JPH0246909B2 - Kyoritsuibireeda - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、距離追尾パルスレーダから、航空
機、飛しよう体、あるいは車両などの目標に電波
を照射し、目標から反射して来る電波を媒体とし
て目標の距離を追尾するパルス方式の距離追尾レ
ーダにおいて、目標からの反射波を狭帯域受信機
で受信し、距離追尾レーダから目標までの距離を
自動的に追尾する距離追尾レーダの改良に関する
ものである。

（従来の技術） 第２図の従来例と第３図のタイムチヤートを用
いて、距離追尾レーダの従来例について説明す
る。第２図において、送信源５９で作られる送信
源出力１５はパルス変調器６０によつて、基準パ
ルス発生器５７の出力である基準パルス２３を用
いてパルス変調されてパルス変調器出力２４にな
り、電力増幅器６１によつて増幅されて、電力増
幅器出力４７になり、送信アンテナ５０によつ
て、送信出力１８（電波）として目標に向けて送
信される。

目標からの反射波は送信からＴ（秒）だけ遅れ
て受信入力１となり、モノパルスアンテナ５１に
て受信されてモノパルスアンテナ和出力２とな
る。局部発振器５６で作られる局部発振器出力１
３は、第３混合器５２によつてモノパルスアンテ
ナ和出力２とともに混合されて、第３混合器出力
３６になり、第３中間周波増幅器５３によつて増
幅されて第３中間周波増幅器出力３７になつて、
振幅検波器５４によつて振幅検波されて第３図に
図示のような振幅検波器出力１０になる。振幅検
波器出力１０は、パルス比較器５５において第３
図に図示のごときバイポーラパルス３５を用いて
同期検波されて第３図のようなパルス比較器出力
３３となり、低域通過ろ波器８５によつてろ波さ
れて、振幅検波器出力１０の中心とバイポーラパ
ルス３５の中心との差τに比例した低域通過ろ波
器出力１７となり、遅延発振器８３に入力され
る。この遅延発振器８３は、送信から受信間まで
の遅延時間に相当する時間だけ遅延したパルスを
発生する遅延発振器出力３４を作成するものであ
り、その遅延発振器出力３４はバイポーラパルス
発生器８４に入力されて第３図に示すようなバイ
ポーラパルス３５になり、低域通過ろ波器出力１
７を０になるように負帰還ループを構成する。

このような構成のレーダでは、パルス信号を目
標に向け照射し、目標から反射してくる目標反射
波を振幅検波して得られる振幅検波器出力１０は
広帯域のビデオ信号であるため信号対雑音比はあ
まり良くない。更に電波妨害を受けやすく、感度
も良くないため、目標を遠距離まで追尾すること
は難しい。

（発明が解決しようとする問題点） ところで、従来の測距レーダには、大別して、
パルス方式と連続波方式があるが、連続波方式は
レーダ自身が目標に照射する電波が常にレーダ自
身内にある受信機に漏れ込んでしまうため受信機
を高感度にすることは難しかつた。そのために測
距レーダはパルス方式が比較的良く使用されてい
る。パルス方式のレーダは使用するパルス変調形
式から、受信機の帯域幅は広く取る必要があるた
め、受信機雑音が多くなるため感度はあまり良く
ない。その上受信機帯域幅が広いため目標側が行
う電波妨害にも弱いという重大な欠点がある。従
つて、受信機の前段において帯域幅はできるだけ
狭くすることにより、対電波妨害能力を向上さ
せ、あわせて高感度化をはかるなどの実現が強く
要望されている。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、上記の点に鑑み、局部発振器出力を
０相とπ相で２位相変調した混合のためのスイツ
チング信号を用いて受信パルス信号を周波数変換
することにより、距離誤差信号の検出を同期検波
器で実行するようにし、あわせて中間周波数増幅
器の周波数帯域幅を狭くして、雑音の影響を受け
にくい高感度の距離追尾レーダを提供しようとす
るものである。

本発明は、パルス変調された送信パルス信号を
電波として送信し、伝ぱんによつてある時間遅れ
た前記送信した電波を受信して得た受信パルス信
号を分岐して、混合器において位相変調されてい
ない信号をスイツチング信号として用い、中間周
波数に落とした信号を同期検波器の基準信号と
し、他の一方の分岐された受信パルス信号を別の
混合器において０、πラジアンの２位相変調され
た混合のためのスイツチング信号を用いて中間周
波数に変換した信号を、前記基準信号によつて同
期検波して同期検波器出力を得て、該同期検波器
出力と前記送信パルス信号に同期した信号とを用
い、前記２位相変調されたスイツチング信号は前
記受信パルス信号のほぼ中心位置でπラジアンだ
け位相が切り換わるように制御し、前記受信パル
ス信号の位置検出を可能にして受信パルス信号同
期のための負帰還ループを構成することにより、
上記問題点を解決している。

（作用） 第１図の実施例を詳細に説明するために先立つ
て、第４図のタイムチヤートを用いて本発明の原
理的な説明をする。

第１図においてモノパルスアンテナ和出力２は
２位相変調器出力８とともに第２混合器６３にお
いて混合され第２混合器出力４になるが、第２混
合器出力４の中心角周波数をωιとすれば、第４
混合器出力４には（sinωιt−sinωιt）のペアが出
力され、同期検波器６７にて同期検波されて、距
離誤差信号３３となる。第４図のように、もしそ
のときモノパルス和出力２のパルスの中心と２位
相変調器出力８の位相切り換え位置との差がτだ
けあると、距離誤差信号３３のバイポーラパルス
は非対称になり、低域通過ろ波器８５によつてτ
に比例した直流信号である低域通過ろ波器出力１
７になる。そして、この低域通過ろ波器出力１７
を利用して前記２位相変調器出力８の位相の切り
換え位置を直前に受信された和出力２のパルス中
心に一致させる。

（実施例） 以下、本発明に係る距離追尾レーダの実施例を
図面に従つて説明する。

第１図において、まず初めに距離信号の検出方
法について述べる。

基準パルス発生器５７の出力である基準パルス
２３は、送信源５９の出力である送信源出力１５
をパルス変調器６０においてパルス変調してパル
ス変調器出力２４になり、電力増幅器６１によつ
て増幅されて電力増幅器出力４７となり、送信ア
ンテナ５０によつて送信出力１８（電波）は目標
に向けて照射される。

目標からの反射波である受信入力１は、モノパ
ルスアンテナ５１において受信されて、一部はモ
ノパルスアンテナ和出力２となり、第１混合器６
２及び第２混合器６３のそれぞれに分岐されて、
局部発振器５６より得られる局部発振器出力１３
及び２位相変調器８２より得られる２位相変調器
出力８をそれぞれ使つて、第１混合器出力３及び
第２混合器出力４に周波数変換される。

第１混合器出力３は、第１中間周波数増幅器６
４にて増幅されて第１中間周波数増幅器出力５に
なり同期検波器６７の基準信号になる。

第２混合器出力４は、スイツチ信号発生器７８
の出力であるスイツチ信号発生器出力３１によつ
て作動される第１切換器６６を介して第２中間周
波増幅器６５において増幅され、第２中間周波増
幅器出力６になり、同期検波器６７において同期
検波される。

そして、スイツチ信号発生器出力３１により第
１切換器６６と同期して切り換えられる第２切換
器７７を介して同期検波器出力９から距離誤差信
号３３が得られる。

距離誤差信号３３は、低域通過ろ波器８５に入
力され、低域通過ろ波器出力１７となり、遅延発
振器８３に入力される。遅延発振器８３は低域通
過ろ波器出力１７に比例した遅延量の遅延パルス
３４を出力し、該遅延パルス３４が、バイポーラ
パルス発生器８４に入力されてバイポーラパルス
３５になる。このバイポーラパルス３５により局
部発振器出力１３を２位相変調器８２において位
相変調して０相とπ相の２位相変調された２位相
変調器出力８を作成する。すなわち、距離誤差信
号３３から２位相変調器出力８を作成するまでの
構成部分は、負帰還ループを構成して距離誤差信
号３３がゼロになるように２位相変調器出力８を
制御する。換言すれば、直前に受信されたモノパ
ルス和出力２のパルスの中心に、位相変調器出力
８の位相切り換え位置を一致させるように制御し
ている。

次ぎに角度信号の検出方法について述べる。前
記モノパルスアンテナ５１の方位角差出力１１
は、第４混合器６８において周波数変換され、第
１切換器６６においてスイツチ信号発生器７８の
出力であるスイツチ信号発生器出力３１により、
第４混合器出力２８と第２混合器出力４を交互に
切り換えて第１切換器出力３０となり、第２中間
周波数増幅器６５にて増幅されて、第２中間周波
数増幅器出力６になり同期検波器６７において同
期検波されて同期検波器出力９となり、第２切換
器７７に入力されて、スイツチ信号発生器出力３
１により第１切換器６６と同期して切り換えるこ
とにより、方位角誤差信号３２及び距離誤差信号
３３を得る。

以上の実施例によつて方位角誤差信号３２及び
距離誤差信号３３を共通の中間周波増幅器を用い
て簡単な方法によりモノパルスレーダを実現でき
ることの説明ができた。

なお、前記モノパルスアンテナ５１の高低角差
出力２５についても、方位角差出力１１と同様の
処理を行うことにより、高低角誤差信号を得るこ
とができる。

次ぎに実施例の補足説明をする。

(a) 第１図の実施例では具体的にパルスレーダへ
の応用について述べたが、送信パルス電波を送
信するのに必要な基準パルスが得られれば応用
が可能であるので、極めて広い範囲に応用でき
る。

(b) 第３図の振幅検波器出力１０とバイポーラパ
ルス３５の関係のように、モノパルスアンテナ
和出力２のパルス幅と２位相変調器出力８の関
係を１：２程度にすれば、距離誤差信号３３の
検出には十分であり、それ以外の信号は受信機
の中間周波数に変換されないので、ゲート回路
の役割を果たすことができる。

（発明の効果） (a) 本発明によれば、距離誤差信号を検出するの
に同期検波器を使用しているので、雑音の影響
を受けにくく、高感度である。

(b) 中間周波数増幅器の周波数帯域幅を狭くする
ことができるので、避けることのできない受信
機にある固有の雑音を減らすことができ、極め
て高感度の距離追尾レーダになつている。

(c) したがつて同じ距離を追尾する測距レーダに
とつて、第２図の従来例で示したパルス方式の
測距レーダと比較したときには、経済的にみて
格段に低価格である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る距離追尾レーダの実施例
を示すブロツク線図、第２図は距離追尾パルスレ
ーダの従来例を示すブロツク線図、第３図は第２
図の従来例を説明するためのタイムチヤート、第
４図は第１図の本発明の実施例を説明するための
タイムチヤートである。 １……受信入力、２……モノパルスアンテナ和
出力、３……第１混合器出力、４……第２混合器
出力、５……第１中間周波増幅器出力、６……第
２中間周波増幅器出力、８……２位相変調器出
力、９……同期検波器出力、１０……振幅検波器
出力、１１……方位角差出力、１３……局部発振
器出力、１５……送信源出力、１７……低域通過
ろ波器出力、１８……送信出力、２３……基準パ
ルス、２４……パルス変調器出力、２５……高低
角差出力、２８……第４混合器出力、３０……第
１切換器出力、３１……スイツチ信号発生器出
力、３２……方位角誤差信号、３３……距離誤差
信号、３４……遅延パルス、３５……バイポーラ
パルス、３６……第３混合器出力、３７……第３
中間周波増幅器出力、４７……電力増幅器出力、
５０……送信アンテナ、５１……モノパルスアン
テナ、５２……第３混合器、５３……第３中間周
波増幅器、５４……振幅検波器、５５……パルス
比較器、５６……局部発振器、５７……基準パル
ス発生器、５９……送信源、６０……パルス変調
器、６１……電力増幅器、６２……第１混合器、
６３……第２混合器、６４……第１中間周波増幅
器、６５……第２中間周波増幅器、６６……第１
切換器、６７……同期検波器、６８……第４混合
器、７７……第２切換器、７８……スイツチ信号
発生器、８２……２位相変調器、８３……遅延発
振器、８４……バイポーラパルス発生器、８５…
…低域通過ろ波器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ パルス変調された送信パルス信号を電波とし
   て送信し、伝ぱんによつてある時間遅れた前記送
   信した電波を受信して得た受信パルス信号を分岐
   して、混合器において位相変調されていない信号
   をスイツチング信号として用い、中間周波数に落
   とした信号を同期検波器の基準信号とし、他の一
   方の分岐された受信パルス信号を別の混合器にお
   いて０、πラジアンの２位相変調された混合のた
   めのスイツチング信号を用いて中間周波数に変換
   した信号を、前記基準信号によつて同期検波して
   同期検波器出力を得て、該同期検波器出力と前記
   送信パルス信号に同期した信号とを用い、前記２
   位相変調されたスイツチング信号は前記受信パル
   ス信号のほぼ中心位置でπラジアンだけ位相が切
   り換わるように制御し、前記受信パルス信号の位
   置検出を可能にして受信パルス信号同期のための
   負帰還ループを構成することを特徴とする距離追
   尾レーダ。 ２ 前記送信パルスの受信にモノパルスアンテナ
   を用い、該モノパルスアンテナの差出力と距離誤
   差信号復調のための信号の増幅を時分割により共
   通の中間周波増幅器を用いて実施し、前記モノパ
   ルスアンテナの和出力を用いて同期検波すること
   により、角度誤差信号及び距離誤差信号を取り出
   すことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   距離追尾レーダ。