスイッチング周波数を上げても、ＰＷＭパターン中
のどの独立変数も１つ。

ｊ５　＋　　’Ｔに含まれる特定の高調波成分を極力小
さくするように操作していないので、当然フィルタ１２
の共振周波数付近や、それより低い周波数の高調波成分
も極力小さ（するようには独立変数を操作していないこ
とになる。このため、独立変数を有効に操作し、ｉＲ，
ｊ！＋　　ｉｒに含まれるフィルタ１２の共振周波数付
近や、それより低い周波数の高調波成分を極力小さくし
た場合に比べ、この従来の制御法では、フィルタ１２の
共振によって発生する過電圧や、電源電流に含まれる低
次高調波の含有率等が大きくなるという問題点があった
。

また、ＰＷＭパターン中の独立変数をどんなに適切に操
作しても、その全操作範囲で常に、特定の高調波成分を
零としておくことは不可能である。

第１４図のような回路を３相の交流電流が平衡するよう
に動作させると、ｉＲ＋　　’Ｓ＋　　ｉＴに含まれる
高調波は第（６Ｎ−１）及び（６Ｎ＋１）次調波成分（
Ｎ：自然数）であるから、フィルタ１２の共振周波数は
できる限り、この第（６Ｎ−１）及び（６Ｎ＋１）次調
波周波数付近に設定しない方が良い。しかし、先に述べ
た従来の方法では、フィルタ１２の共振周波数を９１９
Ｈｚと、第１９次調波周波数（９５０Ｈｚ）に比較的近
い周波数に設定している。このため、実際にはできるだ
け小さくしたいはずの、この調波成分が電源電流に多く
含まれてしまう、という問題点もあった。

したがって、この発明の第１の課題は点、消弧位相の制
限が比較的少ないＰＷＭパターンにて制御し得るように
することにある。

その第２の課題は、３相電流形変換装置に力率側′４Ｂ
機能をもたせ、かつ入力交流電流に含まれる高調波成分
のうち、低次の高調波成分を極力小さくすることにある
。

また第３の課題は、必要な数の独立変数がとれるＰＷＭ
パターンを最低のスイッチング周波数で作ることができ
、かつ最小オフパルス幅が最小オンパルス幅より大きい
時にも、最小オフパルス幅制限によって直流出力平均電
圧の可変範囲が殆んど限定されることがなく、最小オフ
パルス幅制限による直流出力平均電圧最大値の低下を比
較的小さくすることにある。

さらに第４の課題は、自己消弧素子からなるブリッジ構
成の３相電流形変換装置をＰＷＭｆ！ＩＪ？ｉＵＬ、か
つブリンジ交流端子に共振点をもつフィルタを接続する
場合において、フィルタの共振による悪影響をできるだ
け小さくすると＼もに、電源電流に含まれる低次高調波
の含有率をできるだけ小さくすることにある。

（課題を解決するための手段〕 ａ）第１の課題を解決すべく、各自己消弧素子の各点弧
位相を電流形変換装置出力を変化させるための指令値の
関数とすると＼もに、該関数を変換装置出力指令値の増
加に伴って増加する第１の関数と減少する第２の関数と
に分類してその各々の関数を別々の記憶装置に記憶させ
、各記憶装置出力を個別の比較器にて変換装置出力指令
値と比較し、該比較器出力にもとづき自己消弧素子をそ
れぞれ点弧する。この場合、前記比較器出力信号の立ち
上りまたは立ち下りを検出する検出手段を設け、その出
力にもとづき自己消弧素子をそれぞれ点弧することがで
き、消弧位相は他の素子の点弧位相から決定することが
できる。

ｂ）第２の課題を解決すべく、各自己消弧素子のブリッ
ジ交流端子の電圧１サイクル当たりのスイッチング回数
をＮ（自然数）とするとき、Ｎが偶数の場合は最大Ｎ／
２個、Ｎが奇数の場合は最大（Ｎ−１）／２個それぞれ
存在するＰＷＭパターンの独立変数の１つを操作量とし
て直流平均電圧を制御すると＼もに、ブリッジ交流端子
を流れる電流に含まれる所定高調波成分の各実効値を２
乗した値にそれぞれ重み付け定数を乗じて加え合わせた
評価関数が極小となるように前記１つを除くすべての操
作量を制御する。この場合、前記評価関数が極小になる
自己消弧素子の転流位相と直流平均電圧との関係を、電
源位相を入力として該電源位相で転流させた場合の直流
平均電圧を出力とする形式で所定記憶装置に予め記憶さ
せておき、電源電圧の変化にともなって該記憶装置から
読み出される読出値と直流平均電圧指令値とを比較して
転流位相を決定することができる。

Ｃ）第３の課題を解決すべく、３相電流形変換装置のブ
リッジ交流端子に流れる３相交流電流の各基本波成分の
いずれかが零になる各点のそれぞれを電気角の基準（０
ラジアン）とするとき、負の電気角からπ／３ラジアン
よりや−大きな電気角までは第１の自己消弧素子をオン
し続け、（π／６−α）から（π／６＋α）ラジアン（
０＜α＜π／６）の区間は第１の自己消弧素子と同じブ
リッジ交流端子に接続された第２の消弧素子をオンし、
かつ０から（π／６−α）と（π／６＋α）からπ／３
ラジアンの区間のそれぞれで該第２の自己消弧素子と同
し直流端子に接続された３つの自己消弧素子（第２の自
己消弧素子を含む）を輪番にオンする。また、０からπ
／６ラジアンの区間の転流位相を操作量として直流平均
電圧またはブリッジ交流端子に流れる電流の基本波成分
を制御すると＼もに、ブリッジ交流端子を流れる交流電
流に含まれる高調波成分についての所定の評価関数が極
大または極小となるように制御する。

ｄ）第４の課題を解決すべく、自己消弧素子からなり、
パルス幅変８１！（ＰＷＭ）制御されるブリッジ構成の
３相電流形変換装置のブリッジ交流端子に共振点をもつ
フィルタを接続し、該フィルタの共振周波数をブリッジ
交流端子の基本波電圧周波数の（６Ｎ＋１）倍（Ｎは自
然数）から（６Ｎ＋５）倍の間に設定する一方、ＰＷＭ
パターン中の複数の独立変数（独立に変更可能な転流位
相）の１つを操作量として直流平均電圧を制御すると＼
もに、ブリッジ交流端子を流れる電流に含まれる少なく
とも第５次から第（６Ｎ＋７）次調波成分までの高調波
評価関数が極小となるように、独立変数の前記１を除く
少なくとも１つを操作量としてＰＷＭ！ｌＨｉする。前
記高調波評価関数としては、各高調波電流実効値の２乗
値に各々重み付け定数を乗じた後、これらを加え合わせ
たものを用いることができる。

〔作用〕

ａ）項の如く、各素子の点弧位相を決めるための関数を
指令値の増加に伴って増加する関数と減少する周波数と
に分類してその各々を個別に記憶し、個々の比較器で指
令値と比較して点弧位相を決める一方、消弧位相は他の
素子の点弧位相から決めることにより、各点弧位相、消
弧位相の変化傾向を自由に決められるようにする。また
、前記比較器の出力は素子の点弧位相を決めるためだけ
に用いられ、消弧位相を決めるのは他の素子の点弧位相
であるから、点弧位相、消弧位相の可変範囲を重複した
ものとすることができる。

ｂ）項の如くすることにより、入力交流電流に含まれる
低次の高調波含有率を極力低減できるようにする。

Ｃ）項の如く、ブリッジ交流端子に流す３相交流電流の
各基本波成分を零とする点をそれぞれ電気角の基準（０
（ｒａｄ））とし、また、必要な独立変数がＮ０個の時
にそれだけの独立変数がとれるスイッチング周波数が最
低のＰＷＭパターンはＮ　＝　２　Ｎ　ｏ　（偶数）で
あることに着目して、Ｎが偶数となるように電気角（π
／６−α）〜（π／６＋α）（ｒ　ａ　ｄ）（０＜α＜
π／６）の区間で直流短絡させるパルスを発生させ、か
つ、スイッチング周波数が最低となるように、負の電気
角からπ／３よりや−大きな電気角までは１つの自己消
弧素子をオンし続け、この素子と異なる直流端子に接続
された３つの素子間だけで、０〜π／３〔ｒａｄ）の区
間を転流させる。そして、最小オフパルス幅が最大オン
パルス幅より大きい時にも、最小オフパルス幅制限によ
って直流出力平均電圧の可変範囲が殆んど限定されず、
しかも最小オンパルス幅制限による直流出力平均電圧最
大値の低下を比較的小さ（するために、０〜（π／６−
α）および（π／６＋α）〜π／３（ｒａｄ）の区間は
、それぞれ前記の３つの素子を輪番にオンさせる。これ
らによって、必要な数の独立変数を保ちながらスイッチ
ング周波数をできる限り低下させ、かつ直流出力平均電
圧の可変範囲を広くし得るようにする。

ブリッジ交流端子を流れる電流の高調波は第（６Ｎ−１
）次及び（６Ｎ＋１）次調波成分であることに着目して
、ｄ）項の如くその次数間隔の広い第（６Ｎ＋ｌ）次調
波周波数から第（６Ｎ＋５）次調波周波数の間にフィル
タの共振周波数を設定することによって、ブリッジ交流
端子を流れる電流に含まれる高調波の周波数とフィルタ
の共振周波数をできる限り離す。さらに、ＰＷＭパター
ン中の複数の独立変数を操作量として直流平均電圧を制
御すると同時に、ブリッジ交流端子を流れる電流に含ま
れる、少なくとも第５から第（６Ｎ＋７）次調波成分の
各実効値を２乗した値にそれぞれ重み付けの定数を乗じ
た後、加え合わせた評価関数が極小になるようにＰＷＭ
制御することによって、ブリッジ交流端子を流れる電流
に含まれるフィルタの共振周波数付近及び、それより低
い周波数の高調波成分を極力少なくする。つまり、上記
の如くすることにより、フィルタの共振による悪影響を
なくし、電源電流に含まれる低次高調波の含有率を極力
小さ（する。

〔実施例〕

第１図は発明を実施するに当たって用いられるＰＷＭパ
ターン発生回路を示すブロック図である。

こ！では、例えば第２図に示すような、電源電圧１サイ
クル当たりのスイッチング回数が１０回（Ｎ＝１０）の
ＰＷＭパターンによりＰＷＭ制御する例について説明す
る。このＰＷＭパターンの０〜π／３ラジアン（ｒａｄ
）区間の拡大図を第３図に示す。このパターン中には、
第３図に記号θ１〜θ５で示す５つの独立変数（独立に
操作可能な転流位相またはパルス幅）をとることができ
る。この場合の、ブリッジの入力交流電流に含まれる第
（２Ｍ−１）次調波成分の振幅？、（２Ｍ１）を次式（
１）に、また直流出力電圧ｅ４の平均値Ｅｄを（２）式
にそれぞれ示す（Ｍは自然数）。

ＩＰ（２Ｍ−１） π ＋ｃｏｓ（２Ｍ　−１）（ ＋θ４　） π × 一５ｉｎ（２Ｍ　　　１　）　　θ３ ｓｉｎ（２Ｍ π ＋ｓｉｎθ４−５ｉｎθ、１　　＋５ｉｎ（θ、〜　　
　　）ただし、 θ、〈θ２くθ３〈θ４〈θ、〈π／６・・・・・・（
３） とする。なお、式中のＩａ、Ｅｓはそれぞれ直流出力電
流（一定値と仮定）、電源の線間電圧実効値である。こ
こで、θ１〜θ、を直流出力平均電圧を制御すると同時
に、次式（４）の評価関数ＦＥが最小となるように操作
する場合について考える。

ＦＥ　＝　ＩＦ（５１２＋　ＩＦ＋７１２＋　Ｉｒｔ口
＋２＋Ｉ＋ｚ＋３〉・・・・・・（４） 計算機を用いてθ１〜θ、の最適値と（直流出力平均電
圧Ｅａ／電ｇ電圧電圧線間実効値）との関係を求めた結
果（条件：最小オンパルス幅：５μ　（Ｓ）を、第４図
に示す。

第４図のように、θ、〜θ、を変化させてＰＷＭ制御を
行うための制御ブロック図例を示すのが、第１図である
。この場合、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）回
路１によって電源周波数を逓倍した周波数のパルスを発
生してカウンタ２でカウントし、ＲＯＭ　（１３３Ａ及
びＲＯＭ　（ＩＩ）　３Ｂのアドレス信号としている。

そして、ＲＯＭ　（１）３Ａ、ＲＯＭ　（Ｉｆ）３Ｂに
は第４図から求めた素子Ｕの点弧位相関数のうち、それ
ぞれ傾きが正、負のものを分類して第５図のような２つ
の関数を作り、記憶させておく。このそれぞれの出力を
Ｄ／Ａコンバータ４Ａ、４Ｂでアナログ（８号に変換し
、コンパレータ５Ａ、５Ｂで直流出力平均電圧の指令値
Ｅｄ”と比較する。これらコンパレータ５Ａ、５Ｂの出
力の立ち上りを検出して一定幅のパルスヲ発生するモノ
ステープルマルチバイブレータ（モノステ）６Ａ、６Ｂ
を通し、ＯＲ回路７で両者のＯＲをとると、素子Ｕの点
弧位相で立ち上るパルスＳｏを得ることができる。これ
をフリップフロップ９１のｓｅｔ端子に接続する。

また、フリップフロップ９１のＲｅ５ｅｔ端子には、素
子■、Ｗの点弧位相で立ち上るＳｖ、Ｓｗのどちらか一
方が立ち上った時にパルスを発生するように、ＯＲ回路
８１を用いてＳｖ、Ｓ、のＯＲ信号を入力する。なお、
素子ＵのＰＷＭパターン発生回路について述べたが、他
の素子の回路もその素子に合うように、第５図の関数の
位相をずらしたものを記憶させておく違いだけで実現で
きる。この場合、例えばθ、とθ２の可変電気角範囲に
は重なりがあり、しかもθ１とθ２はどちらもＥ　ｄ　
／　Ｅ　Ｓの増加に伴って増加していく形になっている
ので、これに対応した素子Ｕの点弧位相と消弧位相とは
同じ変化傾向にある。このような時でも、本方法の場合
は問題なくＰＷＭパターンを発生できる。なお、信号Ｓ
、はコンパレータ５Ａ、５Ｂの出力を適宜に論理操作し
て得ることができる。

また、この実現方法の場合はＲＯＭを用いているので、
第４図のような点弧位相を与える関数は複雑なものでも
発生可能であり、特定の評価関数が極大あるいは極小と
なるＰＷＭパターンを忠実に実現できると云う特徴があ
る。なお、この実施例は３相、電流形だけでなく、単相
や電圧形の変換装置にも適用することができる。

次に、ＲＯＭ３Ａ、３Ｂへ格納しておくべき情報につき
、第６図に示すような各自己消弧素子の電＃電圧１サイ
クル当たりのスインチング回数Ｎが、Ｎ＝１１の場合を
例にとって説明する。この場合には、第６図中に示した
ＬＰ＋〜（−Ｐ、という５つの独立変数（パルス幅）を
とることができる。

この場合のブリッジ入力の交流電流に含まれる第（２Ｍ
−１）次調波成分の振幅値Ｂ　Ｉ　ｆ２□。を次式（５
）に、同様に出力直流電圧ｅ、の平均値Ｅ。

を次式（６）に示す。

１　）（π／　６　　　’ｐ　＋）　　ｃｏｓ（２Ｍ−
１）（π／６　　　’Ｐ＋　　？ｚ））ｃｏｓ（２Ｍ１
）π／　６　＋　　（ｓｉｎ（２Ｍ　−１）π／　６６
−５ｉｎ（２１）’４ｓ＋ｓｔｎ（２Ｍ１）（９’５−
（Ｐ４）　−５ｉｎ（２Ｍ−１）９）：＋／　２　）　
５ｔｎ（２Ｍ　　　１　）　　π／　３　）・・・・・
・（５） π ＋５ｉｎ（９’＋＋’＋９ｚ−π／３）−ｓｉｎ（（Ｐ
＋−π／３）＋５ｉｎ（ｙｓ　　９’４）−ｓｉｎ（ｔ
Ｐ＋＋　ｔｐ　ｚ）−ｓｉｎψｓ＋１／２ ・・・・・・（６） ただし、Ｉｄは直流出力電流（一定値と仮定。）、Ｅ、
は電源の線間電圧実効値である。ここで、例えば９５３
の値を変えて直流出力電圧の平均値Ｅ４を制御し、第５
．第７．第１１．第１３次調波成分の振幅をできるだけ
小さくするため、ψ３の変化に伴ッテ評価関数（Ｂ　Ｉ
（５）　”＋　８１　（７）　ｚ＋　Ｂ　）　（１１）
＋Ｂｌ＋ｌｆｆ１Ｊが極小となるように、他の４つの独
立変数ψ５．ψＺ＋９’４＋　　ψ５を変化させること
を考える。この場合、（各振幅の２乗和）＝２×（各実
効値の２乗）であり、重み付け定数はすべて２である。

電源周波数５０Ｈｚ、自己消弧素子の最小オン及びオフ
パルス幅は５５μｓという条件で、上述の式（５）　；
　（６）を用い計算機によって解析すると、ψ１〜（Ｐ
５、すなわち第６図に示した転流位相■〜■をＥａの指
令値Ｅｄ”によって、第７図のように変化させればよい
ことが導出できる。

また、第７図のように転流位相を変化させた場合の第５
．第７．第１１．第１３次調波含有率（解析結果）を第
８図に示す。この図より、第５．第７、第１１．第１３
次調波のすべての含有率は、全動作領域で５〔％〕以下
に抑えられることがわかる。なお、このようなＰＷＭ制
御を実現するための具体的な回路は第１図と同様である
。このときＲＯＭ３Ａ、３Ｂに格納しておくべきパター
ンを第９図に示す。

ところで、第３図は第２図の３相交流電流のうちのＲ相
電流りが零の点を基準点としており、こ＼では負の電気
角からπ／３（ｒａｄ）より若干大きな電気角までは素
子Ｙをオンし続け、（π／６−α）〜（π／６＋α）　
（ｒ　ａ　ｄ）の区間は素子Ｙと同じブリッジ交流端子
に接続された素子、すなわち素子■をオンし、かつ０〜
（π／６−α）と（π／６＋α）〜π／３（ｒａｄ〕の
各区間では素子■と同じ直流端子に接続された３つの素
子Ｕ、Ｖ、Ｗをこの順番でオンするようにしている。

なお、以上ではＩ　Ｒ＝　Ｏとなる点について説明した
が、ｔｓ　ｌ　　ｉＴが零となる点についても上記と同
様の制御が行なわれる。つまり、このパターンには同図
の如（、θ１〜θ、という５つ（−Ｎ／２）の独立変数
が存在する。また、Ｎ１＝３、すなわちＮ、／Ｎ＝３／
１０であるため、最小オンパルス幅制限による直流出力
平均電圧最大値の低下を比較的小さくすることができる
。さらに、このパターンでは同じ直流端子に接続された
３つの素子を正、負端子とも、それぞれ１サイクルにわ
たって輪番にオンさせており、常に同じ直流端子に接続
された２つの素子へオンパルスを与える期間はもう一つ
の素子へオフパルスを与え続けるので、最小オフパルス
幅が最小オンパルス幅の数倍程度ならば、最小オフパル
ス幅制限によって直流出力平均電圧の可変範囲が限定さ
れることがない。

第１０図、第１１図にそれぞれこの発明による方法を適
用した、Ｎ＝１２．Ｎ＝１４の場合の、ＰＷＭパターン
の０〜π／３（ｒａｄ）の拡大図を示す。これらパター
ンにはそれぞれ６つ（＝Ｎ／２：第１０図中のθ１〜θ
、）、７つ（＝Ｎ／２：第１１図中のθｌ〜θ７）の独
立変数が存在する。また、両者ともＮ　ｌ＝５であり、
それぞれＮ、／Ｎ＝５／１２．Ｎ、／Ｎ＝５／１４であ
るため、最小オンパルス制限による直流出力平均電圧最
大値の低下を比較的小さくすることができる。

また、第１１図の場合には、同じ直流端子に接続された
３つの素子を正、負端子ともそれぞれ１サイクルにわた
って輪番にオンさせているので、第２、第３図の場合と
同様に、はぼ最小オフパルス幅制限によって直流出力平
均電圧の可変範囲が限定されることが殆んどない。また
、第１０図の場合Ｏ〜π／３（ｒａｄ）区間について考
えると、図中のパルス■、■、■の時のみ輪番にオンす
る関係が（ずれ、パルス■及び■を発生する区間は素子
Ｙへ与えるオフパルスが、最小オフパルス幅制限にかか
る可能性がある。しかし、実際にはブリッジ交流端子を
流れる交流電流の低次高調波成分を低減するようにＰＷ
Ｍ制御することが多いので、これら■、■の区間は図中
のパルス■及び■を発生する区間に比べてかなり長い。

このため、この場合のＰＷＭ制御のみで運転可能な直流
出力平均電圧の最小値は、普通はパルス■及び■の最小
オンパルス幅制限によって規定されてしまう。

すなわち、この場合にも第２図及び第１１図と同様に、
最小オフパルス幅制限によって直流出力平均電圧の可変
範囲が限定されることが殆んどないと言える。なお、こ
の第１０図及び第１１図のＰＷＭパターンを採用したＰ
ＷＭ制御方法は、第１図においてＲＯＭ３Ａ、ＲＯＭ３
Ｂの内容をそのパターンに適するように書き換えること
により、容易に実現可能である。

次に、第１４図に示すフィルタ１２の共振周波数を、例
えば６Ｎ＋１〜６Ｎ＋５　（Ｎ＝１）の範囲にある、第
９次調波周波数（４５０Ｈｚ）付近の４１４Ｈｚ（交流
リアクトル１２ａ；３７０（μＨ）。

コンデンサ１２ｂ；４００　（μＨ））に設定すると＼
もに、同じく第１４図に示す自己消弧素子１３のスイッ
チング回数Ｎを第２図（イ）のように、Ｎ＝１０（電源
周波数を５０）しとすれば、スイッチング周波数は５０
０Ｈｚ）とする場合を考える。

こ＼で、５つある独立変数の１つ、例えばθ３の値を変
えて直流出力電圧の平均値Ｅ４を制限すると−もに、ブ
リッジ交流端子を流れる電流に含まれる第５．第７．第
１１．第２１次調波成分の振幅をできるだけ小さくする
ために、θ３の変化に伴って先の（４）式に示す評価関
数Ｆ０が極小となるように、残る４つの独立変数θ３．
θ２．θ４゜θ５を第４図の如く変化させると、ブリッ
ジ交流端子を流れる電流に含まれる第５．第７．第１１
゜第１３次調波含有率（解析結果）は第１２図の如く、
どれも非常に小さな値にできることがわかる。

以上の如き方法で３相電流形整流器を実際に運転した場
合の動作波形例を、第１３図に示す。この条件は、３相
交流電ａ＊ｔｔが線間電圧は２２０■で周波数は５０Ｈ
ｚ、直流リアクトル１４が２０ｍＨ１負荷１５が２．５
Ωの負荷抵抗、直流出力電流が９０Ａのときである。こ
の波形を見ると、ＰＷＭパターン発生時に極小にしてい
ない第１７゜１９次調波成分の影響でＲ相電源電流とＲ
，Ｓ線間電圧ＶＲ−３に振動が見られるものの、それら
の第５．第７．第１１．第１３次調波含有率は２％程度
と非常に小さ（、フィルタ１２の共振による悪影響もほ
とんどないことがわかる。

なお、この例のように、ＰＷＭパターン中のすべての独
立変数を操作量とすると、従来よりも自己消弧素子のス
イッチング周波数を大幅に下げることが可能になる。た
とえば、フィルタの共振周波数を第２１次調波周波数（
ＬＯ５０Ｈｚ）付近に設定し、かつブリッジ交流端子を
流れる電流に含まれる第５．７，１１．１３．１？、１
９，２３゜２５．２９，３１，３５．３７次調波周波数
成分を極力小さ（する場合は、直流出力電圧平均値の制
御のための操作量が１つと、上記の各次調波成分（１２
個の成分）を極力小さくするための１２個の操作Ｍ（計
１３個）が必要となるか、これは自己消弧素子のスイッ
チング周波数が１．３ＫＨｚ程度のＰＷＭパターンで実
現できる。このため、従来例（スイッチング周波数；２
．０５ＫＨｚ、フィルタの共振周波数；９１９Ｈｚ）と
比較し、フィルタの共振周波数を上げたにもか＼わらず
、かなり低いスイッチング周波数で実現できる。

〔発明の効果〕

以上のように、各点弧位相、消弧位相の変化傾向を自由
に決めることができ、また、点弧位相。

消弧位相の可変範囲力（重なったＰＷＭパターンを発生
できるので、従来よりもブリ・ンジ入力の交流電流に含
まれる、低減したい低次高調波成分を小さくし得るＰＷ
Ｍ制御を実現することができる。

このため、ローパスフィルタ前段の電源電流に含まれる
低次高調波成分も小さくすることができ、低次高調波に
よる電力系統への悪影響も小さくすることが可能になる
。

また、従来よりも多（の独立変数をとることができるの
で、自己消弧素子のスイッチング周波数が従来と同じで
も、その分だけ従来よりも多くの高調波成分の含有率を
効果的に低減することができ、フィルタの共振による影
響を除去することができる。

さらに、最小オフパルス幅が最小オンパルス幅より大き
い時にも、最小オフパルス制限値によって直流出力平均
電圧の可変範囲が殆んど限定されることがない。

【図面の簡単な説明】

第１図は発明を実施するに当たって用いられるＰＷＭパ
ターン発生回路を示すブロック図、第２図は第１図で用
いられるＰＷＭパターンの一例を示す波形図、第３図は
その部分拡大図、第４図は最適な転流位相部Ｅ、／Ｅ、
（直流出力電圧平均値／電源の線間電圧実効値）との関
係を示すグラフ、第５図は成るアームの素子（Ｕ）を点
弧するために第１図のＲＯＭに記憶しておくべき波形を
示す波形図、第６図は第１図で用いられるＰＷＭパター
ンの他の例を示す波形図、第７図は第６図の如（制御す
る場合の、最適な転流位相とＥ　ｄ／　Ｅ　ｓとの関係
を示すグラフ、第８図は第６図のように制御した場合の
ブリッジ入力交流電流の各次高調波含有率を示す波形図
、第９図は第６図の如く制御するときに、成るアームの
素子（Ｕ）を点弧するために第１図のＲＯＭに記憶して
おくべき波形を示す波形図、第１０図、第１１図は素子
の電源電圧１サイクル当たりのスイッチング回数がそれ
ぞれ１２回、１４回の場合の、第１図で用いられるＰＷ
Ｍパターンの他の例を示す部分拡大図、第１２図はフィ
ルタの共振周波数を適宜に設定し、かつ独立変数を第４
図の如く変化させた場合のブリッジ人力交流電流の各次
高調波含有率を示す波形図、第１３図はフィルタの共振
周波数を適宜に設定し、かつ独立変数を第４図の如く変
化させて３相電流形整流器を実際に運転した場合の動作
波形図、第１４図は３相電流形整流器の主回路例を示す
回路図、第１５図は第１４図でＰＷＭ制御を行う場合の
従来のＰＷＭパターン例を説明するための波形図、第１
６図はその部分拡大図、第１７図は第１４図でＰＷＭ制
御を行う場合の従来の他のＰＷＭパターン例を説明する
ための説明図、第１８図はその部分拡大図である。 符号説明 １・・・ＰＬＬ　（フェーズ・ロックド・ループ）回路
、２・・・カウンタ、３Ａ、３Ｂ・・・ＲＯＭ、４Ａ。 ４Ｂ・・・Ｄ／Ａ　（ディジタル／アナログ）コンバー
ク、５Ａ、５Ｂ・・・コンパレータ、６Ａ、６Ｂ・・・
モノステーブルマルチパイプレーク（モノステ）、７．
８（８１〜８６）・・・オアゲート、９（９１〜９６）
・・・フリップフロップ、１１・・・３相交流電源、１
２・・・ローパスフィルタ、１２ａ・・・交流リアクト
ル、１２ｂ・・・コンデンサ、１３・・・自己消弧素子
、１４・・・直流リアクトル、１５・・・負荷。 乙（Σ＠′、ネー△ 璽２ＷＪ 電−角　　［ｒａｄ） 第３ 図 磐４ 図 電宜角［ｒＣＬｄ］ ＩＪＥ６図 ０乃び因：ａ渣デ費絡ざ已るた０のパルス蔦　８１！１ （イン ヒ’／ＥＳ 璽ｌｏｚ π／６ 冗／３ ＩＩＮ　　図 電π角 〔ｒａｃｌ） べ゛ 、Ｘ“ 第１２　図 ｄ ／　Ｅｓ 頁１４ｙ１ 管１３図 Ｉｎ２　図 電電角 ［ｒａｄ］ 冨１５図 電電角 〔「αｄ〕 嬉１８図 電電角 （ｒａｄ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）自己消弧が可能なスイッチング素子（自己消弧素子
   ）をブリッジ接続してなる電流形変換装置をパルス幅変
   調（ＰＷＭ）制御すべく、 各自己消弧素子の各点弧位相を変換装置出力を変化させ
   るための指令値の関数とするとゝもに、該関数を変換装
   置出力指令値の増加に伴って増加する第１の関数と減少
   する第２の関数とに分類してその各々の関数を別々の記
   憶装置に記憶させ、各記憶装置出力を個別の比較器にて
   変換装置出力指令値と比較し、該比較器出力にもとづき
   自己消弧素子をそれぞれ点弧することを特徴とする電流
   形変換装置のＰＷＭ制御方法。 ２）前記比較器出力の立ち上りまたは立ち下りを検出す
   る検出手段を設け、その出力にもとづき自己消弧素子を
   それぞれ点弧することを特徴とする請求項１）に記載の
   電流形変換装置のＰＷＭ制御方法。 ３）前記自己消弧素子の消弧位相をブリッジの他の自己
   消弧素子の点弧位相から決定することを特徴とする請求
   項１）または２）に記載の電流形変換装置のＰＷＭ制御
   方法。 ４）自己消弧素子をブリッジ接続してなる３相電流形変
   換装置をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御すべく、 各自己消弧素子のブリッジ交流端子の電圧１サイクル当
   たりのスイッチング回数をＮ（Ｎは自然数）とするとき
   、Ｎが偶数の場合は最大Ｎ／２個、Ｎが奇数の場合は最
   大（Ｎ−１）／２個それぞれ存在するＰＷＭパターンの
   独立変数の１つを操作量として直流平均電圧を制御する
   とゝもに、ブリッジ交流端子を流れる電流に含まれる所
   定高調波成分の各実効値を２乗した値にそれぞれ重み付
   け定数を乗じて加え合わせた評価関数が極小となるよう
   に前記１つを除くすべての操作量を制御することを特徴
   とする３相電流形変換装置のＰＷＭ制御方法。 ５）前記評価関数が極小になる自己消弧素子の転流位相
   と直流平均電圧との関係を、電源位相を入力として該電
   源位相で転流させた場合の直流平均電圧を出力とする形
   式で所定記憶装置に予め記憶させておき、電源電圧の変
   化にともなって該記憶装置から読み出される読出値と直
   流平均電圧指令値とを比較して転流位相を順次決定する
   ことを特徴とする請求項４）に記載の３相電流形変換装
   置のＰＷＭ制御方法。 ６）自己消弧素子からなるブリッジ構成の３相電流形変
   換装置をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御すべく、 そのブリッジ交流端子に流れる３相交流電流の各基本波
   成分のいずれかが零になる各点のそれぞれを電気角の基
   準（０ラジアン）とするとき、負の電気角からπ／３ラ
   ジアンよりやゝ大きな電気角までは第１の自己消弧素子
   をオンし続け、（π／６−α）から（π／６＋α）ラジ
   アン（０＜α＜π／６）の区間は第１の自己消弧素子と
   同じブリッジ交流端子に接続された第２の自己消弧素子
   をオンし、かつ０から（π／６−α）と（π／６＋α）
   からπ／３ラジアンの区間のそれぞれで該第２の自己消
   弧素子と同じ直流端子に接続された３つの自己消弧素子
   （第２の自己消弧素子を含む）を輪番にオンすることを
   特徴とする３相電流形変換装置のＰＷＭ制御方法。 ７）０からπ／６ラジアンの区間の転流位相を操作量と
   して直流平均電圧またはブリッジ交流端子を流れる電流
   の基本波成分を制御するとゝもに、ブリッジ交流端子を
   流れる交流電流に含まれる高調波成分についての所定の
   評価関数が極大または極小となるように制御することを
   特徴とする請求項６）に記載の３相電流形変換装置のＰ
   ＷＭ制御方法。 ８）自己消弧素子からなりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御
   されるブリッジ構成の３相電流形変換装置のブリッジ交
   流端子に所定の共振点をもつフィルタを接続し、該フィ
   ルタの共振周波数をブリッジ交流端子の基本波電圧周波
   数の（６Ｎ＋１）倍（Ｎは自然数）から（６Ｎ＋５）倍
   の間に設定する一方、ＰＷＭパターン中の複数の独立変
   数の１つを操作量として直流平均電圧を制御するとゝも
   に、ブリッジ交流端子を流れる電流に含まれる少なくと
   も第５次から第（６Ｎ＋７）次調波成分までの高調波評
   価関数が極小となるように、独立変数の前記１つを除く
   少なくとも１つを操作量としてＰＷＭ制御することを特
   徴とする３相電流形変換装置のＰＷＭ制御方法。 ９）前記高調波評価関数として、各高調波電流実効値の
   ２乗値に各々重み付け乗数を乗じた後、これらを加え合
   わせたものを用いることを特徴とする請求項８）に記載
   の３相電流形変換装置のＰＷＭ制御方法。