JPH0271607A - 全通過型能動超高周波数回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、増幅器段階とＲＣネットワークとからなる全
通過型のｒ＃勤超超高周波数回路関する。

本発明は、例えば人工衛星により中継された信号用ある
いは一般のマイクロ波無線信号用の受信機ノ０ントエン
ドのための影像周波数阻止ミクサに応用される。本発明
は、また４相又はそれ以上の喪肩圏の構成にも応用され
る。

移送回路としては、ｒｌＥＥＥトランザクションス　オ
ン　マイクロウェーブ　セオリー　アンド　テクニック
ス」第Ｍ　’ｒ　’ｒ　−３４巻第１２号、１９８６年
１２月１５３３−１５３７頁所収のステファンＫ。

アルテス他による「モノリシック　ＲＣオールバス　ネ
ットワーク　ウィズ　コンスタント・フ■−ズ・ディフ
ァレンス　アウトブツツ」に記載されているものがある
。

この文献には、ＲＣネットワークに基き構成され、特に
ＲＣネットワークに先行する段階の出力インピーダンス
を低減するようバッフ？配置とされた２つの電界効果ト
ランジスタからなる移相回路が記載されている。これら
のトランジスタの各々は、直流電源へ直接接続されるド
レインと、抵抗を介して接地されるソースとを有し、ま
た相当のゲート幅（１２０μｍ）を有する。各トランジ
スタのゲートには、他方のトランジスタに供給されるの
と振幅は同じだが位相が逆の入力信号が供給される。

各トランジスタのソースは、４つの並列分岐からなるネ
ットワークの端の１つに接続される。各分岐は直列ＲＣ
ネットワークから構成される１、移相回路の出力は、各
分岐のキャパシタと抵抗のノードに接続される。各分岐
の抵抗及びキャパシタは、それぞれの分岐の出力が次の
分岐の出力に対し同一振幅と９０°の位相差を有するよ
うにされる。さらに一方の出力対から他方の出力対への
切換えを行なう切換え回路が設けられる。

この回路は２２０−２８０ＭＨｚ帯域で動作するが、こ
の周波数は少なくとも８−１２ＧＨｚ帯域で動作する移
相器が必要となる本発明の応用分野にとっては大幅に低
すぎる。

上記の文献では３−５ＧＨｚで動作する第２の回路も説
明されている。しかしこの周波数範囲も、問題とされて
いる応用分野にとっては低すぎる。

この結果は、この第２の回路が一定数の構成要素を付加
することで得られた２次回路であることによる。構成要
素が多数であることは、大規模集積化にとり好ましくな
い。

また２次回路は、１次回路に比べて挿入損が相当に大き
い。

さらに２次回路の動作は、前記の１次回路と同一の原理
に基く。

従来技術回路においてはこれらの回路の負荷インピーダ
ンス（あるいは後続する回路の入力インピーダンス）が
伝達関数内に現われるので、この伝′ａ関数の絶対値は
このインピーダンスが発生する時定数と周波数とに依存
する。従って伝達関数は非理想的な全通過関数である。

従来技術回路が、理想的な全通過関数にできるだけ近い
伝達関数を有するようにするためには、２つの条件が同
時に満たされねばならない。その第１は、バッファされ
たトランジスタの出力インピーダンスが、ＲＣネットワ
ークの抵抗に対して低くなければならないことであり、
その第２は、次の段階の入力インピーダンスがＲＣネッ
トワークのキャパシタのインピーダンスに対して高くな
ければならないことである。

これらの先行する段階及び後続する段階のインピーダン
スは固定しているから、従来技術のネットワークの伝達
ｍ数は決して理想的な全通過ｌ１Ｉｌ数とはなりえない
。そして、このことは周波数が上昇するにつれてますま
す顕著となる。

一方、各ＲＣネットワークでは、キャパシタ及び抵抗の
値が、各経路で所望の移相が得られるよう異なる時定数
が得られるように固定される。従って動作周波数を上昇
させようとする場合には、時定数を減少せしめるために
ＲＣｖｌを減少せしめる必要がある。しかし前述の如く
、卵内的全通過関数にできる限り近いままであるために
は、ＲＣネットワークの抵抗及びキャパシタの値は、先
行する回路及び後続する回路のインピーダンスが定める
一定限界内に維持される必要がある。

従って従来技術回路は、比較的近い周波数に限定された
ままであり、あるいはむしろ性能が振幅及び移相につい
て非常に急速に劣化する。

また従来技術回路では、２つの入力信号が同一振幅と逆
の位相を有する必要がある。しかし第１に、単一信号に
基いてこれらの信号を発件するには、付加的な回路を設
ける必要があり、これはネットワーク表面及び電力消費
の増大をまねく。また第２に、正確に同一の振幅と逆の
位相を有する信号を得るのは非常に難かしい。

従って本発明の目的は、略理想的な全通過伝達関数を有
する全通過能動回路を提供するにある。

この目的は、発明の詳細な説明の欄の冒頭に記載された
ＲＣ型の能動回路であって、増幅段階はインバータとし
て配置される電界効果トランジスタＱ＋により形成され
る反転段階からなり、前記電界効果トランジスタのゲー
トには、ＲＣネットワークの抵抗を構成する抵抗Ｒを介
して超高周波数入り信号Ｖεが供給され、前記電界効果
トランジスタのゲート・ソース容量　ｃ　、はＲＣネッ
トワークの容１１Ｃを構成するのに用いられ、前記増幅
段階は、さらに前記反転段階の超高周波数人力ＶＥと超
高周波数出力ＶＳとの間に挿入され抵抗ＲＯ及び伝送ラ
インＬＯからなる負帰還分岐を有し、回路の素子の特性
は、理想的全通過伝達固数が得られるよう、Ｚをライン
ＬＯの特性インピーダンスとし、之をラインＬＯの物理
的長さとし、■を伝搬の位相速度とし、τを反転トラン
ジスタＱ１のゲートでの電子走行１８間とし、ＧＭＯを
反転トランジスタＱ１の相互コンダクタンスとして、互
いに ａ）Ｚ＝ＲＯ ｂ＞　ｅ−ｖτ ｃ　）　ＲＯ　−２／ＧＨ８ の関係を有することを特徴とする全通過型能動角＾周波
数回路により達成される。

上記の場合、本発明の回路は、特に構成に用いられたテ
クノロジに応じて１２ＧＨｚ乃至１８ＧＨｚ程度の周波
数を達成しうる。

回路の・一実施例は、トランジスタＱ！のゲート・ソー
ス容ａｌＣＧｓ及び抵抗Ｒが、超高周波数回路信＠ＶＥ
と反転トランジスタＱ１のドレインで得られる超高周波
数出力信号ｖ５１との門に４５°の相対的位相差が発生
するよう回路の時定数τ１を定めることを特徴とする。

回路の別の実施例は、１−ランジスタＱＩのゲート・ソ
ース容！ｌＣｏ５及び抵抗Ｒが、超高周波数回路信ｊ８
ＶＥと反転トランジスタＱ１のドレインで得られる超高
周波数出力信号ｖｓ２との間に１３５゜の相対的位相差
が発生するよう回路の時定数τ２を定めることを特徴と
する。

また本発明は、単一の入力信号に基いて超高周波数で動
作し、振幅変動及び位相変動に関し良好な性能を有する
能！１７０−９０°移相器を提供することを目的とする
。

本発明によれば、単一の超高周波数入力信号Ｖεに基い
て同一振幅と９０゛の相対的位相差を有する超高周波数
出力信号Ｖ、１及び■、２を出力する移相回路は、入力
ＶＥを介して第２の実施例による全通過回路に結合され
る第１の実施例の全通過回路からなる。

上記の場合、この移相器は前述の如き超高周波数で動作
し、単一の入力信号に基いて粘度±０．１出で同一の振
幅を有し、精度±〇、６°で位相差９０°を有する出力
信号を出力する。

、また本発明は、例えば高周波数構成に特に好ましい半
導体材料であるヒ化ガリウム上で、回路が両方とも他の
超高周波数回路と組み合わせてＩｌ造されるようにして
集積化される全通過回路と移相回路を提供することを目
的とする。

好ましい実施例では、このネットワーク及び回路は、Ｍ
ＥＳＦＥＴ型の電界効果トランジスタにより最高１２Ｇ
Ｈｚ程度の動作周波数で実現され、ＨＥ　Ｍ　Ｔ　ｌの
電界効果トランジスタにより最高１８ＧＨ２程度の動作
周波数で実現され、ヒ化ガリウム（Ｇａ　Ａｓ　）上で
他の素子とともに集積化される。

超高周波数での所望の応用においては、本発明による全
通過回路及びこの全通過回路に基いて形成される移相回
路は、例えばヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）等の覆−ｖ族の
半導体基体上で電界効果トランジスタにより実現される
。

第１ａ図は本発明による全通過セルを概略的に示す図で
ある。このセルは反転トランジスタＱと負′ＩｒＩＱ３
とからなる反転段階からなる。反転トランジスタＱ１の
ドレインは、負荷Ｑ２を介して直流電源ＶＤＤへ接続さ
れ、ソースは直接接地される。

トランジスタＱ１は、ＣＧＳで表わされるゲート・ソー
ス容量を有する。

セルは、一端が反転トランジスタＱ１のゲートに接続さ
れ他端が回路の超高周波数人力ＶＥ［接続される抵抗と
、トランジスタＱ１のゲート・ソース容量Ｃ６８とから
形成される。

ＲＣネットワークは本発明による全通過セルの入力に接
続されるから、このセルの伝達関数は、従来公知のネッ
トワークにおける如く先行する段階の出力インピーダン
スに依存するということはない。

負荷Ｑ１は、ゲートが抵抗ＲＡを介して直流電圧ｖ３に
より分極され、ドレインが直流電源■［１０に直接接続
され、ソースが出力信号ＶＳが得られるセルの出力ノー
ド１を構成するよう反転トランジスタＱ１のドレインに
接続される電界効果トランジスタから形成されるのが好
ましい。負荷トランジスタＱ３のゲートは、キャパシタ
ＣＩを介して自身のソースへ接続される。

本発明によれば、前述の段階はノード４における人力Ｖ
Ｅとノード１における出力Ｖ　Ｓとの間に挿入される分
岐により負帰還増幅鼎として配置される。この分岐は、
直列に配置された抵抗ＲＯと伝送ラインＬＯとからなる
。

負帰還分岐は、ノード２と４との間に挿入されるキャパ
シタＣ２により入力２のＶＥより絶縁され、ノード４と
３との間に挿入されるキャパシタＣ３により分岐Ｒ−Ｃ
，８から絶縁される。一方反転トランジスタＱ＋のゲー
トは、Ｖ１とＲ−ＣＧｓネットワーク内の抵抗Ｒのノー
ド３における端部との間に接続される抵抗ＲＢを介して
直流電圧Ｖ１により分極される。

バイアス電圧Ｖ＋及びｖ３は、出力信号ＶＳの振幅及び
位相を調整するように可変的に供給される。

理想的な全通過セルの伝達関数を得るためには、セルの
素子は、第１ａ図とともに第１ｂ図に示される本回路の
等価図を参照するとより良く理解できる条件を満たさね
ばならない。

ラインＬＯは、その物理的長さ之と、βをラインの位相
定数、ｆを動作周波数及びＶを伝搬の位相速度として後
記の表Ｉの式（１）で与えられるその電気的長さφと、
その特性インピーダンス２で特徴付けられる。

Ｙは、全通過セルに後続する段階（又は回路）への入力
信号の７ドミタンスにより構成される負荷である。

Ｇ　及びＧ。３は、トランジスタＱ１及びＱ３それぞれ
のドレイン・ソースコンダクタンスであり、Ｇｏは等価
コンダクタンスである。

ＧＭＯはトランジスタＱ１の相互コンダクタンスであり
、τはこのトランジスタのゲートにおけるキャリヤの走
行時間であり、その１ｉ！ｌ果反転段階の相互コンダク
タンスＧＭは表Ｉの式■で与えられる。

従って、第１ａ図の全通過ユニットセルの伝達関数は表
Ｉの弐Ｏで与えられる。ただし式０でｔよ簡単のためＣ
ＧＳはＣと記されている。

第１の条件としてＲＯ−Ｚとなるよう選択される（条件
ａ）。すると全通過セルの伝達関数は、より簡単に記さ
れて表工の式（１４）の形になる。

条件ａは、ラインＬＯの特性インピーダンス２が負帰還
分岐の抵抗ＲＯに等しくなるよう選択される場合に満た
される。

第２の条件としては、ω−２πｆとしてφ；ωτ が選択される。従って表Ｉの式（１）により、この２番
目の式は次のように記される（条件ｂ）。

＝Ｉｌｖ　τ 条件すは、ラインＬＯの物理的長さ２が、反転段階の入
力と出力との間での信号遅延を補償する遅延を引き起す
場合に満たされる。

第３の条件として ＲＯ＝２／Ｇ１４０ が選択される（条件Ｃ）。

条件Ｃは、負帰還抵抗ＲＯが反転トランジスタＱ１の相
互コンダクタンスの逆数の２倍の値を有するよう選択さ
れる場合に満たされる。

従って本発明による全通過ユニットの伝達関数は、表Ｉ
の式■で表わされる。

表工の式■に示される如く、伝達関数Ｆ（ｊω）は、Ｒ
Ｃネットワークの抵抗Ｒ及びキャパシタＣの値から独立
した定数（表■の項の参照）が乗算された理想的全通過
関数（表工の項■参照）の形で記される。

従ってＦ（ｊω）の振幅は確かに周波数に依存するが、
Ｒ及びＣの１には依存しない。つまり出力信号はＲＣネ
ットワークの時定数に依存しない。

回路は、反転トランジスタＱ１のゲート・ドレイン容量
という単一の寄生要素を有する。しかし、このゲート・
ドレイン容量は電界効果トランジスタのゲート・ソース
容量に対して非常に弱いから重要ではない。

従ってゲート・ドレイン容量は、ゲート・ソース容認に
より実際上短絡される。

トランジスタＱ１のゲート・ソース容ｆｉＣ−ＣＧｓは
このトランジスタの寸法の関数である。回路の動作周波
数を上昇せしめるには、反転トランジスタＱ１の寸法を
小さくするか、ＲＣネットワークの抵抗を低下せしめて
回路の時定数を小さくすればよい。

トランジスタＱ１のゲート幅Ｗを減らしてキャパシタン
スＣを減らすと相互コンダクタンスＣＨＯが低下する。

条件Ｃ（後記の表■参照）を満たすために、負帰還分岐
の抵抗ＲＯは増大しなければならず、これはつまり条件
ａ（表■参照）を満たすためにラインの特性インピーダ
ンスが増大しなければならないということである。ライ
ンＬＯの特性インピーダンスの増大はライン幅を減らす
ことで得られる。

超高周波数ネットワークの形式に特に好適な材料である
ヒ化ガリウム上で回路を構成する場合には、ラインにつ
いて得られる最大の特性インピーダンスは、ラインの緑
効果の結果１００乃至１０００程度である。

同−材料上において、抵抗Ｒの値の下限はこの抵抗の正
確な値を正しく制御するため３０又は４０Ω付近にある
。実際には、抵抗Ｒが接続されるＱｔ等のトランジスタ
はどれも所定の抵抗を示すゲート接点を有し、ＲＣネッ
トワークの抵抗Ｒは、反転トランジスタＱ１のゲート接
点の抵抗に比べて大きい。

本発明による回路は、ＭＥＳＦＥＴ型の電界効果トラン
ジスタによっても、ＨＥＭＴＷの電界効果トランジスタ
によっても構成しうる。ＨＥＭ’ｒ型のトランジスタは
、平均して相互コンダクタンスがＭＥＳＦＥＴ型のトラ
ンジスタの相互コンダクタンスの２倍あるためより高い
周波数で動作する回路とするのに適する。

バイアス電圧Ｖ＋は、反転段階の相互コンダクタンスＧ
Ｍを変化せしめるよう変化される。このことにより、条
件Ｃの実証に際し、負帰還抵抗の値ＲＯが例えば回路構
成時の構成要素のバラツキにより最適値と異なった場合
に負帰還抵抗の値を調整しつる。

バイアス電圧は、静止点を調整するよう反転トランジス
タＱ１のドレイン電流を固定するために供給される。

本発明によれば、前述の全通過ユニツセルに基いて０−
９０°移相器を構成することができる。

この移相器をｓｋｉ威するため、この全通過セルの種類
の２つのセルが入力ノード２において供給される。従っ
てこの移相器は単一の入力ＶＥで動作する。

従って第２図に示される如くこの移相器は２つのセルＡ
及びＢからなる。

各セルは、反転トランジスタＱ＋　、Ｑ２と、負荷トラ
ンジスタＱｚ　、Ｑ４　と、八については抵抗Ｒ＋及び
Ｑｔのゲート・ソース容量　ＣＩ　＝　Ｃａｓｌからな
るＲＣネットワーク、Ｂについては抵抗Ｒ２及びＱ２の
ゲート・ソース容ＦＩＩＣ２−ＣＧＳ２からなるＲＣネ
ットワークと、Ａについては抵抗Ｒ０１及び電送ライン
し。、からなる負帰還分岐、Ｂについては抵抗Ｒ０２及
び伝送ラインし。２からなる負帰還分岐とからなる。

Ａにおいては負荷Ｑ３に対するゲートバイアス電圧はｖ
３であり、バイアス抵抗はＲＡＩであり、またインバー
タＱ１に対するゲートバイアス電圧はＶＳであり、バイ
アス抵抗はＲＢ１である。

８においては、負荷はＱ４であって、そのゲートバイア
ス電圧はｖ４であり、バイアス抵抗はＲＡ２である。ま
たインバータはＱ２であって、そのゲートバイアス電圧
はＶ２であり、バイアス抵抗はＲＢ２である。

前述のユニットセルの絶縁、ヤヤバシタは、セルＡ及び
Ｂ中ではそれぞれＣｎ　、Ｃ＋ｐ　、Ｃ＋ａ及びＣ２＋
　、　Ｃ２２、Ｃｒ２とされる。

出力信号ｖ　及びＶＳ２は、それぞれ反転トランジスタ
Ｑ１及びＱ２のドレインにおける点１０及び２０に発生
する。

セルＡ及びＢ内のＲＣネットワークの各々の素子の値は
、２つのセルに共通な超高周波数入力信号Ｖεに基いて
入力信号ＶＥに対しセル△については４５°の位相変位
、セルＢについては１３５゜の位相変位を有する超高周
波数入力信号ｖＳ１及びＶＳ２が発生される時定数τ１
及びτ２が得られるよう選択される。

これはωτＩ”０．６及びωτ２”−３，７により得ら
れる。

上記の場合出力信号Ｖ５．とＶＳ２は互いに対し９０°
の位相変位を有する。

セル八及びＢの各々の伝達関数はそれぞれ表■の式■及
び０で与えられる。これらの関数から振幅偏移がセルの
時定数に依存しないことがわかる。

表■は、２つのセルそれぞれにかけられる条件ａ、ｂ、
ｃを記したものである。

後記の表■は、後記の表■の素子で構成された、つまり
ＨＥＭＴトランジスタによりヒ化ガリウム上に実現され
た本発明による移相回路から得られる結果を示す。

表■は、負帰還抵抗ＲＯ　（Ｒ及びＲ６２のそれぞれ）
が最適値１１６．７５０を有する場合、及びバラツキに
より１０５Ω又は１３０Ωの値を有する場合の信号ｖｓ
ｌとＶＳ２との振幅差を示す。また表■は上記の抵抗Ｒ
Ｏの値に対応する最大位相変位及び最小位相変位を示す
。表■においては、ＲＯの偏移・を補償するためバイア
ス電圧Ｖ＋及び■２の値をそれぞれ調整する必要がある
。

表■は、ＨＥＭｒ型トランジスタで本発明によるネット
ワークを構成する構成要素の最大値を示す。

第３ａ図は、表■及び■に記された最適ｉ構成要素によ
り本発明により構成される０−９０°移相器の２つの出
力信号Ｖ、とＶＳ２との門の１０２」単位の振＄１ｉｌ
差ΔＡを実線で示す。この曲線はＧＨｚ単位の周波数ｆ
に対してプロットされている。

また第３ａｆｆｌは、やはりＧＨｚ単位の周波数ｆに対
してプロットされた出力ｖ、１とＶＳ２の信号の位相差
Δφを破線で表わす。

ＲＯ　−１１６，７５０ Ｖ＋　−−０，２３Ｖ Ｖｚ　−−０，２３Ｖ 第３ａ図は、８−１２ＧＨｚ周波数帯において、移相器
がＨＥＭＴ）ランジスタによりヒ化ガリウム上で構成さ
れると、２つの出力団の位相差Δφは９０′″±０．６
＠であり、振幅差ΔＡは±０．１ｃ１３未満であること
を示す。

、第３ｂ図は、負帰還抵抗ＲＯが最適値より小さい場合
（表■参照）での振幅差ΔＡを実線で示す。

ＲＯ−１０５０ Ｖ　Ｉ−−０，０２Ｖ Ｖｚ−０，０２Ｖ また破線は位相差Δψを示す。

第３ｂ図は、反転トランジスタＱ１及びＱ２のゲートバ
イアス電圧を調整するとＲＯの誤差に起因する位相及び
振幅差は最小とじうろことを示す。

上記の場合８ＧＨｚと１２ＧＨｚとの間で位相差は９１
°と９２．１°との間にあった。また振幅差は±０．１
」未満であった。

第３Ｃ図は、負帰還抵抗ＲＯが最適値より大きい場合（
表１参照）での振幅差ΔＡを実線で示す。

ＲＯ＝１３００ Ｖ＋−−０，３６０Ｖ Ｖ　２−−（）、４４０Ｖ また破線は位相差Δψを表わす。

第３Ｃ図はバイアス電圧Ｖ＋及び■２が調整されると位
相差及び振幅差の誤差が最小としうろことを示す。

上記の場合８ＧＨｚと１２ＧＨ２とのｌｉｔで位相差Δ
φは８８．２°と８９，４°との周にあった。振幅差は
±０．１４３未満であった。

一般的に言って、これらの結果からはＨＥＭＴトランジ
スタによりピ化ガリウム上に表■の構成要素で構成され
る回路の好ましい動作周波数は８乃至１２ＧＨｚにある
ことがわかる。しかしＨＥＭ■トランジスタの寸法を変
えることで１０−１８ＧＨｚ帯域で正しい動作を得るこ
とが可能である。

本発明の＠路は負帰還増幅器であるため素Ｆを慎重に選
択するなら移相器の入力インピーダンスＺｒを、上記の
実施例で考えた８乃至１２ＧＨｚの周波数帯域において
５００程度としう゛る。

この目的のため第４ａ図は本実施例での移相器の入力イ
ンピーダンスの振幅Ａ　（Ｚ＋　）と、この周波数帯域
のインピーダンスの位相ψ（Ｚｌ）とを示す。

これらの同一素子を慎重に選ぶことで、移相器のセルＡ
の出力インピーダンスＺ３１と移相器のセル８の出力イ
ンピーダンスＺｓ２とは、−第１のインピーダンスにつ
いては８３Ωと８４０の間、 一第２のインピーダンスについては８４Ωと９１０の間
にとどめることができる。

第４ｂ図及び第４Ｃ図は、それぞれ同一の周波数帯域に
対する上記の実施例における出力インビ−ダンスの振幅
Ａ（Ｚ、ｌ）及ｆｆＡ　（Ｚ、２）　、！：、これらの
インピーダンスのそれぞれの位相ψ（Ｚ、、）及びψ（
ＺＳ２）を示す。

つまり移相器の出力インピーダンスは、入力インピーダ
ンスの値の２倍程度になる。

第４ａ図、第４ｂ図及び第４Ｃ図の曲線は、移相器の値
が最適である場合についてプロットされている。

例えば他の付随する回路と組み合わせて製造するためＭ
ＥＳＦＥＴトランジスタを用いる本発明の他の実施例で
は、最大周波数は８乃至１２Ｇ　Ｈｚ帯域にある。

後記の表ＶはＭＥＳＦＥＴにより本発明の１路を構成す
る場合の特性値の組を示す。インバータのトランジスタ
Ｑ１及びＱ２は２つのゲートフィンガを有するのが好ま
しい。

かかるＭＥＳＦＥＴで構成される回路の性能は、２つの
出力信号Ｖ　及び■ｓ２の振幅差及び位相差について非
常に良好である。

本発明の各実施例では、回路の製造を単純にするためラ
インし　及び’０２と同様にして反転トランジスタを同
一に選択されている。従って移相器の製造効率が改善さ
れる。

表１ 表■ 表■ 表Ｉν 表Ｖ

【図面の簡単な説明】

第１ａ図は本発明による全通過ＲＣセルを示す概略図、
第１ｂ図は第１ａ図に示される回路の等［１回路面、第
２図は同一の入力信号を供給される２つの第１図に示さ
れる全通過セルからなる〇−９０”移相回路を示す図、
第３ａ図は最適値の負帰環抵抗ＲＯについて、周波数ｆ
　（ＧＨｚ　）に対して振幅差ΔＡ（１０々」で表示）
及び度で表示した位相差Δψをプロットした図、第３ｂ
図は最低値より小さい値の負帰還抵抗ＲＯに対する同じ
喫数を表わす図、第３Ｃ図は最低値より大きい値の負帰
還抵抗ＲＯに対する同じ変数を表わす図、第４ａ図は周
波数に対してＨＥＭＴトランジスタから構成される移相
回路の入力インピーダンスの振幅変動及び位相変動をプ
ロットした図、第４ｂ図及び第４Ｃ図は周波数に対して
ＨＥＭＴトランジスタから構成される移相回路の出力イ
ンピーダンスＺ　及びｌｓ２のそれぞの振幅変動及び位
相変勤をプロットした図である。 １・・・出力ノード、２・・・入力ノード、３．４・・
・ノード、Ｑ＋　、Ｃ２・・・逆転トランジスタ、Ｃ３
゜Ｃ４・・・負荷トランジスタ、ＲＯ，ＲＯ４，ＲＯ２
゜Ｒ１・Ｒ２・ＲＢ・ＲＡｌ・Ｒ＾２・ＲＢｌ・ＲＢ２
”’抵抗、’Ｏ”　０１”　０２””伝送ライン、ｃｌ
、Ｃ２゜Ｃ３゛Ｃ１ＰＣ１２・Ｃ１３・Ｃ２１・Ｃ２２
・Ｃ２３°°°キヤパシタ、Ｙ・・・アドミタンス。 特許出願人　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイラン
ペンファブリケン Ｉ−１！９　　　■　　０　　堕 ｏ　　Ｏい　　ｄ　　ω ■Ｏ′ｌｌ：ｏのり （）　　Ｉ／！（）　　Ｌｎ ａり　　　ｒ＋−ｒ″′＋　　　−フ Ｑ）　　　（Ｃ１（Ｘ）　　　ＣＫ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）増幅段階とＲＣネットワークからなる全通過型の
   能動超高周波数回路であって、増幅段階はインバータと
   して配置される電界効果トランジスタＱ＿１により形成
   される反転段階からなり、前記電界効果トランジスタの
   ゲートには、ＲＣネットワークの抵抗を構成する抵抗Ｒ
   を介して超高周波数入力信号Ｖ＿Ｅが供給され、前記電
   界効果トランジスタのゲート・ソース容量Ｃ＿Ｇ＿Ｓは
   ＲＣネットワークの容量Ｃを構成するのに用いられ、前
   記増幅段階は、さらに前記反転段階の超高周波数入力Ｖ
   ＿Ｅと超高周波数出力Ｖ＿Ｓとの間に挿入され抵抗Ｒ＿
   Ｏ及び伝送ラインＬ＿Ｏからなる負帰還分岐を有し、回
   路の素子の特性は、理想的全通過伝達関数が得られるよ
   う、ＺをラインＬ＿Ｏの特性インピーダンスとし、■を
   ラインＬ＿Ｏの物理的長さとし、Ｖを伝搬の位相速度と
   し、τを反転トランジスタＱ＿１のゲートでの電子走行
   時間とし、Ｇ＿Ｍ＿Ｏを反転トランジスタＱ＿１の相互
   コンダクタンスとして、互いにａ）Ｚ＝Ｒ＿Ｏ ｂ）■＝Ｖτ ｃ）Ｒ＿Ｏ＝２／Ｇ＿Ｍ＿Ｏ の関係を有することを特徴とする全通過型能動超高周波
   数回路。 （２）反転トランジスタＱ＿１は、電界効果トランジス
   タＱ＿３により形成される能動負荷を介して直流電源点
   Ｅ＿１に接続され、前記負荷トランジスタＱ＿３のドレ
   インは直流電圧Ｅ＿１に接続され、ソースは反転トラン
   ジスタＱ＿１のドレインに接続され、ゲートは抵抗Ｒ＿
   Ａを介して直流電圧Ｖ＿３により分極され、またキャパ
   シタＣ＿１を介して自身のソースへ接続されることを特
   徴とする請求項１記載の全通過型能動超高周波数回路。 ３　反転トランジスタＱ＿１は、Ｖ＿１と超高周波数入
   力信号Ｖ＿Ｅが供給されるＲＣネットワーク中の抵抗Ｒ
   の端との間に挿入された抵抗Ｒ＿Ｂを介して直流電圧Ｖ
   ＿１により分極され、超高周波数入力信号Ｖ＿Ｅは、キ
   ャパシタＣ＿２を介して負帰還分岐Ｒ＿Ｏ，Ｌ＿Ｏの端
   へ供給され、負帰還分岐の該端はキャパシタＣ＿３を介
   して抵抗ＲとＲ＿Ｂとのノードへ接続され、抵抗Ｒ＿Ｏ
   が最適値と僅かに異なる値を有する場合には条件ｃ）を
   満たすよう値Ｇ＿Ｍ＿Ｏの補償がバイアス電圧Ｖ＿１を
   変えることで得られることを特徴とする請求項２記載の
   全通過型能動超高周波数回路。 （４）ラインＬ＿Ｏの物理的長さｌ及び幅Ｗは、条件ａ
   ）及びｂ）が満たされるよう選択されることを特徴とす
   る請求項３記載の全通過型能動超高周波数回路。 （５）反転トランジスタＱ＿１のゲートの幅Ｗ＿Ｇは、
   条件ｃ）を満たす相互コンダクタンスＧ＿Ｍ＿Ｏが得ら
   れるよう決められることを特徴とする請求項４記載の全
   通過型能動超高周波数回路。 （６）反転トランジスタのゲート・ソース容量Ｃ＿Ｇ＿
   Ｓ及び抵抗Ｒは、超高周波数入力信号Ｖ＿Ｅと反転トラ
   ンジスタのドレインで得られる超高周波数出力信号Ｖ＿
   Ｓ＿１との間に４５゜の相対的位相差が発生するようネ
   ットワークの時定数τ＿１を定めることを特徴とする請
   求項５記載の全通過型能動超高周波数回路。 （７）反転トランジスタＱ＿１のゲート・ソース容量Ｃ
   ＿Ｇ＿Ｓ及び抵抗Ｒは、超高周波数入力信号Ｖ＿Ｅと反
   転トランジスタのドレインで得られる超高周波数出力信
   号Ｖ＿Ｓ＿２との間に１３５゜の相対的位相差が発生す
   るよう回路の時定数τ＿２を定めることを特徴とする請
   求項５記載の全通過型能動超高周波数回路。 （８）単一の超高周波数入力信号Ｖ＿Ｅに基いて同一振
   幅と９０゜の相対的位相差を有する超高周波数出力信号
   Ｖ＿Ｓ＿１及びＶ＿Ｓ＿２を出力する移相回路であつて
   、入力Ｖ＿Ｅを介して請求項７記載の全通過回路に結合
   される請求項６記載の全通過回路からなる移相回路。 （９）電界効果トランジスタは、回路の他の素子と同じ
   くヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）基板上で集積化されたＨＥ
   ＭＴ又はＭＥＳＦＥＴ型であることを特徴とする請求項
   １乃至８のいずれか一項記載の回路。 （１０）入力インピーダンスは５０Ω程度であり、各出
   力信号のインピーダンスはこの入力インピーダンスの２
   倍程度であることを特徴とする請求項８に従属する限り
   での請求項９記載の回路。