JPS625361B2 - - Google Patents
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- JPS625361B2 JPS625361B2 JP2067379A JP2067379A JPS625361B2 JP S625361 B2 JPS625361 B2 JP S625361B2 JP 2067379 A JP2067379 A JP 2067379A JP 2067379 A JP2067379 A JP 2067379A JP S625361 B2 JPS625361 B2 JP S625361B2
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- Japan
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- stubs
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- wavelength
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/212—Frequency-selective devices, e.g. filters suppressing or attenuating harmonic frequencies
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は例えば、テレビジヨン放送機・中継器
に用いられる高調波フイルタに関する。
に用いられる高調波フイルタに関する。
一般にテレビジヨン放送機・中継器において、
真空管あるいはトランジスタの非直線性により、
スプリアス輻射を生じるが、これらの成分はその
ほとんどが搬送波の高調波成分であるので、この
高調波成分を除去するために高調波フイルタが用
いられている。第1図は従来の高調波フイルタを
示し、12,13,14はいずれも先端短絡スタ
ブであり、搬送波の波長をλvとすると、スタブ
12,13,14の長さは、例えばそれぞれ
λv/4、λv/3、λv/5に選ばれる。したがつて
、スタブ 12は搬送波の2倍および4倍の高調波成分に対
して、それぞれ半波長および一波長の長さの先端
短絡スタブとなるので、これらの高調波成分はス
タブ12によつて除去される。同様にスタブ1
3,14によつてそれぞれ搬送波の3倍および5
倍の高調波成分が除去される。
真空管あるいはトランジスタの非直線性により、
スプリアス輻射を生じるが、これらの成分はその
ほとんどが搬送波の高調波成分であるので、この
高調波成分を除去するために高調波フイルタが用
いられている。第1図は従来の高調波フイルタを
示し、12,13,14はいずれも先端短絡スタ
ブであり、搬送波の波長をλvとすると、スタブ
12,13,14の長さは、例えばそれぞれ
λv/4、λv/3、λv/5に選ばれる。したがつて
、スタブ 12は搬送波の2倍および4倍の高調波成分に対
して、それぞれ半波長および一波長の長さの先端
短絡スタブとなるので、これらの高調波成分はス
タブ12によつて除去される。同様にスタブ1
3,14によつてそれぞれ搬送波の3倍および5
倍の高調波成分が除去される。
一方、搬送波周波数においてスタブ13,14
の特性アドミタンスを、その合成アドミタンスが
零になるように決めておけば、搬送波は接続点1
5を無減衰で通過する。さらに、接続点15から
λv/4離れた接続点11から負荷16側を見たサセ プタンス分が必要な帯域内でなるべく零になるよ
うに、スタブ12の特性アドミタンスを決定すれ
ば、この帯域内で電圧定在波比は良好となる。こ
のような高調波フイルタについては、スタブ1
3,14の長さはλv/3、λv/5に限らない
が、その合成アドミタンスが零になるためには、
一方はλv/4より短かく、他方はλv/4より
長いことが必要であり、スタブの導体損によつて
高調波減衰量が小さくなると共に、特にテレビジ
ヨンのローチヤンネルにおいては、スタブ長が非
常に長くなるという欠点があつた。
の特性アドミタンスを、その合成アドミタンスが
零になるように決めておけば、搬送波は接続点1
5を無減衰で通過する。さらに、接続点15から
λv/4離れた接続点11から負荷16側を見たサセ プタンス分が必要な帯域内でなるべく零になるよ
うに、スタブ12の特性アドミタンスを決定すれ
ば、この帯域内で電圧定在波比は良好となる。こ
のような高調波フイルタについては、スタブ1
3,14の長さはλv/3、λv/5に限らない
が、その合成アドミタンスが零になるためには、
一方はλv/4より短かく、他方はλv/4より
長いことが必要であり、スタブの導体損によつて
高調波減衰量が小さくなると共に、特にテレビジ
ヨンのローチヤンネルにおいては、スタブ長が非
常に長くなるという欠点があつた。
本発明は上記の欠点を除去するもので、スタブ
長が短かくて高調波減衰量が大きい高調波フイル
タを提供することを目的とする。
長が短かくて高調波減衰量が大きい高調波フイル
タを提供することを目的とする。
以下、本発明の一つの実施例を図面を参照して
説明する。高調波フイルタに用いるスタブは、所
望の高調波周波数において、直列共振を示す長さ
のスタブであれば先端短絡スタブでもあるいは先
端開放スタブであつてもよい。第2図および第3
図はそれぞれ先端短絡スタブ、先端開放スタブの
入力アドミタンスを示す。両図よりわかるよう
に、先端短絡スタブと先端開放スタブの入力アド
ミタンスは、長さがλv/4より短かい場合に互
いに異符号である。
説明する。高調波フイルタに用いるスタブは、所
望の高調波周波数において、直列共振を示す長さ
のスタブであれば先端短絡スタブでもあるいは先
端開放スタブであつてもよい。第2図および第3
図はそれぞれ先端短絡スタブ、先端開放スタブの
入力アドミタンスを示す。両図よりわかるよう
に、先端短絡スタブと先端開放スタブの入力アド
ミタンスは、長さがλv/4より短かい場合に互
いに異符号である。
従つて、先端短絡スタブと先端開放スタブを主
線路に並列に接続したとき、両スタブの特性イン
ピーダンスの比を選定すれば、両スタブの並列合
成アドミタンスは、搬送波周波数において零とな
り、両スタブは搬送波に影響を与えない。しか
も、すべてのスタブをλv/4より短かい長さに
て構成できるので、スタブの導体損を小さくで
き、高調波減衰量が大きく取れる。第4図は以上
の考えの下に構成した本発明に係る高調波フイル
タである。図において、搬送周波数の波長(λ
v)の1/4波長の長さを有する線路42の両端に
スタブ45,47が設けられ、これらスタブ4
5,47のそれぞれはλv/6、λv/8の長さ
の先端短絡スタブであり、3fv、4fvの高調波を除
去する。また、線路42の両端にはスタブ45,
47に並列に接続されるスタブ44,46が設け
られ、これらスタブ44,46のそれぞれはλ
v/20、λv/8の長さの先端開放スタブであ
り、5fv、2fvの高調波を除去する。これら並列に
接続されたスタブ45,44及び47,46は上
記の如く並列合成アドミタンスが、搬送周波数に
おいて零となるように両スタブの特性インピーダ
ンスの比が選定される。この選定は各スタブを同
軸線路で構成する場合には、その内導体と外導体
の直径比の異なる同軸線路を用いることによつて
行なわれ、また、ストリツプ線路で構成する場合
には、各線路の幅および基板の厚さ等によつて行
なわれる。
線路に並列に接続したとき、両スタブの特性イン
ピーダンスの比を選定すれば、両スタブの並列合
成アドミタンスは、搬送波周波数において零とな
り、両スタブは搬送波に影響を与えない。しか
も、すべてのスタブをλv/4より短かい長さに
て構成できるので、スタブの導体損を小さくで
き、高調波減衰量が大きく取れる。第4図は以上
の考えの下に構成した本発明に係る高調波フイル
タである。図において、搬送周波数の波長(λ
v)の1/4波長の長さを有する線路42の両端に
スタブ45,47が設けられ、これらスタブ4
5,47のそれぞれはλv/6、λv/8の長さ
の先端短絡スタブであり、3fv、4fvの高調波を除
去する。また、線路42の両端にはスタブ45,
47に並列に接続されるスタブ44,46が設け
られ、これらスタブ44,46のそれぞれはλ
v/20、λv/8の長さの先端開放スタブであ
り、5fv、2fvの高調波を除去する。これら並列に
接続されたスタブ45,44及び47,46は上
記の如く並列合成アドミタンスが、搬送周波数に
おいて零となるように両スタブの特性インピーダ
ンスの比が選定される。この選定は各スタブを同
軸線路で構成する場合には、その内導体と外導体
の直径比の異なる同軸線路を用いることによつて
行なわれ、また、ストリツプ線路で構成する場合
には、各線路の幅および基板の厚さ等によつて行
なわれる。
さらに、入出力線路41,43の特性インピー
ダンスをそれぞれZ1,Z3とし、線路42の特性イ
ンピーダンスZ2をZ2=√1 3に選ぶと搬送周波数
fvにおいて、スタブ44〜47は、搬送波に影響
を与えないから、線路42は四分の一波長インピ
ーダンス変換器として動作する。2:1の変換比
の場合について搬送波近傍の電圧定在波比を第5
図に示す。曲線51はスタブ44〜47を接続し
ていない通常のインピーダンス変換器の特性であ
り、曲線52はスタブ47の特性インピーダンス
をZ3、スタブ45の特性インピーダンスを2.1Z3
とした場合の特性である。明らかに、搬送周波数
を中心に±7%の帯域内で、電圧定在波比が改善
されている。この帯域幅はスタブ44〜47の特
性インピーダンスを大きくすることによつて、さ
らに広くすることが可能である。
ダンスをそれぞれZ1,Z3とし、線路42の特性イ
ンピーダンスZ2をZ2=√1 3に選ぶと搬送周波数
fvにおいて、スタブ44〜47は、搬送波に影響
を与えないから、線路42は四分の一波長インピ
ーダンス変換器として動作する。2:1の変換比
の場合について搬送波近傍の電圧定在波比を第5
図に示す。曲線51はスタブ44〜47を接続し
ていない通常のインピーダンス変換器の特性であ
り、曲線52はスタブ47の特性インピーダンス
をZ3、スタブ45の特性インピーダンスを2.1Z3
とした場合の特性である。明らかに、搬送周波数
を中心に±7%の帯域内で、電圧定在波比が改善
されている。この帯域幅はスタブ44〜47の特
性インピーダンスを大きくすることによつて、さ
らに広くすることが可能である。
第4図において、スタブ44〜47の長さは容
易に調整可能であるが、線路42の長さは両端に
スタブが接続されているために、調整は困難であ
る。例えば線路42の長さが10%異なると、電圧
定在波比は最良の点でも1.1となつてしまう。第
6図および第7図は、このような場合の補正法を
示す。電圧定在波比が悪化するのは、接続点48
から負荷側を見たアドミタンスの内、サセプタン
ス分をスタブ44,45のサセプタンス分のみで
は打ち消すことができないためである。従つて、
線路42がλv/4より長い場合には、第6図に
示すように接続点48に並列にコイル61を接続
し、逆に線路42がλv/4より短かい場合に
は、第7図のように接続点48に並列にコンデン
サ71を接続すれば、これらのコイルあるいはコ
ンデンサはスタブ44,45のサセプタンス分を
補正するので、線路42がλv/4の場合とほぼ
同一な電圧定在波比が得られる。
易に調整可能であるが、線路42の長さは両端に
スタブが接続されているために、調整は困難であ
る。例えば線路42の長さが10%異なると、電圧
定在波比は最良の点でも1.1となつてしまう。第
6図および第7図は、このような場合の補正法を
示す。電圧定在波比が悪化するのは、接続点48
から負荷側を見たアドミタンスの内、サセプタン
ス分をスタブ44,45のサセプタンス分のみで
は打ち消すことができないためである。従つて、
線路42がλv/4より長い場合には、第6図に
示すように接続点48に並列にコイル61を接続
し、逆に線路42がλv/4より短かい場合に
は、第7図のように接続点48に並列にコンデン
サ71を接続すれば、これらのコイルあるいはコ
ンデンサはスタブ44,45のサセプタンス分を
補正するので、線路42がλv/4の場合とほぼ
同一な電圧定在波比が得られる。
第8図は一般の固体化電力増幅器を用いた放送
機において、並列運転されるn台の固体化電力増
幅器の入出力の分配・合成回路に第4図の高調波
フイルタを用いたものである。固体化電力増幅器
83の入出力インピーダンスをZ0とすると、分岐
点82あるいは84から固体化電力増幅器側を見
たインピーダンスはZ0/nである。一方、入出力端子 81,85には、一般に50Ω線路が接続される。
高調波フイルタは50:Z0/nのインピーダンス変換と 同時に、固体化電力増幅器によつて生じる高調波
成分を除去する。
機において、並列運転されるn台の固体化電力増
幅器の入出力の分配・合成回路に第4図の高調波
フイルタを用いたものである。固体化電力増幅器
83の入出力インピーダンスをZ0とすると、分岐
点82あるいは84から固体化電力増幅器側を見
たインピーダンスはZ0/nである。一方、入出力端子 81,85には、一般に50Ω線路が接続される。
高調波フイルタは50:Z0/nのインピーダンス変換と 同時に、固体化電力増幅器によつて生じる高調波
成分を除去する。
以上述べたように本発明によれば、搬送波の高
調波成分を除去するスタブがすべて搬送波の四分
の一波長より短かく小型となり、高調波減衰量が
大きい高調波フイルタを提供できる。
調波成分を除去するスタブがすべて搬送波の四分
の一波長より短かく小型となり、高調波減衰量が
大きい高調波フイルタを提供できる。
第1図は従来の高調波フイルタの回路図、第2
図は先端短絡スタブの入力アドミタンスを示す特
性図、第3図は先端開放スタブの入力アドミタン
スを示す特性図、第4図は本発明に係る高調波フ
イルタの一実施例を示す回路図、第5図は第4図
の高調波フイルタの電圧定在波比の特性を示す
図、第6図は第4図の線路42がλv/4より長
い場合の電圧定在波比の改善法の一例を示す図、
第7図は第4図の線路42がλv/4より短い場
合の電圧定在波比の改善法の一例を示す図、第8
図は第4図の高調波フイルタの一応用例を示す回
路図である。 41……入力線路、42……線路、43……出
力線路、44……第5高調波除去スタブ、45…
…第3高調波除去スタブ、46……第2高調波除
去スタブ、47……第4高調波除去スタブ、61
……電圧定在波比補正用コイル、71……電圧定
在波比補正用コンデンサ。
図は先端短絡スタブの入力アドミタンスを示す特
性図、第3図は先端開放スタブの入力アドミタン
スを示す特性図、第4図は本発明に係る高調波フ
イルタの一実施例を示す回路図、第5図は第4図
の高調波フイルタの電圧定在波比の特性を示す
図、第6図は第4図の線路42がλv/4より長
い場合の電圧定在波比の改善法の一例を示す図、
第7図は第4図の線路42がλv/4より短い場
合の電圧定在波比の改善法の一例を示す図、第8
図は第4図の高調波フイルタの一応用例を示す回
路図である。 41……入力線路、42……線路、43……出
力線路、44……第5高調波除去スタブ、45…
…第3高調波除去スタブ、46……第2高調波除
去スタブ、47……第4高調波除去スタブ、61
……電圧定在波比補正用コイル、71……電圧定
在波比補正用コンデンサ。
Claims (1)
- 1 伝送すべき信号波長の4分の1波長の長さを
有する線路の両端に夫々、前記伝送信号の高調波
を除去する先端開放及び先端短絡スタブを並列に
設け、これら各スタブを前記伝送信号波長の4分
の1より短かい長さとし、その並列合成アドミタ
ンスを伝送信号周波数において零とした高調波フ
イルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2067379A JPS55114003A (en) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | Higher harmonic filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2067379A JPS55114003A (en) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | Higher harmonic filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS55114003A JPS55114003A (en) | 1980-09-03 |
JPS625361B2 true JPS625361B2 (ja) | 1987-02-04 |
Family
ID=12033710
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2067379A Granted JPS55114003A (en) | 1979-02-26 | 1979-02-26 | Higher harmonic filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS55114003A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63187370A (ja) * | 1987-01-30 | 1988-08-02 | Fujitsu Ltd | 図形処理単位決定方式 |
JPH0271382A (ja) * | 1988-09-07 | 1990-03-09 | Fujitsu Ltd | 図形データ生成方式 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS58127401A (ja) * | 1982-01-22 | 1983-07-29 | Nec Corp | 帯域通過フイルタ |
JPS6178401U (ja) * | 1984-10-29 | 1986-05-26 | ||
JPH02152302A (ja) * | 1988-12-02 | 1990-06-12 | Fujitsu Ltd | 2倍波阻止回路 |
-
1979
- 1979-02-26 JP JP2067379A patent/JPS55114003A/ja active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63187370A (ja) * | 1987-01-30 | 1988-08-02 | Fujitsu Ltd | 図形処理単位決定方式 |
JPH0271382A (ja) * | 1988-09-07 | 1990-03-09 | Fujitsu Ltd | 図形データ生成方式 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS55114003A (en) | 1980-09-03 |
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