JPH0262103A - 電界効果トランジスタ増幅器 - Google Patents
電界効果トランジスタ増幅器Info
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- JPH0262103A JPH0262103A JP21326188A JP21326188A JPH0262103A JP H0262103 A JPH0262103 A JP H0262103A JP 21326188 A JP21326188 A JP 21326188A JP 21326188 A JP21326188 A JP 21326188A JP H0262103 A JPH0262103 A JP H0262103A
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- YXVFQADLFFNVDS-UHFFFAOYSA-N diammonium citrate Chemical compound [NH4+].[NH4+].[O-]C(=O)CC(O)(C(=O)O)CC([O-])=O YXVFQADLFFNVDS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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- Microwave Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。
）を用いた増幅器に利用される。
本発明はＦＥＴ増幅器に関し、特に広帯域にわたって低
雑音特性を有するＦＥＴ増幅器に関する。
雑音特性を有するＦＥＴ増幅器に関する。
本発明はＦＥＴ増幅器において、
導波管同軸変換部を、方形導波管の短辺の管壁に沿うて
直接マイクロス） ＩＪツブ回路を挿入した導波管マイ
クロス） ＩＪツブ変換部で構成し、ＦＥＴの人力整合
回路を、前記マイクロス） ＩＪツブ回路と同一のマイ
クロストリップ基板に形成され、２段に縦続接続された
異なる特性インピーダンスを有する１／４波長線路で構
成し、初段の前記１／４波長線路の特性インピーダンス
を変換部より導波管側を見込んだ特性インピーダンスよ
りも高く設定し、かつ二つの前記１／４波長線路の特性
インピーダンスを前記導波管マイクロストリップ変換部
における特性インピーダンスに並列共振を起こす条件に
設定することにより、 特性の広帯域低雑音化を図ったものである。
直接マイクロス） ＩＪツブ回路を挿入した導波管マイ
クロス） ＩＪツブ変換部で構成し、ＦＥＴの人力整合
回路を、前記マイクロス） ＩＪツブ回路と同一のマイ
クロストリップ基板に形成され、２段に縦続接続された
異なる特性インピーダンスを有する１／４波長線路で構
成し、初段の前記１／４波長線路の特性インピーダンス
を変換部より導波管側を見込んだ特性インピーダンスよ
りも高く設定し、かつ二つの前記１／４波長線路の特性
インピーダンスを前記導波管マイクロストリップ変換部
における特性インピーダンスに並列共振を起こす条件に
設定することにより、 特性の広帯域低雑音化を図ったものである。
衛星通信用低雑音増幅器においては、電波の衛星地上間
伝播経路における減衰や衛星本体の送信能力の限界とい
った要因から、衛星より地上に到達する電波は極めて微
弱なものとなる。このため、増幅器自体で発生する雑音
を可能な限り少なくする必要がある。また、近年衛星通
信では情報量の増大に伴って使用周波数域を広げる方向
にあることから、増幅器自体の広帯域化を要求されてい
る。
伝播経路における減衰や衛星本体の送信能力の限界とい
った要因から、衛星より地上に到達する電波は極めて微
弱なものとなる。このため、増幅器自体で発生する雑音
を可能な限り少なくする必要がある。また、近年衛星通
信では情報量の増大に伴って使用周波数域を広げる方向
にあることから、増幅器自体の広帯域化を要求されてい
る。
従って今日の衛星通信においては広帯域にわたって低雑
音であるＦＥＴ増幅器の実現が要望視されている。
音であるＦＥＴ増幅器の実現が要望視されている。
一般的にＦＥＴの入力端に無損失な整合回路を接続した
Ｆ”ＥＴ増幅器等化回路は第７図で示される。この等化
回路におけるＦＥＴＩの雑音指数Ｆは次の（１）式に示
すように、入力回路の出力インピーダンス（ソースイン
ピーダンス）Ｚ、（Ｚ、＝Ｒｓ＋ｊＸｓ）に依存して決
定される。
Ｆ”ＥＴ増幅器等化回路は第７図で示される。この等化
回路におけるＦＥＴＩの雑音指数Ｆは次の（１）式に示
すように、入力回路の出力インピーダンス（ソースイン
ピーダンス）Ｚ、（Ｚ、＝Ｒｓ＋ｊＸｓ）に依存して決
定される。
ここで、Ｆ ：入力回路により定まる雑音指数Ｆ０：最
適雑音指数 Ｒｈ二等化入力雑音抵抗 Ｒｏ：最適雑音指数を与えるレジス タンス ｘｏ：最適雑音指数を与えるリアク タンス Ｒ１：入力回路のレジスタンス（ソ ースレジスタンス） ｘＳ：入力回路のりアクタンス（ソ ースリアクタンス） 前記（１）式から最適雑音を与えるＦＥＴ増幅器を構成
するためには、ソースインピーダンスＺ、 （Ｚ、＝
Ｒ，＋ｊＸ、）をＦＥＴのデバイスパラメータにより定
まる最適雑音を与えるインピーダンスＺｏ （Ｚｏ
＝Ｒｏ ＋ Ｊ Ｘｏ ）に一致させることが好ましく
、さらにこの入力雑音整合を実現する構成回路としては
、低損失であることがＦＥＴ増幅器の低雑音化を計る上
で重要である。
適雑音指数 Ｒｈ二等化入力雑音抵抗 Ｒｏ：最適雑音指数を与えるレジス タンス ｘｏ：最適雑音指数を与えるリアク タンス Ｒ１：入力回路のレジスタンス（ソ ースレジスタンス） ｘＳ：入力回路のりアクタンス（ソ ースリアクタンス） 前記（１）式から最適雑音を与えるＦＥＴ増幅器を構成
するためには、ソースインピーダンスＺ、 （Ｚ、＝
Ｒ，＋ｊＸ、）をＦＥＴのデバイスパラメータにより定
まる最適雑音を与えるインピーダンスＺｏ （Ｚｏ
＝Ｒｏ ＋ Ｊ Ｘｏ ）に一致させることが好ましく
、さらにこの入力雑音整合を実現する構成回路としては
、低損失であることがＦＥＴ増幅器の低雑音化を計る上
で重要である。
そこで従来の方法としては、第８図に示すように、人力
導波管２に挿入されたアンテナの導波管同軸変換部３に
より同実変換した後、５０Ω終端の入力端子２０とダミ
ー２２とを接続するダ°ミー接続端子２１を有するアイ
ソレータ１６を配し、さらにそのアイソレータ１６のア
イソレータ出力端子２３とＦＥＴ１の入力端子との間を
１／４波長線路５およびＦＥＴ１のゲート側リードイン
ダクタンス６で接続することによって最適雑音整合をと
っていた。
導波管２に挿入されたアンテナの導波管同軸変換部３に
より同実変換した後、５０Ω終端の入力端子２０とダミ
ー２２とを接続するダ°ミー接続端子２１を有するアイ
ソレータ１６を配し、さらにそのアイソレータ１６のア
イソレータ出力端子２３とＦＥＴ１の入力端子との間を
１／４波長線路５およびＦＥＴ１のゲート側リードイン
ダクタンス６で接続することによって最適雑音整合をと
っていた。
なお第８図において、１７．１８および１９はトランス
フォーマ、７は出力整合回路、８は負荷、Ｔ２ 、Ｔ３
およびＴ、は境界面である。
フォーマ、７は出力整合回路、８は負荷、Ｔ２ 、Ｔ３
およびＴ、は境界面である。
この整合手法を用いた場合、第８図の境界面Ｔ３から電
源側（図では左側）を見込んだソースインピーダンスは
、第９図のスミスチャート上の軌跡２７の位置に変換さ
れるが、ＦＥＴＩのゲート側リードインダクタンス６に
より高周波数域での誘導リア久タンスが増加し、結果と
して境界面Ｔ４から電源側を見込んだソースインピーダ
ンス軌跡２８の周波数方向は同図に示すようになる。こ
のとき、最適雑音を与えるインピーダンスは、通常同図
の軌跡１３のように存在するため、互いの軌跡の周波数
方向が逆向きで交差する形となることより、周波数帯域
の両端の周波数における雑音の劣化は避けられず、雑音
の広帯域化は望めなかった。
源側（図では左側）を見込んだソースインピーダンスは
、第９図のスミスチャート上の軌跡２７の位置に変換さ
れるが、ＦＥＴＩのゲート側リードインダクタンス６に
より高周波数域での誘導リア久タンスが増加し、結果と
して境界面Ｔ４から電源側を見込んだソースインピーダ
ンス軌跡２８の周波数方向は同図に示すようになる。こ
のとき、最適雑音を与えるインピーダンスは、通常同図
の軌跡１３のように存在するため、互いの軌跡の周波数
方向が逆向きで交差する形となることより、周波数帯域
の両端の周波数における雑音の劣化は避けられず、雑音
の広帯域化は望めなかった。
さらに、ＦＥＴ入力回路中におせる５０Ω終端アイソレ
ータ１６の配備は、その挿入損失から周波数帯域全域に
わたっての雑音劣化を招く原因ともなってい・た。
ータ１６の配備は、その挿入損失から周波数帯域全域に
わたっての雑音劣化を招く原因ともなってい・た。
そこで、以上述べた従来例の問題点についての改善を考
慮した結果、アイソレータ１６挿入による雑音劣化につ
いては、変換損失を極力低減させた雑音整合入力回路構
成を念頭に置いた場合、導波管同軸変換部３をインピー
ダンス変換の出発点として直接利用することを検討しな
ければならない。
慮した結果、アイソレータ１６挿入による雑音劣化につ
いては、変換損失を極力低減させた雑音整合入力回路構
成を念頭に置いた場合、導波管同軸変換部３をインピー
ダンス変換の出発点として直接利用することを検討しな
ければならない。
また、他方の問題である雑音特性の狭帯域化を解決する
ためには、導波管同軸変換部３からＦＥＴ入力端までの
雑音整合過程において、ＦＥＴ直前の人力整合回路の出
力インピーダンス軌跡の周波数方向と広がり方を広帯域
に最適雑音を与えるインピーダンス軌跡と一致させる手
法を導入することも不可欠である。
ためには、導波管同軸変換部３からＦＥＴ入力端までの
雑音整合過程において、ＦＥＴ直前の人力整合回路の出
力インピーダンス軌跡の周波数方向と広がり方を広帯域
に最適雑音を与えるインピーダンス軌跡と一致させる手
法を導入することも不可欠である。
本発明の目的は、前述の問題点をその検討結果に基づい
て解決することにより、広帯域低雑音の優れた特性を有
するＦＥＴ増幅器を提供することにある。
て解決することにより、広帯域低雑音の優れた特性を有
するＦＥＴ増幅器を提供することにある。
本発明は、電界効果トランジスタと、この電界効果トラ
ンジスタの入力電極端子に接続された入力整合回路とを
備えた電界効果トランジスタ増幅器において、方形導波
管の短辺の管壁に沿って直接マイクロス） ＩＪツブ線
路を挿入して構成され、前記人力整合回路の入力端に接
続された導波管マイクロスＩ−ＩＪツブ変換部を備え、
前記人力整合回路は、同一マイクロスト’Ｊ ｙプ基板
上に形成され２段に縦続接続された第一および第二の１
／４波長線路を含み、前記導波管マイクロストリップ変
換部に接続された前記第一の１／４波長線路の特性イン
ピーダンスＺ１を、前記導波管マイクロストリップ変換
部より導波管側を見込んだ特性インピーダンスＺ、より
高く設定し、前記第二の１／４波長線路の特性インピー
ダンスＺ２を、の関係を満足するように設定したことを
特徴とする。
ンジスタの入力電極端子に接続された入力整合回路とを
備えた電界効果トランジスタ増幅器において、方形導波
管の短辺の管壁に沿って直接マイクロス） ＩＪツブ線
路を挿入して構成され、前記人力整合回路の入力端に接
続された導波管マイクロスＩ−ＩＪツブ変換部を備え、
前記人力整合回路は、同一マイクロスト’Ｊ ｙプ基板
上に形成され２段に縦続接続された第一および第二の１
／４波長線路を含み、前記導波管マイクロストリップ変
換部に接続された前記第一の１／４波長線路の特性イン
ピーダンスＺ１を、前記導波管マイクロストリップ変換
部より導波管側を見込んだ特性インピーダンスＺ、より
高く設定し、前記第二の１／４波長線路の特性インピー
ダンスＺ２を、の関係を満足するように設定したことを
特徴とする。
本発明のＦＥＴ増幅器は、低雑音を実現するためのＦＥ
Ｔ入力回路の低損失化の要求より、導波管同軸変換部を
ＦＥＴに接続される入力整合回路につながった同一マイ
クロストリップ基板上のマイクロストリップ線路にて構
成された導波管マイクロストリップ変換部とすることに
よって、アイソレータを使用せずに、導波管からの人力
信号を直接ＦＥＴ回路に導いており、特にアンテナとな
る導波管内に挿入されたマイクロストリップ線路を方形
導波管短辺の管壁に近づけて、変換部より導波管を見込
んだ特性インピーダンスを低く設定し、従来のアイソレ
ータ挿入による雑音劣化を防止できる。
Ｔ入力回路の低損失化の要求より、導波管同軸変換部を
ＦＥＴに接続される入力整合回路につながった同一マイ
クロストリップ基板上のマイクロストリップ線路にて構
成された導波管マイクロストリップ変換部とすることに
よって、アイソレータを使用せずに、導波管からの人力
信号を直接ＦＥＴ回路に導いており、特にアンテナとな
る導波管内に挿入されたマイクロストリップ線路を方形
導波管短辺の管壁に近づけて、変換部より導波管を見込
んだ特性インピーダンスを低く設定し、従来のアイソレ
ータ挿入による雑音劣化を防止できる。
さらに、その変換部とＦＥＴの人力電極端子との間をそ
れぞれ異なる特性インピーダンスを有する２段のマイク
ロス） ＩＪツブＸ波長線路にて接続し、その特性イン
ピーダンス値の関係は後述する条件式を満足させること
により、導波管同軸変換部における特性インピーダンス
に対する並列共振効果を導き、広帯域雑音整合に対して
大きく貢献させることができる。すなわち、この２段の
１／４波長線路の特性インピーダンスを高く設定できる
ことから、並列共振による広帯域化を計りながらも、回
路自体は最適損失を有する線路にて構成することが可能
であり、入力部損失による雑音劣化を最小限に留めるこ
とができる。
れぞれ異なる特性インピーダンスを有する２段のマイク
ロス） ＩＪツブＸ波長線路にて接続し、その特性イン
ピーダンス値の関係は後述する条件式を満足させること
により、導波管同軸変換部における特性インピーダンス
に対する並列共振効果を導き、広帯域雑音整合に対して
大きく貢献させることができる。すなわち、この２段の
１／４波長線路の特性インピーダンスを高く設定できる
ことから、並列共振による広帯域化を計りながらも、回
路自体は最適損失を有する線路にて構成することが可能
であり、入力部損失による雑音劣化を最小限に留めるこ
とができる。
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例を示す模式的斜視図である。
本実施例は、電界効果トランジスタ１と、この電界効果
トランジスタ１の人力電極端子に接続された人力整合回
路とを備えた電界効果トランジスタ増幅器において、 方形の入力導波管２の短辺の管壁に沿って直接マイクロ
ス） ＋Ｊツブ線路を挿入して構成され、前記入力整合
回路の入力側に接続された導波管マイクロストリップ変
換部３ａを備え、前記人力整合回路は、同一マイクロス
トリップ基板９上に形成され２段に縦続接続された第一
および第二の１／４波長線路４および５を含み、導波管
マイクロストリップ変換部３ａに接続された第一のχ波
長線路４の特性インピーダンスＺ１を、導波管マイクロ
ストリップ変換部３ａより入力導波管２側を見込んだ特
性インピーダンスＺ５より高く設定し、第二のＸ波長線
路５の特性インピーダンスＺ２を、の関係を満足するよ
うに設定される。
トランジスタ１の人力電極端子に接続された人力整合回
路とを備えた電界効果トランジスタ増幅器において、 方形の入力導波管２の短辺の管壁に沿って直接マイクロ
ス） ＋Ｊツブ線路を挿入して構成され、前記入力整合
回路の入力側に接続された導波管マイクロストリップ変
換部３ａを備え、前記人力整合回路は、同一マイクロス
トリップ基板９上に形成され２段に縦続接続された第一
および第二の１／４波長線路４および５を含み、導波管
マイクロストリップ変換部３ａに接続された第一のχ波
長線路４の特性インピーダンスＺ１を、導波管マイクロ
ストリップ変換部３ａより入力導波管２側を見込んだ特
性インピーダンスＺ５より高く設定し、第二のＸ波長線
路５の特性インピーダンスＺ２を、の関係を満足するよ
うに設定される。
なお、第１図において、６はＦＥＴＩのゲート側のリー
ドインダクタンス、７は出力整合回路および８は負荷で
ある。
ドインダクタンス、７は出力整合回路および８は負荷で
ある。
ここで、導波管マイクロストリップ変換部３ａと、１／
４波長線路４および５と、リードインダクタンス６と、
ＦＥＴＩと、出力整合回路７とは同一マイクロストリッ
プ基板９上に構成される。
４波長線路４および５と、リードインダクタンス６と、
ＦＥＴＩと、出力整合回路７とは同一マイクロストリッ
プ基板９上に構成される。
そして、マイクロストリップ基板９は、アンテナ部であ
る導波管マイクロスｌ−ＩＪツブ変換部３ａを人力導波
管２の短辺の管壁に平行に挿入した形で装着される。
る導波管マイクロスｌ−ＩＪツブ変換部３ａを人力導波
管２の短辺の管壁に平行に挿入した形で装着される。
本発明の特徴は、第１図において、導波管マイクロスト
リップ変換部３ａと、所定の特性インピーダンスを有す
る１／４波長線路４および５とを設けたことにある。
リップ変換部３ａと、所定の特性インピーダンスを有す
る１／４波長線路４および５とを設けたことにある。
次に、本実施例の動作について説明する。
人力導波管２を通過してきた入力信号は、導波管管壁に
挿入されたマイクロストリップ基板９上の導波管マイク
ロストリップ変換部３ａよりマイクロストリップ伝送に
変換され、マイクロストリップ基板９上の２段の１／４
波長線路４および５ならびにＦＥＴＩのゲート側のリー
ドインダクタンス６を介してＦＥＴＩに加えられる。そ
してＦＥＴ１で増幅された信号は出力整合回路７を経て
負荷８に供給される。
挿入されたマイクロストリップ基板９上の導波管マイク
ロストリップ変換部３ａよりマイクロストリップ伝送に
変換され、マイクロストリップ基板９上の２段の１／４
波長線路４および５ならびにＦＥＴＩのゲート側のリー
ドインダクタンス６を介してＦＥＴＩに加えられる。そ
してＦＥＴ１で増幅された信号は出力整合回路７を経て
負荷８に供給される。
この回路構成の場合、アンテナとなるマイクロストリッ
プ基板９上の導波管マイクロストリップ弯換部３ａを方
形の入力導波管２の短辺の管壁に近い位置で平行に挿入
していることにより、この導波管マイクロストリップ変
換部３’ａ（端面Ｔ、）における特性インピーダンスと
しては、変換部を方形導波管長辺の中央部に設けた場合
と比較してより容易に低いインピーダンス値を実現する
ことができる。
プ基板９上の導波管マイクロストリップ弯換部３ａを方
形の入力導波管２の短辺の管壁に近い位置で平行に挿入
していることにより、この導波管マイクロストリップ変
換部３’ａ（端面Ｔ、）における特性インピーダンスと
しては、変換部を方形導波管長辺の中央部に設けた場合
と比較してより容易に低いインピーダンス値を実現する
ことができる。
さらに、そのオフセットされた導波管マイクロストリッ
プ変換部３ａにつながる２段の１／４波長線路４および
５の特性インピーダンスを導波管マイクロストリップ変
換部３ａにより実現した低インピーダンス値より高く選
定した上で、両者の特性インピーダンス値の間にある相
関的な条件が成立するようにそれぞれの値を設定する。
プ変換部３ａにつながる２段の１／４波長線路４および
５の特性インピーダンスを導波管マイクロストリップ変
換部３ａにより実現した低インピーダンス値より高く選
定した上で、両者の特性インピーダンス値の間にある相
関的な条件が成立するようにそれぞれの値を設定する。
かくして、帯域の中心周波数に対応する導波管マイクロ
ストリップ変換部３ａの出力インピーダンスは最適雑音
を与えるインピーダンスの実部と同じインピーダンス値
に変換されるとともに、同様にインピーダンス変換され
た中心周波数以外の周波数に対しては、さらに並列共振
によるサセプタンス成分が与えられ、結果として２段の
１／４波長線路４および５による変換後（端面Ｔ３）の
インピーダンス軌跡は、最終的にＦＥＴＩのゲート側の
リードインダクタンス６によりＦＥＴＩ直前（端面Ｔ４
）までインピーダンス変換を施した場合、高周波数域で
の誘導リアクタンスの増加により最適雑音を与えるイン
ピーダンスと逆方向で交差してしまわないよう十分引き
伸ばされることとなる。
ストリップ変換部３ａの出力インピーダンスは最適雑音
を与えるインピーダンスの実部と同じインピーダンス値
に変換されるとともに、同様にインピーダンス変換され
た中心周波数以外の周波数に対しては、さらに並列共振
によるサセプタンス成分が与えられ、結果として２段の
１／４波長線路４および５による変換後（端面Ｔ３）の
インピーダンス軌跡は、最終的にＦＥＴＩのゲート側の
リードインダクタンス６によりＦＥＴＩ直前（端面Ｔ４
）までインピーダンス変換を施した場合、高周波数域で
の誘導リアクタンスの増加により最適雑音を与えるイン
ピーダンスと逆方向で交差してしまわないよう十分引き
伸ばされることとなる。
従って、従来例と比較して、より広帯域にわたって入力
回路のソースインピーダンスを最適雑音を与えるインピ
ーダンスに接近させることが可能となる。
回路のソースインピーダンスを最適雑音を与えるインピ
ーダンスに接近させることが可能となる。
ここで、２段の１／４波長線路４および５の効果による
インピーダンスの抵抗成分方向への変換レシオならびに
並列共振条件を算出する。
インピーダンスの抵抗成分方向への変換レシオならびに
並列共振条件を算出する。
第２図は入力導波管２の短辺管壁に設けられた導波管マ
イクロストリップ変換部３ａに、２段の１／４波長線路
４および５を接続した場合の伝送線路構成を表記したも
のである。ここで、導波管マイクロストリップ変換部３
ａの出力インピーダンスＺ、と、２段のＸ波長線路４お
よび５以後の負荷インピーダンスＺＬは等しくおいてい
る（Ｚ、＝ＺＬ ＝Ｚｏ ）。なお、ＺｌおよびＺ２は
気波長線路４および５それぞれの特性インピーダンスを
示す。
イクロストリップ変換部３ａに、２段の１／４波長線路
４および５を接続した場合の伝送線路構成を表記したも
のである。ここで、導波管マイクロストリップ変換部３
ａの出力インピーダンスＺ、と、２段のＸ波長線路４お
よび５以後の負荷インピーダンスＺＬは等しくおいてい
る（Ｚ、＝ＺＬ ＝Ｚｏ ）。なお、ＺｌおよびＺ２は
気波長線路４および５それぞれの特性インピーダンスを
示す。
第２図における導波管マイクロストリップ変換部３ａ
の伝送行列を（２）式に示す。
次に、１／４波長線路４および５の伝送行列を求めるた
め、第３図に示すように、受端がＺｌｌ＋１で終端され
、特性インピーダンスＺを有する長さｌの伝送線路の入
出力関係を表す伝送行列を求めると、（３〕式のように
与えられる。
め、第３図に示すように、受端がＺｌｌ＋１で終端され
、特性インピーダンスＺを有する長さｌの伝送線路の入
出力関係を表す伝送行列を求めると、（３〕式のように
与えられる。
（４）式より周波数帯域が極端に広帯域でないとすれば
、δ（または△ｆ）は十分に小さいと考えられるため、 ここでβを中心波長の１／４（ｊ２＝λ。／４）にとる
と、 を（３）式に代入すると、最終的に、１／４波長線路４
および、５の伝送行列は（７）式で与えられる。
、δ（または△ｆ）は十分に小さいと考えられるため、 ここでβを中心波長の１／４（ｊ２＝λ。／４）にとる
と、 を（３）式に代入すると、最終的に、１／４波長線路４
および、５の伝送行列は（７）式で与えられる。
従って、導波管マイクロスｌ−’Ｊツブ変換部３ａ。
１／４波長線路４およびＸ波長線路５を縦続接続した伝
送行列は次式で与えられる。なおＺｌおよびＺ２は気波
長線路４および５それぞれの特性インピーダンスである
。
送行列は次式で与えられる。なおＺｌおよびＺ２は気波
長線路４および５それぞれの特性インピーダンスである
。
δ２
αＱ
（８）式の伝送行列より、
Ｚパラメータは、
αυ
７Ｊ
より、
となる。
において、送端終端として
Ｉｆｎ＝０
より、２段の１／４波長線路の出力インピーダンスＺＯ
ＵＴは次のαつ式に示すように２２２（（支）式）に等
しく、同様に出力アドミタンスＹ。Ｕ、は以下の近似の
結果法のα（転）式で表される。
ＵＴは次のαつ式に示すように２２２（（支）式）に等
しく、同様に出力アドミタンスＹ。Ｕ、は以下の近似の
結果法のα（転）式で表される。
αＪ
（以下本頁余白）
なお、ここでは、ｚ Ｌ＝ ｚ ｓ ＝ ”Ｚで正規化
し、ｚ、 、Ｚ２をＺによる正規化特性インピーダンス
Ｚ１１）および２２０で表しである。さらに、δ４＋２
６２（１、 Ｔ１のゲート側のリードインダクタンス６直前の２段の
区波長線路４および５の出力アドミタンスは最終的に次
のＱ５）式で求められる。
し、ｚ、 、Ｚ２をＺによる正規化特性インピーダンス
Ｚ１１）および２２０で表しである。さらに、δ４＋２
６２（１、 Ｔ１のゲート側のリードインダクタンス６直前の２段の
区波長線路４および５の出力アドミタンスは最終的に次
のＱ５）式で求められる。
Ａ項
を考慮して次の近似式（ｑ４）式）を導出した。
さらに、００式より、
Ｂ項
一 αω
０つ式でＡ項の逆数（Ｚ２．／Ｚ１．）２は２段の１／
４波長線路４および５の効果による中心周波数ｆ。にお
けるインピーダンスの抵抗成分方向への変換レシオを表
している。
４波長線路４および５の効果による中心周波数ｆ。にお
けるインピーダンスの抵抗成分方向への変換レシオを表
している。
さらに、並列共振条件を導くため、第４図に示す等化並
列共振回路を考える。同様にして、ＹｏＵ。
列共振回路を考える。同様にして、ＹｏＵ。
は次の０Ｉｌｉ）式で与えられる。
を０４）式に代入した結果、伝送行列より求めたＦＥ叩
式で与えられ、 これより並列共振条件としては、 Ｑ＞０ より、 ２２Ｇ＞２１０３ すなわち、 ０■ マクロ−リン展開にて さらに比較条件を等しくするために、電源側インピーダ
ンスＲ１にて正規化すると αつ となる。
式で与えられ、 これより並列共振条件としては、 Ｑ＞０ より、 ２２Ｇ＞２１０３ すなわち、 ０■ マクロ−リン展開にて さらに比較条件を等しくするために、電源側インピーダ
ンスＲ１にて正規化すると αつ となる。
従って、αω式およびα刀式より回路のＱ値は次のとな
る。
る。
従って、αつ式より並列共振を生じさせる場合は、１／
４波長線路４の特性インピーダンス２１０を決定すると
、一意的に次段に接続される１／４波長線路５の特性イ
ンピーダンスＺ２゜の最小値はＺ１０’で規定されこと
がわかる。つまり２１０およびＺ２Ｇともにαω式の並
列共振条件を満足させる場合、本発明において規定した
請求範囲に相当する条件領域として ２１０≧１ を、すなわち１／４波長線路４の特性インピーダンスＺ
、を人力導波管の短辺の管壁に設けられた導波管マイク
ロストリップ変換部３ａ（端面Ｔ１）における出力イン
ピーダンスＺ、より大きくとった場合、次に表す（イ）
式のように２２０のとり得るインピーダンスは、やはり
、 ２２０≧１ となり、結局２段のＸ波長線路４および５の特性インピ
ーダンスｚ１およびＺ２は、両者ともに導波管マイクロ
ストリップ変換部３ａ（端面Ｔ、）における出力インピ
ーダンスＺ、より大きく設定できることとなる。
４波長線路４の特性インピーダンス２１０を決定すると
、一意的に次段に接続される１／４波長線路５の特性イ
ンピーダンスＺ２゜の最小値はＺ１０’で規定されこと
がわかる。つまり２１０およびＺ２Ｇともにαω式の並
列共振条件を満足させる場合、本発明において規定した
請求範囲に相当する条件領域として ２１０≧１ を、すなわち１／４波長線路４の特性インピーダンスＺ
、を人力導波管の短辺の管壁に設けられた導波管マイク
ロストリップ変換部３ａ（端面Ｔ１）における出力イン
ピーダンスＺ、より大きくとった場合、次に表す（イ）
式のように２２０のとり得るインピーダンスは、やはり
、 ２２０≧１ となり、結局２段のＸ波長線路４および５の特性インピ
ーダンスｚ１およびＺ２は、両者ともに導波管マイクロ
ストリップ変換部３ａ（端面Ｔ、）における出力インピ
ーダンスＺ、より大きく設定できることとなる。
１≦２１０≦２１０”＜ ２２０ −［１１
特に、実施例の場合、導波管マイクロストリップ変換部
３ａを導波管短辺に相当する側壁方向へ極端にオフセッ
トさせていることより、変換後（端面Ｔ、）の出力イン
ピーダンスＺ、としては、もともと低い値を選べるため
、２段のＸ波長線路４および５それぞれの特性インピー
ダンス決定の際、最適損失を有する線路インピーダンス
を選択できる自由も与えられることより、人力整合部の
徹底した低損失化が可能となる。
特に、実施例の場合、導波管マイクロストリップ変換部
３ａを導波管短辺に相当する側壁方向へ極端にオフセッ
トさせていることより、変換後（端面Ｔ、）の出力イン
ピーダンスＺ、としては、もともと低い値を選べるため
、２段のＸ波長線路４および５それぞれの特性インピー
ダンス決定の際、最適損失を有する線路インピーダンス
を選択できる自由も与えられることより、人力整合部の
徹底した低損失化が可能となる。
また、並列共振を伴う最小インピーダンス（抵抗成分）
変換レシオは、並列共振を生じさせるために必要な２２
０の最小値Ｚ、。３をインピーダンス変換レシオ（Ｚ２
゜／ｚｏｏ）２に代入することによって、 として与えられる。
変換レシオは、並列共振を生じさせるために必要な２２
０の最小値Ｚ、。３をインピーダンス変換レシオ（Ｚ２
゜／ｚｏｏ）２に代入することによって、 として与えられる。
さらに、この最小インピーダンス変換レシオＺ１゜４に
対して、 Ｚｌ。≧１ を考慮すると、最小変換レシオも、 ２１Ｇ’≧１ となり、本実施例における回路構成においては、並列共
振を伴いながらインピーダンス（抵抗成分）は増大方向
へ変換される。
対して、 Ｚｌ。≧１ を考慮すると、最小変換レシオも、 ２１Ｇ’≧１ となり、本実施例における回路構成においては、並列共
振を伴いながらインピーダンス（抵抗成分）は増大方向
へ変換される。
ここで、本実施例の回路構成によるインピーダンス変換
過程をスミスチャート上に表すと第５図のようになる。
過程をスミスチャート上に表すと第５図のようになる。
第５図において、点ｌＯは第１図の導波管マイクロスト
リップ変換部３ａ（端面ＴＩ）における出力インピーダ
ンスを示し、軌跡１１は２段の１／４波長線路４および
５の出力端Ｔ３における出力インピーダンス軌跡を示し
、軌跡１２は軌跡１１をＦＥＴＩのゲート側のリードイ
ンダクタンス６の誘導リアクタンス効果によりインピー
ダンス変換した後の端面Ｔ、におけるソースインピーダ
ンス状態を表している。なお軌跡１３は最適雑音を与え
るインピーダンスを表している。
リップ変換部３ａ（端面ＴＩ）における出力インピーダ
ンスを示し、軌跡１１は２段の１／４波長線路４および
５の出力端Ｔ３における出力インピーダンス軌跡を示し
、軌跡１２は軌跡１１をＦＥＴＩのゲート側のリードイ
ンダクタンス６の誘導リアクタンス効果によりインピー
ダンス変換した後の端面Ｔ、におけるソースインピーダ
ンス状態を表している。なお軌跡１３は最適雑音を与え
るインピーダンスを表している。
以上により、２段のＸ波長線路４および５の特性インピ
ーダンス値ならびに導波管マイクロストリップ変換部３
ａにおける出力インピーダンスの関係と、ＦＥＴＩのゲ
ート側のリードインダクタンス６とを利用することによ
って、第５図のスミスチャート上に示すように、ソース
インピーダンス軌跡の実部軸方向の変換と、並列共振効
果による軌跡の周波数方向の一致および広がり方の制御
との組み合わせによるインピーダンスの実部および虚部
の、両者にわたる最適雑音を与える軌跡と９調整が可能
となり、適応性に優れた広帯域雑音整合を低損失にて実
現できる。
ーダンス値ならびに導波管マイクロストリップ変換部３
ａにおける出力インピーダンスの関係と、ＦＥＴＩのゲ
ート側のリードインダクタンス６とを利用することによ
って、第５図のスミスチャート上に示すように、ソース
インピーダンス軌跡の実部軸方向の変換と、並列共振効
果による軌跡の周波数方向の一致および広がり方の制御
との組み合わせによるインピーダンスの実部および虚部
の、両者にわたる最適雑音を与える軌跡と９調整が可能
となり、適応性に優れた広帯域雑音整合を低損失にて実
現できる。
第６図は本実施例により得られる雑音特性を第８図の従
来例との比較により示したものである。
来例との比較により示したものである。
第６図において、特性曲線１４は本実施例による雑音特
性であり、特性曲線１５は第８図の従来例による特性を
表している。
性であり、特性曲線１５は第８図の従来例による特性を
表している。
第６図における、これら二者の比較を見てもわかるよう
に、本実施例の場合、従来例と比べて帯域両端において
の中心周波数に対する相対的雑音劣化が著しく改善され
ていることがわかる。また、絶対値的に比較した場合、
帯域の中心周波数近傍における本実施例での雑音特性の
改善に、広帯域雑音整合を図りながらも、入力回路の低
損失化を徹底させた効果が良く表れている。
に、本実施例の場合、従来例と比べて帯域両端において
の中心周波数に対する相対的雑音劣化が著しく改善され
ていることがわかる。また、絶対値的に比較した場合、
帯域の中心周波数近傍における本実施例での雑音特性の
改善に、広帯域雑音整合を図りながらも、入力回路の低
損失化を徹底させた効果が良く表れている。
以上説明したように、本発明は、広帯域雑音整合を低損
失にて構成することが可能であり、これにより優れた広
帯域低雑音ＦＥＴ増幅器を実現できる効果がある。
失にて構成することが可能であり、これにより優れた広
帯域低雑音ＦＥＴ増幅器を実現できる効果がある。
また、本発明のＦＥＴ増幅器を衛星通信用受信装置に適
用することにより、アンテナを含めての受信系システム
の小形、軽量化ならびに低価格化が図られるとともに、
今後の衛星通信容壷の増大に追従し得るシステムの構築
といった面で多大なる効果が期待できる。
用することにより、アンテナを含めての受信系システム
の小形、軽量化ならびに低価格化が図られるとともに、
今後の衛星通信容壷の増大に追従し得るシステムの構築
といった面で多大なる効果が期待できる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す模式的斜視図。
第２図はその主要部の伝送線路構成を示す説明図。
第３図はその伝送線路の特性を示す説明図。
第４図はその伝送線路の等価並列共振回路を示す回路図
。 第５ｒｇＪはその特性を示すスミスチャート。 第６図は実施例と従来例との雑音特性図。 第７図はＦ Ｅ’Ｔ増幅器の等価回路図。 第８図は従来例を示すブロック構成図。 第９図はその特性を示すスミスチャー１・。 １・・・電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） 、２・・・
人力導波管、３・・・導波管同軸変換部、３ａ・・・同
軸マイクロストリップ変換部、４．５・・・１／４波長
線路、６・・・リードインダクタンス、７・・・出力整
合回路、８・・・負荷、９・・・マイクロストリップ基
板、１０．２４．２５・・・点、１１．１２．１３．２
６．２７．２８・・・（インピーダンスの）軌跡、１４
．１５・・・特性曲線、１６・・・アイソレータ、１７
．１８．１９・・・トランスフォーマ、２０・・・入力
端子、２１・・・ダミー接続端子、２２・・・ダミー、
２３・・・アイソレータ出力端子、ＴＩ、Ｔ２、Ｔ３、
Ｔ４・・・端面。
。 第５ｒｇＪはその特性を示すスミスチャート。 第６図は実施例と従来例との雑音特性図。 第７図はＦ Ｅ’Ｔ増幅器の等価回路図。 第８図は従来例を示すブロック構成図。 第９図はその特性を示すスミスチャー１・。 １・・・電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） 、２・・・
人力導波管、３・・・導波管同軸変換部、３ａ・・・同
軸マイクロストリップ変換部、４．５・・・１／４波長
線路、６・・・リードインダクタンス、７・・・出力整
合回路、８・・・負荷、９・・・マイクロストリップ基
板、１０．２４．２５・・・点、１１．１２．１３．２
６．２７．２８・・・（インピーダンスの）軌跡、１４
．１５・・・特性曲線、１６・・・アイソレータ、１７
．１８．１９・・・トランスフォーマ、２０・・・入力
端子、２１・・・ダミー接続端子、２２・・・ダミー、
２３・・・アイソレータ出力端子、ＴＩ、Ｔ２、Ｔ３、
Ｔ４・・・端面。
Claims (1)
- １．電界効果トランジスタと、 この電界効果トランジスタの入力電極端子に接続された
入力整合回路と を備えた電界効果トランジスタ増幅器において、方形導
波管の短辺の管壁に沿って直接マイクロストリップ線路
を挿入して構成され、前記入力整合回路の入力側に接続
された導波管マイクロストリップ変換部を備え、 前記入力整合回路は、同一マイクロストリップ基板上に
形成され２段に縦続接続された第一および第二の１／４
波長線路を含み、前記導波管マイクロストリップ変換部
に接続された前記第一の１／４波長線路の特性インピー
ダンスＺ＿１を、前記導波管マイクロストリップ変換部
より導波管側を見込んだ特性インピーダンスＺ＿ｓより
高く設定し、前記第二の１／４波長線路の特性インピー
ダンスＺ＿２を、〔Ｚ＿２／Ｚ＿ｓ〕＞〔Ｚ＿１／Ｚ＿
ｓ〕＾３の関係を満足するように設定した ことを特徴とする電界効果トランジスタ増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63213261A JP2638985B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 電界効果トランジスタ増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63213261A JP2638985B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 電界効果トランジスタ増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0262103A true JPH0262103A (ja) | 1990-03-02 |
| JP2638985B2 JP2638985B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=16636166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63213261A Expired - Lifetime JP2638985B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 電界効果トランジスタ増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2638985B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1141010A (ja) * | 1997-07-16 | 1999-02-12 | Nec Corp | ストリップ線路−導波管変換器 |
| US6337438B1 (en) | 1996-11-08 | 2002-01-08 | Nec Corporation | Casing structure of communication equipment |
| JP2015046741A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | 日本電信電話株式会社 | 高周波接続構造 |
| JP2015149711A (ja) * | 2014-01-10 | 2015-08-20 | 古河電気工業株式会社 | 平面伝送線路導波管変換器 |
| US10389006B2 (en) | 2014-07-30 | 2019-08-20 | Fujitsu Limited | Electronic apparatus and manufacturing method thereof |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7439831B2 (en) | 2004-02-27 | 2008-10-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Transition circuit |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6024710A (ja) * | 1983-07-19 | 1985-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波回路 |
| JPS639213A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Nec Corp | 電界効果トランジスタ増幅器 |
-
1988
- 1988-08-26 JP JP63213261A patent/JP2638985B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6024710A (ja) * | 1983-07-19 | 1985-02-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マイクロ波回路 |
| JPS639213A (ja) * | 1986-06-30 | 1988-01-14 | Nec Corp | 電界効果トランジスタ増幅器 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6337438B1 (en) | 1996-11-08 | 2002-01-08 | Nec Corporation | Casing structure of communication equipment |
| JPH1141010A (ja) * | 1997-07-16 | 1999-02-12 | Nec Corp | ストリップ線路−導波管変換器 |
| US6060959A (en) * | 1997-07-16 | 2000-05-09 | Nec Corporation | Small transducer connected between strip line and waveguide tube and available for hybrid integrated circuit |
| JP2015046741A (ja) * | 2013-08-28 | 2015-03-12 | 日本電信電話株式会社 | 高周波接続構造 |
| JP2015149711A (ja) * | 2014-01-10 | 2015-08-20 | 古河電気工業株式会社 | 平面伝送線路導波管変換器 |
| US10389006B2 (en) | 2014-07-30 | 2019-08-20 | Fujitsu Limited | Electronic apparatus and manufacturing method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2638985B2 (ja) | 1997-08-06 |
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