JPH02501974A - 疑似共振電流モード静止電力変換方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 疑偵共振電流モード静止電力変換方法及び装置この発明は一般に、静止電力変換 装置及び静止電力変換装置の制御システムの分野に関する。

発明の背景 比較的大きい電力レベルを処理可能なゲートターンオフ（ＧＴＯ）素子の開発及 び商業的利用が、電力変換技術に著しい変化をもたらした０例えば、現在サイリ スクは強制転流式システムでほとんど使われていない、１メガワツト（ＭＷ）ま での電力定格では、サイリスタ電流源インバータがＧＴＯ及びトランジスタ電圧 源インバータによって大部分置き換えられてきた。を電源インバータは、極めて 簡単な電源構造で、（３相の負荷電力の場合）６個の単方向ゲートターンオフ素 子だけを必要とするので特に有利である。各ゲートターンオフ素子両端を横切っ て接続する必要のある逆並列ダイオードは、最小のり一ドインダクタンスと容品 な組立のため、−ｍにメーカーによって同一素子内に設けられている。

このような電圧源インバータ用の制御方式はがなり簡単であり、ＤＣ源とＡＣ負 荷の間で充分に再生的なインターフェースを与える。

電圧源インバータの構造の明かな利点にも拘らず、市販されているゲートターン オフ素子の固有な特性がインバータの性能に幾つかの制限を加えている０例えば 、このようなインバータで生じる高いスイッチング損のため低いスイッチング周 波数を用いる必要があり、従って増幅器のバンド幅が狭く、（望ましくない高調 波のため）負荷電流の波形忠実度が悪くなる。インバータの出力における経時的 な電圧の急速な変化が、容量結合による干渉を発生する。また、並列ダイオード の逆回復及びスナバ−の相互作用が、再生状態下で高いデバイスストレスを生じ る。さらに、高いてデバイスストレスに耐える必要が信頬性を減少させるので、 余裕をもたせて素子の仕様を決める必要がある。必要な比較的低いスイッチング 周波数も、出力電力中のスイッチング周波数の高調波がスイッチングシステム及 びモータで可聴周波数のノイズを発生するため、音響ノイズの問題を引き起こす ことが認められている。一般に、現在のインバータ設計はＡＣ供給線への再生能 力及びＡＣ入力線の高調波の点で劣り、大型のＤＣリンク及びＡＣ側フィルタを 必要とし、さらに故障回復特性の点でも劣っている。

理想的には、電力コンバータは実質上ゼロのスイッチング損、（可聴レンジより 高い）約１０ＫＨｚ以上のスイッチング周波数、小さい無効成分、及び電力を双 方向に伝送する能力を有すべきである。また電力コンバータは、ダイオードの回 復時間、素子のターンオフ特性、及び寄生無効要素などの二次パラメータの影響 を受けるべきでない、現在の電圧源インバータは、明らかにこのような最適なコ ンバータ特性を達成していない。

インバータのスイッチング周波数の大幅な上昇が、パルスｍｌ調型インバータに おける低次高調波を最小限化する上で望ましいことは明かである。高いスイッチ ング周波数は、電流調整器のより大きいバンド幅、無効成分のより小さいサイズ 、及び１８ＫＨｚ以上の周波数では人によって感知されない音響ノイズという付 随の利点を有する。ここ数年に達成されたパルス幅変調型インバータにおけるス イッチング周波数の上昇（１〜２５ＫＷの定格電源について約５００Ｈｚから２ ＫＨｚへ）は一般に、新型素子の速度及び定格の改善のためになされてきた。別 の手法は、市販素子の特性を最大限に活用するようにスイッチング回路構造を改 造することである。

首尾よく確立されている一つの手法は、スイッチング損を素子自体からそらせる ことによって、素子を保護するスナバ−回路網を用いることである。最も一般的 なスナバ−構成は、小さい誘導子（コイル）がターンオン保護を与える一方、素 子両端を横切るコンデンサと分路ダイオードが有極型ターンオフスナバ−を与え るという簡単な回路構造である。誘導子とダイオードの両端を横切って接続され た抵抗が、消散用のスナバ−放電路を与える。トランジスタコンバータにおける スナバ−使用の利点は周知であるが、追加スナバ一部品のコストと実装上の問題 がスナバ−の商業的な使用を妨げていた。一方、ＧＴＯインバータの場合、スナ バ−は素子保護のため絶対的に不可欠で、信頼でき且つ好首尾なインバータ設計 にとって重要なことが多い、スナバ−は素子のスイッチング損を適切に軽減する が、全体のスイッチング損はスナバ−内の損を考慮すればそれほど変わらず、実 際一部の動作条件下では、スナバ−によって保護されていない回路で生じる損よ り増大することもある。つまり、スナバ−の使用によって得られるインバータス イッチング周波数の上昇は、システム全体の効率の点では重大な不利をもたらし ている。

別の代替法は、電力伝送路内に高周波の共振回路を用いた共振モードコンバータ である。２つの異なるカテゴリーの共振インバータが、現在認められる０例えば 誘導加熱インバータとＤＣ／ＤＣＣ／式−タが属する第１のカテゴリーは、イン バータスイッチング周波数の変調によって電力伝送の制御を達成する。これらの 回路では、共振タンクの周波数を知インピーダンスが可変出力を得る上で重要な 役割を果たしている。このような周波数変調原理を用いて、低周波のＡＣ波形を 合成することも可能だが、制御の複雑さ、必要な多数のスイッチング素子、及び 共振部分の比較的大きいサイズがかかるスイッチング構造の用途を制限している 。

高周波リンクコンバータと呼ばれることもある第２カテゴリーの共振コンバータ は、共振ＬＣタンク回路で形成された高周波ＡＣリンクを備えるサイクロコンバ ータ及び自然転流式コンバータを一般に用いている。高周波リンクコンバータは 、双方向の電力の流れとＡＣ供給源に与えられる力率の調整可能性によって、Ａ Ｃ／ＡＣまたはＤ　Ｃ／Ａ　Ｃ変換を行うことができる。第１カテゴリーのコン バータの周波数変調方式と対照的に、リンク周波数は特に重要でなく、出力ＡＣ の波形合成は出力段の変調を通じて行われる。自然転流式スイッチング素子の場 合、位相角制御が通例通り用いられる。高周波リンクコンバータは一般に、数キ ロワットの電力レベルの市販素子を用いて、１８ＫＢ！より高い周波数でスイッ チング可能である。しかしこの技術は、経済的に競合性がなく、速度可変駆動型 の用途で産業的に広く使われていない。

これは、幾つかのファクタに起因しているものと思われる。特に、必要な多数の 双方向で高速、高電カスイッチが、市販の単方向素子を用いて実現されねばなら ない０例えば、一部の構成では、励起コンバータの他に、３６個ものサイリスタ が必要である。使われる素子の回復特性がスナバ−回路網の追加を必要とする場 合が多く、これはシステム全体の効率を低下させる。さらに、ＬＣ共振回路は入 力から出力へ転送される全負荷電力を処理し、例えばしばしば負荷電流の５倍に も達する大きな循環電流を有する。従って、システム内に蓄えられる総エネルギ ーは小さくても、共振要素のボルドーアンペア定格は非常に高い、しかも、入力 及び出力制御の同時作業、高周波のバス調整、及び自然転流式サイリスクを用い た回路の場合のサイリスタ転流を考慮すれば、かかるシステムの制御は極めて複 雑である。

電圧源インバータの設計に対する上記のような従来の手法は、インバータの損と インバータスイッチング周波数の間での先験的な関係を仮定している。商業的設 計のほとんどは、ゲートターンオフ素子を用い、１〜５０キロワット間の電力レ ベルに対し１〜２．５ＫＨｚの周波数レンジで作動する。市販素子の場合、１〜 ２マイクロ秒のターンオン及びターンオフ時間は容易に入手でき、５〜１５マイ クロ秒の記憶時間も同様で、上記素子を通常の設計で使われているよりも高い周 波数でスイッチング可能である。正確なスイッチング周波数はシステムの性能と 効率間でのかね合いによって決まるが、市販の設計は熱的に制限される傾向にあ る。一般的な設計では、素子全体の損の約３０〜５０％がスイッチング損に由来 している。つまり、スイッチング損を減少または除去するインバータ設計とすれ ば、幾つかの利点をもたらすことができる。インバータの損をスイッチング周波 数から切り離すことによって、より有利な素子の利用が可能となる。つまり、イ ンバータのスイッチング周波数とｒ、ｍ、ｓ、　（実効）電流定格は共に、熱的 制限の発生まで大幅に増加できる。前記の共振コンバータは低いスイッチング損 で動作可能だが、上述の理由から広く利用されていない。

従来の共振コンバータにおける重要な難なのほとんどを解消した、共振ＤＣリン クインバータの設計が開発されてきた。この設計は、本出願人によって１９８６ 年９月２５日に出願された米国特許出願通し第０１２．０８０号、名称［実質上 ゼロのスイッチング損を有する静止電力変換方法及び装置」に開示されている。

ＬＣ共振タンク回路が、インバータのＤＣリンク上に周期的な振動を生成するよ うに励起される。適切な制御下で、ＤＣリンクの電圧は各サイクル中制御された 時間の間ゼロになり得る。ＤＣリンクの電圧がゼロになっている時間中、ＤＣリ ンク両端を横切る素子は損を生じることなくターンオン及びオフ可能である。素 子のスイッチング損を除去することによって、インバータのスイッチング周波数 は、ダーリントンバイポーラ接合トランジスタなどの市販スイッチング素子を用 い、１〜２５ＫＷの電力定格で２０ＫＨｚ以上に高めることができる。またイン バータの動作は、デルタ変調器と称され、−ｍにサンプリングされるゼロヒステ リシスのパンパン（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ　）コントローラと適合し得る。デルタ 変調方式で動作されるとき、共振リンクコンバータは、ハードスイッチング式パ ルス幅変調電圧源インバータよりも優れた性能を達成可能である。また共振ＤＣ リンクインバータは、インバータを堅固且つ高信鯨とする簡単な電源構造と非破 局故障モードを有する。共振ＤＣリンクインバータの主な制限は、ＤＣ供給電圧 の２．５〜３倍のデバイス電圧ストレスが加わることである。シグマデルタ変調 など、上記共振リンクインバータ用の離散パルス変調方式も、共振リンク周波数 よりもはるかに低い周波数で、大きいスペクトルエネルギーを発生できる。この ような共振ＤＣリンクインバータにおけるデバイスストレスは、１９８７年９月 ２５日に出願された係属中の米国特許出願通し第１０１．１９３号、名称「実質 上ゼロのスイッチング損とクランプ電圧レベルを有する静止電力変換方法及び装 置」に開示されているように、ＤＣリンク電圧のクランピングを利用して減少可 能である０本発明は、前記特許出願に開示されているものに代わる回路設計で、 実質上ゼロのスイッチング損で高レベルの電力変換を実現する設計回路を提供す る。

発明の要約 本発明によれば、ＤＣからＡＣへ及びＡＣからＡＣへの電力変換が、２０キロヘ ルツ以上のスイッチング周波数で、広い電力定格レンジにわたり、実質上ゼロの スイッチング損で達成される。

スイッチング素子に加わる電流及び電圧ストレスは適度で、従来の市販インバー タと比べ、インバータ出力で得られるスペクトル応答において大幅な改善が得ら れる０本発明の装置は、誘導子−コンデンサ共振回路を用い、誘導子の電流を直 接制御パラメータとした疑似共振法で動作し、電流モードインバータとして作動 する。疑似共振電流モードインバータは、スイッチング素子に加わるクランプ電 圧ストレスを、真のパルス幅変調及びサイン状出力電圧と組み合わせる。

本発明のインバータ装置では、追加のフィルタコンデンサが共振回路の誘導子と 直列に接続され、共振周波数が共振回路のコンデンサ及び誘導子によって主に決 まるように、フィルタコンデンサは共振コンデンサのキャパシタンスより大きい キャパシタンスを有する。インバータからの出力電力は、高周波のスイッチング 成分を濾波除去し、はぼサイン状の波形を持ちスイッチング周波数よりはるかに 低い周波数のＡＣ成分だけを残すフィルタコンデンサの両端から取り出される。

スイッチング手段にはＤＣＩＪ力が供給され、１つのノードへ共に接続され且つ 共振回路の誘導子とコンデンサにも接続された少なくとも一対のスイッチング素 子が含まれる。共振回路のコンデンサは２つの別個のコンデンサからなり、各１ つの共振回路のコンデンサが一対のスイッチング素子中の各１つのスイッチング 素子の両端を横切って接続されるのが好ましい。

単相インバータの場合、電力源は実質上等しい供給電圧の２つの別個の電圧源で 構成でき、これらの電圧源は一対のスイッチング素子の両端を横切って直列に接 続され且つ１つのノードへも共に接続され、共振誘導子とフィルタコンデンサが スイッチング素子のノードと電力源のノードとの間に接続される。スイッチング 素子がスイッチオンされると、共振回路の誘導子及び直列に接続されたフィルタ コンデンサの両端電圧が、一対の電圧源の一方の電圧にクランプされる。スイッ チは、そのスイッチと並列に接続された逆並列ダイオード中でな（、そのスイッ チ中を電流が流れ、実質上スイッチング損が全く生じないようにスイッチ両端の 電圧がゼロ状態の時点にターンオフされる。そして、電流の流れは共振コンデン サに転送される。共振回路が電圧レベルを反対のクランプ電圧へ、すなわち対中 の２つの電力源の他方の電圧へと逆駆動するように共振することを保証するため 、スイッチングの時点では最小の誘導子電流が必要である０反対のクランプ電圧 に達すると、対中の第２のスイッチ（この時点では両端電圧ゼロ）、がターンオ ンされ、直列に接続されたフィルタコンデンサと共振誘導子の両端電圧を第２を 力源の電圧にクランプ可能となる。充分な電流が誘導子内に蓄積され、共振回路 が共振回路両端の電圧を第１を電源の電圧へ逆駆動するように充分共振すること が保証されると、スイッチがターンオフ可能となり、共振サイクルが繰り返され る。理想的な誘導子及びコンデンサ要素の場合、誘導子内の最小スイッチング電 流は、各電力源の電圧とフィルタコンデンサ両端の出力電圧との積の平方根を、 共振回路誘導子インダクタンスを共振回路コンデンサのキャパシタンスで割った 値の平方根で割った値以上となるように選ばれる。フィルタコンデンサ両端の出 力電圧は比較的ゆっくり変化するサイン波で、例えば６０〜４００）１ｚの周波 数のサイン波である一方、直列に接続された誘導子とフィルタコンデンサの両端 電圧及び誘導子を流れる電流はそれよりはるかに高いスイッチング周波数で変化 し得る９例えば、誘導子を流れる電流は、２．０．０００　Ｈｚ以上となる周波 数のほぼ三角波として現れる。スイッチング周波数は可聴レンジより高くなるよ うに、例えば１８，０００Ｈｚ〜２０，０００．Ｈｚ以上のレンジなどスイッチ ング周波数は比較的高い方が望ましい。

フィルタコンデンサの両端で低周波の電圧が発生する安定状態の動作中、一対の スイッチング素子のスイッチング周波数とデユーティサイクルは共に、フィルタ コンデンサ両端の出力電圧と、フィルタコンデンサを通じて所望の低周波出力電 流を発生するように選ばれた最小及び最大の誘導子電流包絡線とに依存して連続 的に変化する。これら最小及び最大の電流包絡線は、共振維持の条件が満たされ ることを保証し、また最小及び最大の電流包絡線の平均が、フィルタコンデンサ を介して加えられ且つインバータの出力端を横切る出力電圧として現れる所望の 低周波出力電流へ近づくように選ばれる。共振回路中の一つまたは複数のコンデ ンサのキャパシタンスは、スイッチングサイクル中、ターンオフされるスイッチ ング素子内の電流がゼロになるとき、比較的適度な、好ましくはできるだけ低い 電圧がスイッチング素子両端で生じ、そのスイッチング素子で発生するスイッチ ング損を大幅に減少するように選ばれるのが好ましい。

本発明のインバータは、ブリッジ構成で接続された三対のスイッチング素子を使 用し、各対のスイッチング素子を結合するノードが直列に接続された誘導子とフ ィルタコンデンサに接続され、また３相の各々のフィルタコンデンサがワイまた はデルタ構成で接続されるようにすることによって、３相の出力電力を与えるよ うに拡張可能である。３相の各相毎の出力電圧は同じくフィルタコンデンサの両 端から取り出され、共振コンデンサは三対のスイッチング素子中の各スイッチン グ素子両端を横切って接続された別個のコンデンサであるのが好ましい。

単相出力でブリッジ構成を使用してもよく、この場合には二対のスイッチング素 子と１つの電源を用い、共振回路とフィルタコンデンサが各対のスイッチング素 子を結合するノード間に接続される。

単相または３相いずれかの構成でＡＣ出力電圧を与えることによって、インバー タを通る双方向の電力の流れが得られると共に、２つの電流モードインバータを 用い、それらを同一のＤＣバスに対して背中合わせ式に作動することによって、 ＡＣ−ＡＣコンバータも実現できる。

本発明の前記以外の目的、特徴及び利点は、添付の図面を参照した以下の詳細な 説明から明かとなろう。

図面の簡単な説明 図面中： 第１図は本発明の回路動作原理を例示する目的で示した共振極（ｐｏｌｅ）回路 の概略回路図である。

第２図は第１図の回路における電圧及び電流波形のグラフである。

第３図は本発明による単相疑似共振電流モードインバータの概略回路図である。

第４図は２つのスイッチング素子の各々毎に別個の共振回路コンデンサを有する 、本発明による単相疑似共振電流モードインバータの概略回路図である。

第５図は本発明による３相疑似共振電流モードインバータの概略回路図である。

第６図は第３図のインバータにおける電圧及び電流波形のグラフである。

第７図は誘導子電流について最小及び最大電流包絡線を指定することによって所 望の誘導子電流が合成され、低周波の平均ＡＣ誘導子電流を発生可能とする方法 を示す例示グラフである。

第８図は本発明による疑似共振電流モードインバータ回路のスイッチング素子に スイッチング制御信号を与えるコントローラを示すブロック図である。

第９図は２つの３相システムをインターフェースする２つの疑似共振電流モード インバータを用いた本発明によるＡＣ−ＡＣコンバータの概略回路図である。

好ましい実施例の説明 図面を参照すると、本発明の回路動作原理を説明するのに有用な共振棒回路が第 １図に示しである。この回路は、スイッチング周波数でのＤＣ−ＡＣ電力変換及 びＤＣ−ＤＣ電力変換を与えるのに使えるが、スイッチング周波数より低い出力 周波数でのＤＣ−ＡＣ変換は行えない０本回路は、実質上等しい電圧レベルＶ。

である２の電圧源１１と１２、インバータの極として構成された一対のスイッチ ング素子（スイッチ）１３と１４　（逆並列ダイオード１５と１６を含むバイポ ーラトランジスタとして示しである）、及び２つのスイッチング素子１３と１４ が共に接続されたノード１９と２つの電圧源１１と１２が共に接続されたノード ２０の間に接続された並列の誘導子（コイル）１７とコンデンサ１８′からなる 共振回路を含む、負荷２１が共振回路の両端を横切って接続され、誘導子１７両 端の電圧を受け取る。各スイッチング素子に加わる電圧レベルストレスは、電圧 源１１と１２の電圧ｖ８にクランプされる。動作時、誘導子１７内の電流が図示 方向の正となり、標準値Ｉ、に等しくなるまで、第１スイツチ１３がターンオン される。標準値に等しくなった時点でスイッチ１３はターンオフされ、誘導子の 電流ｉＬをコンデンサ１８に移すと共に、両ノード１９と２０間の電圧である共 振棒電圧■、が共振によって負の供給電圧−ｖ８のレベルに反転される。コンデ ンサ１８のキャパシタンスとして適切な値を選択することにより、スイッチ１３ についてゼロ電圧のターンオフが得られる。極電圧Ｖ、がマイナスＶ、に達する と、スイッチ１４と並列なダイオード１６がターンオンし、これによってスイッ チ１４が損を生じずにターンオン可能となる。スイッチ１４及び／又は逆平行ダ イオード１６が導通ずると、誘導子の電流ｉＬは値＝ＩＰに達するまで線形に減 少し、その値に達した時点でスイッチ１４はターンオフ可能となり、以下共振サ イクルが繰り返される。第２図は、極電圧Ｖ、の波形２３と誘導子電流ｉＬの波 形２４を表すグラフを示している。つまり、負荷２１に送られる出力電圧ｖ１の 周波数が、両スイッチング素子１３と１４のスイッチング周波数となる。負荷２ １は、電力を消費する負荷にＤＣ！圧を送る全波整流器で構成し得る。

但し、第１図の回路は可変の低周波出力電圧を負荷に与えられず、従ってＤＣ− ＡＣインバータとしては一般的に使えない。

本発明による、ＤＣ−低周波ＡＣインバータ動作用共振極を用いたインバータが 、第３図に全体を３０で示しである。疑似電流モードインバータとして設計し得 るインバータ３０は、実質上等しい電圧レベルＶ　、　ｌである２つの電圧源３ １と３２、及び一対のスイッチング素子（スイッチ）３４と３５からなるインバ ータの極（図示のようにそれぞれバイポーラトランジスタ３７と逆並列ダイオー ド３８及びバイポーラトランジスタ３９と逆並列ダイオード４０等のゲート制御 式素子から構成し得る）を含み、両電電源３１と３２はノード４２へ共に接続さ れ、両スイッチング素子３４と３５は共にノード４３へ接続されている。コンデ ンサ４５と誘導子（コイル）４６からなる共振回路が、両ノード４３と４２間に 並列に接続され、さらにフィルタコンデンサ４７が両ノード４３と４２間で誘導 子４６と直列に接続されている。インバータからの出力電圧はフィルタコンデン サ４７の両端から取り出され、抵抗４９として例示的に示した負荷に供給される ０両ノード４３と４２間の位相電圧Ｖ、が第６図中５１で指示したグラフによっ て示してあり、誘導子を流れる電流ｉＬが第６図中５２で指示したグラフによっ て示しである。この回路の動作原理を例示するため、負荷抵抗４９０両端にＤＣ レベルの出力電圧ｖ０を発生したい場合をまず考えてみよう、平均の誘導子電流 がＶ、／Ｒ（但しＲは抵抗４９の抵抗値）に等しくなるように、スイッチングが 行われる正及び負のトリップ電流Ｉ、が変化すれば、出力電圧は■。に保持され る。この関係は負荷電圧及び電流の全ての極性について成立つのは明かで、回路 ３０がインバータとして動作可能であることを示している。また、直接制御され るパラメータが誘導子電流なので、回路３０はｔ：ｆＬモードインバータとも称 される。

インバータ３０の動作は、半サイクル毎に繰り返す２つの異なるモードからなる ものと見なせ、第６図が２つのモード中における位相電圧と誘導子電流の間の関 係を表すＡＣｔ流の合成波形を示している。スイッチ３４と３９の一方または他 方がターンオンされる第１のモードでは、コンデンサ４５の両端に加わる電圧で もある位相電圧Ｖ、が供給電圧ｖ１　（またはマイナスＶ、）に等しい、誘導子 電流ｉＬと出力電圧Ｖ、に関する状態式は次の通り：但しＬは誘導子４６のイン ダクタンス、Ｒは負荷抵抗４９の抵抗値、及びＣｔはフィルタコンデンサ４７の キャパシタンスである。

第２のモードでは、両スイッチ３４と３５がターンオフされており、共振コンデ ンサ４５両端の電圧はもはや供給電圧にクランプされていない、従って、位相電 圧Ｖ、につぃての状態式はスイッチング条件は、２つの制約に基づいて決められ る。第１の制約はゼロ電圧のスイッチングで、これはターンオフされるべきスイ ッチ中を電流が流れていること、及び接電圧Ｖ、が反対の電圧供給レベルへ達す るのを保証するのに電流が充分であることを必要とする。フィルタコンデンサの キャパシタンスが共振コンデンサのキャパシタンスよりはるかに大きいとすれば 、第１モードにわたってエネルギー保存則を通用することによって、接電圧を反 転するのに必要な誘導子電流の最小値はＩ　Ｌｓｉ＋＋は次式で与えられる： 但しＺ・＝　（Ｌ／Ｃ，）””。この式は、損を生じない誘導及び容量部品を想 定しているｍｌＬｍｉｎの実際値は、誘導及び容量部品における損を保証するた め、上式によって計算される値より大きくなるはずである。

システム性能に関する第２の制約は、出力電圧ｖＯによるスイッチング周波数の 変化である。一方の素子のターンオフと他方の素子のターンオン間での遷移がサ イクル全体の小部分を形成するものとすれば、誘導子出力はほぼ三角形状になる と見なせる。ｖ。

は位相電圧Ｖ、と比べゆっくり変化するので、この制約を分析する目的上、出力 電圧はほぼＤＣであると見なすことができる。出力電流力用。＝■。／Ｒの場合 、スイッチング期間Ｔは（大きいＺｏを仮定すれば）少なくとも次のように計算 できる：Ｔに関する上式は、ある一定の負荷電流レベルの場合、出力電圧Ｖ、が ０から０．８Ｖ、へ変化するにつれ、スイッチング周波数Ｆは最大のＦ、、１工 から０．３６　Ｆ、、、へ変化する。出力電圧が０．９Ｖ３に増大すると、スイ ッチング周波数は０．１９　Ｆ、、、になり、また出力電圧■。が供給電圧レベ ルＶ、に等しいと、周波数がゼロになる。これは、最も低い所望のスイッチング 周波数が、得られる最大出力電圧（変調指数）に関する制限を与えることを示し ている。サイン状に変化する出力電圧■。の場合には、瞬間のスイッチング周波 数がｖ０＝０での最大値からピーク電圧点での最小値へと変化することが分かる 。

異なった回路構造を有するが、他の点では第３図の回路と等しい単相の疑似共振 電流モードインバータが、第４図に全体を６０で示しである０回路６０は、各々 出力電圧■１を与え且つノード６３へ共に接続された２つの電圧源６１と６２、 及びノード６６へ共に接続された一対のスイッチング素子６４と６５からなるイ ンバータ極を有する。第４図のインバータ６０において、スイッチング素子６４ はパワーＭＯ３ＦＥＴ６Ｂと逆並列ダイオード６９からなるものとして例示して あり、同じくスイッチング素子６５も逆並列ダイオード７１を含むパワーＭＯ３ ＦＥＴ６Ｂからなる。第３図のインバータ３０と同様、共振回路誘導子（コイル ）７３は位相端子６６と６３を横切るフィルタコンデンサ７４と直列に接続され 、出力電圧Ｖ、がフィルタコンデンサ７４両端から負荷７５に与えられる。しか し回路６０では、第３図の回路３０の１つの共振コンデンサ４５が、それぞれス イッチング素子６８と７０両端を横切って接続された２つの実質上等しい共振コ ンデンサ７７と７８に分割されている。を源６１と６２が理想的で、実質上内部 インピーダンスを持たないとすれば、共振コンデンサ７７て７８及び共振誘導子 ７３からなる共振回路が全体として、共振コンデンサ４５及び共振誘導子４６か らなるインバータ３０内の共振回路と等しいことは明かである。また、コンデン サ７７と７８は両位相ノード６６と６３を横切って相互に実質上並列に接続され ていることが分かる。従って、コンデンサ７７と７８の各々が第３図の共振コン デンサ４５のキャパシタンスの半分を有する場合、誘導子４６と７３が同一イン ダクタンスを持ち、フィルタコンデンサ４７と７４が共振コンデンサより大幅に 大きいキャパシタンスで、フィルタコンデンサが共振回路の共振周波数に実質上 影響を及ぼさないとすれば、両方のインバータ３０と６０で等しい共振周波数が 得られる。

疑似共振電流モードインバータを３相で実現した例が、第５図に全体を８０で示 しである。インバータ８０は、等しい電圧レベルｖｓで且つノード８３へ共に接 続された一対の電圧源８１と８２、及び各々バイポーラトランジスタと逆並列ダ イオードからなる三対のスイッチング素子８５〜９０を有し、これら三対はブリ ッジ構成で共にノード９２〜９４に接続されている。共振コンデンサ９６〜１０ １はそれぞれスイッチング素子８５〜９０両端を横切って接続され、３つの位相 ノード９２〜９４はそれぞれに接続された共振誘導子１０４〜１０６を有し、３ 相を出力端子１０７〜１０９にそれぞれ供給する。出力端子１０７〜１０９はそ れぞれに接続されたフィルタコンデンサ１１０〜１１２を有し、各フィルタコン デンサ１１０〜１１２は共に共通のノードライン１１４に接続され、ノードライ ン１１４は第５図中点線で示した導通ライン１１５によって両電電源８１と８２ を接合するノート６３へ随意接続し得る。しかし、しかし、導通ライン１１５は 必ずしも必要なく、取り除かれる場合、フィルタコンデンサ１１０〜１１２は図 示のようなワイ構成かあるいはデルタ構成で接続し得る。導通ライン１１５が存 在しないときは、分割された電圧源８１と８２を単一の電圧源にまとめてもよい 、第５図の３相回路は、第３図の回路について前述したのと同じ条件及び同じ方 法で動作し、前記の条件を満たすかどうか３相電流が個々にモニターされる。も ちろん、第５図中の三対全てでな（そのうち二対のスイッチング素子を用いても 、フルブリフジの単相出力を本発明に従って達成し得る。単相フルブリッジ回路 の場合、出力は２つの端子、すなわち端子１０７と１０８を横切って取り出され 、この場合共振コンデンサ１１０と１１１は単一の等価キャパシタへ、また共振 誘導子１０４と１０５は単一の等価誘導子へとまとめてもよい。

零発Ｂ）ｌ（７）ＡＣ−ＡＣコンバータへの更なる拡張は、同一のＤＣバスに対 して青申合わせ式に動作する２つの電流モードインバータを用いることによって 実現できる。このようなＡＣ−ＡＣコンバータは、第９図に全体を１２０で示し である。コンバータ１２０は、対毎に接続されたスイッチング素子１２１〜１２ ６を有し、これらのスイッチング素子両端をそれぞれ横切って接続された共振コ ンデンサ１２８〜１３３を含む３相出力インバータを有する。

各対のスイッチング素子間の接続点から取り出される３相出力が共振誘導子（コ イル）１３５〜１３７に接続され、フィルタコンデンサ１４０〜１４２が３相負 荷源１４３に接続された３相出力端を横切って接続されている。インバータはＤ ＣＣパス１４５と１４６からＤＣｔ力を受け取り、ＤＣバス線上のりプルを濾波 除去するように両線を横切って大容量のフィルタコンデンサ１４７が接続されて いる。スイッチング素子１５０〜１５５からなる整流コンバータも、ＤＣバス＆ １１４５と１４６を横切って対毎に接続され、またスイッチング素子両端を横切 って接続された共振コンデンサ１５７〜１６２を有する。各対の２つのスイッチ ング素子を接続するノードが共振誘導子（コイル）　１６５〜１６７に接続され 、フィルタコンデンサ１６８〜１７０が３相電力源１７２に接続された３相入力 端へ接続されている。３相コンバータは電源１７２から３相電力を受け取り、そ れをバス＆１１４５と１４６を横切るＤＣ電力に変換する。負荷１４３から電源 １７２へ向かうエネルギーの逆方向の転送は、インバータとコンバータの機能を 反転させ、スイッチング素子１２１〜１２６からなるインバータが負荷１４３か ら与えられた電力をバス線１４５と１４６上のＤＣ電力へ整流するように機能し 、またスイッチング素子１５０〜１５５からなるコンバータが適切に切り換えら れ、バス線上のＤＣ出力を電源１７２に供給されるＡＣ電力に変換可能とするこ とによって得られる。

本発明による疑似共振を流モードインバータのための適切な制御条件は、第３図 の単相回路を参照することでさらに理解可能となろう、前述したように、フィル タコンデンサ４７のキャパシタンスは充分に高く、フィルタコンデンサの両端を 横切ってかなり高い周波数の電圧が生じないように、このコンデンサは誘導子電 流の高周波成分を実質上通過させる。一方、フィルタコンデンサ４７両端の出力 電圧Ｖ、は、所望の出力電圧であるかなり低い周バシタンスは共振コンデンサ４ ５のキャパシタンスより少なくとも１桁のオーダ以上大きい、かかる条件によっ て、出力電圧■。

中の高周波リプルが妥当に低いレベルに維持されることが保証され、これは適切 な変調を行う上で重要な因子である。

出力電圧Ｖ、は低周波で変化するので、多くのスイッチングサイクルにわたって ゼロと太き（異なる電圧レベルになり得る。従って、各スイッチングサイクルに わたって、誘導子からフィルタコンデンサ４７への正味のエネルギー転送が必要 である。フィルタコンデンサ及びこれと並列に接続された負荷両端で低周波波形 を発生させるためには、フィルタコンデンサを通る電流の低周波成分が所望の出 力電圧を生じるように、誘導子電流ｉＬが制御されねばならない、つまり、フィ ルタコンデンサのキャパシタンスは、高いスイッチング周波数成分を濾波除去す るが、低周波成分はサポートするように選ばれる。また、スイッチ３４と３５の スイッチングを制御する変調方式は、必要な最小電流Ｉ　Ｌｓｉ＋ｍを維持して 各共振サイクルが継続可能となる条件を満たさねばならない。

次いで最大電流包絡線Ｉ　Ｌａａｘが最小包絡線と共に、設計者によって所望な 、結果として得られる低周波出力電流Ｉ・を決める。最小及び最大電流包絡線と 、結果として得られる低周波出力電流波形Ｉ・が、第７図に例示として示しであ る。低周波のサイン状電圧がフィルタコンデンサ４７０両端を横切って発生して いる安定状態の動作下では、スイッチング周波数とデユーティサイクルが共に第 ７図に示すように、所望な出力電圧Ｖ０及び選択されるＩ　Ｌａｉ＋＋とＩ　Ｌ ＩＩＩＩＸ両包絡線に依存して連続的に変化する。またこれらの包絡線は、上記 のスイッチング条件を保証すると共に、最小及び最大包絡線の平均が所望な出力 電流波形Ｉ・へ近づくように選ばれる。一つまたは複数のコンデンサの値は、ス イッチングサイクル中、ターンオフされるスイッチング素子内の電流がゼロにな るとき、適度な（好ましくはできるだけ低い）電圧がスイッチング素子両端で生 じ、そのスイッチング素子で発生するスイッチング損をできるだけ大幅に減少す るように選ばれる。

本発明のインバータ用コントローラの構成例が第８図に示してあり、同図におい てコントローラは入力変数として、実際の時間変化する誘導子電流ｉ１　（誘導 子４６と並列な電流センサから受信）、誘導子電流中の所望な低周波成分！・、 及びフィルタコンデンサ両端での実際の出力電圧Ｖ（電圧センサから受信）を受 け取る。出力電圧■　の値が１８０で処理され、誘導子電流の必要な最小値Ｉ　 Ｌａ１ｎを演算するが、この値は必要な最小電流レベルより上の所定の基準に従 って演算してもよい０回路の条件に応じて、ブロック１８０の出力は回路内にお ける共振の所望な維持を保証する用に選ばれた最小電流Ｉ　Ｌ＋ａｉｓで、次に Ｉ　Ｌｓｉｓの値と所望な低周波成分Ｉ・が１８１でＩ　Ｌ＋＋ｉｍｘを計算す るための入力変数として使われる。この計算は、■・にほぼ等しいＩ　Ｌａａｘ とＩ　Ｌｌｌｉｍの平均をもたらすＩ　Ｌａａｘを生じるように行われる０次い でＩ　Ｌａａｘ値が実際の誘導子電流値ｉＬと比較器１８２で比較され、最大の スイッチング点をめると共に、Ｉ　Ｌｓｉ＋ａ値が実際の電流ｉＬと比較器１８ ３で比較され、最小のスイッチング点をめる０次に、これらの値が通常の方法で 、スイッチング素子３４と３５にスイッチング入力を与えるのに使われる。第８ 図のコントローラは好ましくは、当該分野で周知な通常の方法でソフトウェアア ルゴリズムを用い、両ブロック１８０と１８１に示した計算を実行するマイクロ プロセッサベースのプログラマブルコントローラとして実施される。プログラマ ブルなソフトウェアを利用可能とするマイクロプロセッサシステムが好ましいが 、両ブロック１８０と１８１は、ハードワイヤード回路部品を用いた通常の方法 で実施することもできる。

本発明の実施の一例として、第５図の３相実施例によるインバータトホロ’；　 −（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）を作製し、３０アンペアのピーク負荷電流で、１５０ボ ルトのＤＣバスに対して動作させるテストを行った。スイッチング素子としては 、逆並列ダイオードを含むバイポーラスイッチングトランジスタを用いた。各共 振誘導子は６０マイクロヘンリーのインダクタンス、各共振コンデンサは０．２ ５マイクロフアラツドのキャパシタンス、及び、各フィルタコンデンサは３０マ イクロフアラツドのキャパシタンスをそれぞれ有していた。インバータはサイン 状出力を持つ非中断型電源インバータとして使用し、無負荷条件下において約２ ５ＫＨｚで切り換えられ、この周波数は全負荷条件下では１２ＫＨｚに減少した 。

前述したように、パルス幅変ｔｉｉ（ＰＭＷ）方式を採用した。

Ｉ　Ｌａ１ｎの値は、平常の動作時に得られるべきＶ、の最大値と対応するよう に予め選択された。負荷に対する出力電圧■。の最も低いスペクトル内容はほぼ １０ＫＨｚで、平均のスイッチング損は従来のＰＷＭインバータにおけるスイッ チング損の１０％以下で、スイッチング素子に加わる最大の電圧ストレスは供給 電圧■３に等しく、さらに最大の電流ストレスは最小出力電流の２倍よりやや大 きい一方、ｙ、Ｉｌ、ｓ、　（実効）電流比は出力電流の約１．２倍であった。

出力電圧はほぼサイン状であった。

本発明におけるスイッチング素子として、広い範囲のゲート制御式スイッチング 素子が使えることは明かである。それらの中には、逆並列ダイオードを含めて商 業的に実装されているか、あるいは固有の寄生逆並列ダイオードを備えているパ ワーＭＯ５ＦＥＴ、ゲートターンオフトランジスタ、バイポーラトランジスタ、 及びバイポーラダーリントントランジスタが含まれる。

また、本発明は上記した特定の実施例に限られず、以下の請求の範囲に含まれる 全ての形態を包含するものである。

浄書（内容に変更なし） ＦＩＧ、　４ 浄書（内容に変更なし） 浄書（内容に１Ｚなし） 手続補正書（方式） ％式％ ３、補正をする者 事件との関係　出願人 ４、代理人 明細書、請求の範囲の翻訳文 図面の翻訳文 ７、補正の内容　別紙のとおり 国際調査報告

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. １．疑似共振電流モード電力変換装置において：（ａ）相互に並列の配置で接続 された共振誘導子と共振コンデンサを有する共振回路； （ｂ）前記共振誘導子と直列に接続され、共振コンデンサより大幅に大きいキャ パシタンスを有するフィルタコンデンサ；（ｃ）前記共振誘導子及びコンデンサ が接続されたノードへ共に接続された少なくとも２つのスイッチング素子を含み 、供給電圧が供給されたとき、高周波のＡＣ共振電圧振動が共振回路両端を横切 って維持され且つ低周波のサイン状振動がフィルタコンデンサ両端を横切って維 持されるように、スイッチング素子を切り換えて前記共振回路内に安定な共振振 動を生ぜしめるスイツチング手段で、電力変換装置の出力電圧が前記フィルタコ ンデンサ両端から取り出される；を備えた疑似共振電流モード電力変換装置。
2. ２．疑似共振電流モード電力変換装置において：（ａ）ＤＣ出力電力を供給する 電源手段；（ｂ）相互に接続された誘導子と少なくとも１つのコンデンサを有す る共振回路； （ｃ）前記共振誘導子と直列に接続されたフィルタコンデンサで、該フィルタコ ンデンサ両端の出力電圧が電圧変換装置の出力電圧になる； （ｄ）互に接続されると共に、前記電源手段及び共振回路に接続された少なくと も一対のスイッチング素子を含み、該スイッチング素子を適宜な時点で切り換え て、前記フィルタコンデンサによって濾波除去されフィルタコンデンサ両端での 電圧としては実質上現れない高周波で共振回路を振動させると共に、前記フィル タコンデンサ両端で交流電圧として現れる別の低周波での振動を与えるスイッチ ング手段；を備えた疑似共振電流モード電力変換装置。
3. ３．前記スイッチング手段にＤＣ電力を与える電源手段を含む請求の範囲第１項 の電力変換装置。
4. ４．前記共振コンデンサが各スイッチング素子両端を横切って接続された共振コ ンデンサからなる請求の範囲第１または２項の電力変換装置。
5. ５．前記スイッチング手段内のスイッチング素子が各々ゲートターンオフスイッ チング素子を含む請求の範囲第１または２項の電力変換装置。
6. ６．前記スイッチング素子が各々バイポーラ接合トランジスタと該トランジスタ に接続された逆並列ダイオードからなる請求の範囲第５項の電力変換装置。
7. ７．前記電源手段が、ノードへ直列に接続された２つの実質上等しい電圧源を有 する分割電源を含み、前記スイッチング手段がノードへ直列に接続された２つの スイッチング素子からなり、前記共振回路とフィルタコンデンサが前記電源間の ノード接続点と前記スイッチング素子間のノード接続点との間に接続されている 請求の範囲第１または３項の電力変換装置。
8. ８．前記スイッチング手段が少なくとも二対の直列に接続されたスイッチング素 子からなり、該各対がプリフジ構成でノードに接続されており、スイッチング素 子のプリフジが前記電源手段から供給電圧を受け取り、前記共振回路とフィルタ コンデンサが各対のスイッチング素子を接続するノード間に接続されている請求 の範囲第１または３項の電力変換装置。
9. ９．前記電源手段が、ＡＣ電力系に接続され、該電力系からのＡＣ電力を整流し て、ＤＣ出力電力をスイッチング手段に供給するコンバータ手段からなる請求の 範囲第１または３項の電力変換装置。
10. １０．前記コンバータ手段が、ブリツジ構成で接続された制御可能なスイッチン グ素子を含み、コンバータ手段が前記ＡＣ電力系からの電力を選択的に整流して スイッチング手段へ供給すると共に、スイッチング手段からＤＣ電力を選択的に 受け取って、該ＤＣ電力をＡＣ電力系から供給されるＡＣ電力に変換するように 前記スイッチング素子が制御される請求の範囲第９項の電力変換装置。
11. １１．前記スイッチング手段中のスイッチング素子の切り換えが、所定の最小電 波以上の電流が前記共振誘導子を通って流れている時点に行われるように制御さ れ、該最小電流が、前記スイッチング手段中のスイッチング素子のスイッチオフ 後、共振回路での共振サイクルを完成させるのに必要な値である請求の範囲第１ または２項の電力変換装置。
12. １２．前記所定の最小電流が、（２／Ｚｏ）√（ＶｓＶ０）但しＺｏ＝（Ｌ／Ｃ ｒ）１／２で、Ｖｓは電源手段から与えられるＤＣ電圧、Ｖｏはフィルタコンデ ンサ両端の出力電圧、Ｌｒは共振誘導子のインダクタンス、及びＣｒは共振コン デンサのキャパシタンス、以上である請求の範囲第１１項の電力変換装置。
13. １３．前記スイッチング手段が、プリフジ構成で接続され且つ該プリフジ両端で 前記電源供給手段からＤＣ電力を受け取る三対の制御可能なスイッチング素子か らなり、該各対のスイッチング素子が共にノードへ接続されており、さらに前記 共振回路が、各２つのノード間に共振コンデンサと共振誘導子が接続されるよう にスイッチング素子のノード間に接続された共振コンデンサと共振誘導子からな る請求の範囲第１または３項の電力変換装置。
14. １４．前記スイッチング素子の各々がゲートターンオフスイッチング素子で、且 つ該スイッチング素子をオン・オフ切り換えする制御信号を与える制御手段を含 み、電波がスイッチング素子を通って洩れているときにのみ、前記制御手段がス イッチング素子をスイッチオフする請求の範囲第１または２項の電力変換装置。
15. １５．前記フィルタコンデンサが各共振コンデンサのキャパシタンスより少なく とも１０倍大きいキャパシタンスを有する請求の範囲第１または２項の電力変換 装置。
16. １６．前記スイッチング素子がゲートターンオフスイッチング素子で、且つ該ス イッチング素子をオン・オフ切り換えする制御手段を含み、誘導子電波が選定さ れた最小及び最大包絡線値へ達したときに前記制御手段がスイッチング素子をオ ン・オフ切り換えし、誘導子電流の平均値がスイッチング素子のスイッチング周 波数より大幅に低い周波数の所望な電流波形を生じるようになす請求の範囲第１ または２項の電力変換装置。
17. １７．ＤＣ電力源からＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する方法において：（ａ）並列 に接続された共振誘導子と共振コンデンサからなる共振回路、及び共振誘導子と 直列に接続されたフィルタコンデンサを与える段階； （ｂ）直列に接続された前記共振誘導子とフィルタコンデンサの両端に、共振誘 導子内に所望の電流レベルを蓄積するのに充分な時間の間、第１の極性でＤＣ供 給電圧を印加する段階；（ｃ）次いで直列に接続された前記共振誘導子とフィル タコンデンサから供給電圧を取り除き、前記共振誘導子とフィルタコンデンサ両 端での電圧が反対極性の供給電圧に等しくなるまで、共振誘導子内の電流を共振 コンデンサに流入させる段階；（ｄ）次いで前記共振誘導子とフィルタコンデン サに、その時点での前記共振回路とフィルタコンデンサ両端における電圧の極性 と一致する反対の極性で、共振誘導子内に選択された電流レベルを蓄積するのに 充分な時間の間ＤＣ供給電圧を印加する段階； （ｅ）次いで前記共振誘導子とフィルタコンデンサから供給電圧を取り除き、前 記共振誘導子とフィルタコンデンサ両端での電圧が反対極性の供給電圧に等しく なるまで、共振誘導子内の電波を共振コンデンサに流入させる段階；及び（ｆ） 次いで前記段階（ａ）から（ｅ）を繰り返す段階；（ｇ）各極性で前記共振誘導 子とフィルタコンデンサに供給電圧が印加される時間、及び一方の極性から他方 の極性へのスイッチング周波数が、前記電力供給電圧の２つの極性間でのスイッ チング周波数より大幅に低い周波数でフィルタコンデンサの両端に現れる時間変 化電圧をもたらすように選択され、さらにスイッチング周波数で変化する電圧が 実質上フィルタコンデンサの両端に現れないように、フィルタコンデンサのキャ パシタンスが共振コンデンサのキャパシタンスより大幅に大きく選択されている こと； を含む方法。
18. １８．前記共振誘導子とフィルタコンデンサに印加される供給電圧の極性の切り 換えが、並列に接続された逆並列ダイオードを有するゲート制御式スイッチング 素子によって行われ、さらに前記供給電圧を取り除く段階が、スイッチング素子 を通って電流が流れているときにのみスイッチング素子をスイッチオフすること によってなされる請求の範囲第１７項の方法。