JPH0240586B2 - - Google Patents

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JPH0240586B2
JPH0240586B2 JP58250289A JP25028983A JPH0240586B2 JP H0240586 B2 JPH0240586 B2 JP H0240586B2 JP 58250289 A JP58250289 A JP 58250289A JP 25028983 A JP25028983 A JP 25028983A JP H0240586 B2 JPH0240586 B2 JP H0240586B2
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Description

【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕 この発明は交流電動機により駆動されるエレベ
ータの速度を制御する装置の改良に関するもので
ある。 〔従来技術〕 かごを駆動する電動機に誘導電動機を用い、そ
の印加電圧を制御することによつて円滑な運転特
性を得て、高速のエレベータを運転することが、
例えば米国特許第3866097号明細書に示されてい
る。これを第１図によりその概要を説明する。 図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは三相交流電源、１は交流電
源Ｒ，Ｓ，Ｔの各相にそれぞれ一次巻線１Ａ〜１
Ｃが接続された三相誘導電動機、２Ａ〜２Ｃはサ
イリスタ、３Ａ〜３Ｃはダイオードでこれらはそ
れぞれ逆並列に接続されて交流電源Ｒ，Ｓ，Ｔと
電動機１の一次巻線１Ａ〜１Ｃの間に挿入されて
いる。３はセンタタツプトランスでその一次巻線
は交流電源Ｓ，Ｔに接続され二次巻線の両端はサ
イリスタ４Ａ，４Ｂを介して電動機１の一次巻線
１Ｂに、また中間端子は一次巻線１Ｃに接続され
ている。５は電動機１の回転子軸に結合され回転
子の回転速度に比例する速度信号５ａを発する速
度検出器、６は上記回転子により駆動される巻上
機の駆動網車、７は網車６に巻き掛けられた主
索、８，９はそれぞれ主索７の両端に結合された
かご及びつり合おもり、１０は速度指令値１０ａ
を発する速度指令発生回路、１１は速度指令信号
１０ａと速度信号５ａの差を増幅し、この差に応
じて点弧制御回路１２又は点弧制御回路１３を動
作させる演算増幅器で、点弧制御回路１２はサイ
リスタ２Ａ〜２Ｃを点弧制御し、点弧制御回路１
３はサイリスタ４Ａ，４Ｂを点弧制御するように
構成されている。 かご８が重負荷上昇運転で加速するときのよう
に、電動機１が力行運転するときは、速度信号５
ａは速度指令値１０ａよりも小さく、演算増幅器
１１は点弧制御回路１２へ出力を出し、サイリス
タ２Ａ〜２Ｃは点弧制御される。これで、電動機
１の一次巻線１Ａ〜１Ｃには可変電圧の三相交流
電圧が印加され、電動機１は負荷の要求するトル
クに見合つた力行トルクを発生し、かご８は滑ら
かに加速制御される。また、かご８が重負荷下降
運転で減速するときのように、電動機１が制動運
転するときは、速度信号５ａは速度指令値１０ａ
よりも大になり、演算増幅器１１は点弧制御回路
１３へ出力を送り、サイリスタ４Ａ，４Ｂが点弧
制御される。したがつて、サイリスタ４Ａ，４Ｂ
はセンタタツプ式単相全波整流回路を形成するの
で、電動機１の一次巻線１Ｂ，１Ｃには矢印Ｘ方
向の直流電流が流れ、電動機１は負荷の要求する
トルクに対応する制動トルクを発生し、かご８は
滑らかに減速制御される。 一方、最近省エネルギに対する要求が高まつて
来ている。省エネルギを実現するための手段の一
つは、エレベータの利用客が少ないとき、かご８
の速度を下げて電動機の出力を減らすことであ
る。 ところが、第１図に示すような制御装置で、力
行時に速度を下げるためには、電圧を下げて電動
機１の滑りを増し、制動時に速度を下げるために
は、直流電流を増すしか手段がない。このように
すると、低速運転時の効率は非常に悪くなり、せ
つかく速度を落すことによつて電動機１の出力を
減じても、入力はかえつて増大し、省エネルギに
はならない。 〔発明の概要〕 この発明は上記不具合を改良するもので、イン
バータで変換された可変電圧・可変周波数の交流
を誘導電動機に供給し、省エネルギ運転指令時、
速度指令値を低下させると共に、インバータの出
力周波数を低下させることにより、かごの速度を
下げて省エネルギ運転を可能とするようにした交
流エレベータの速度制御装置を提供することを目
的とする。 〔発明の実施例〕 以下、第２図〜第３１図によりこの発明を誘導
電動機がベクトル制御される場合に適用した一実
施例について説明する。 第２図中、１６は交流電源Ｒ，Ｓ，Ｔに接続さ
れサイリスタ１６Ａ〜１６Ｆによつて三相全波整
流回路が形成された回生用コンバータ、１７は交
流電源Ｒ，Ｓ，Ｔと回生用コンバータ１６の直流
側に接続されサイリスタ１７Ａ〜１７Ｆによつて
三相全波整流回路が形成された力行用コンバー
タ、１８は力行用コンバータ１７の直流出力線１
７ａ，１７ｂに接続された平滑コンデンサ、１９
は平滑コンデンサ１８の両端に接続された抵抗か
らなる電圧検出器で、１９ａは電圧検出器１９の
出力、２０は直流出力線１７ａ，１７ｂに接続さ
れたインバータで、６個のトランジスタ２０Ａ〜
２０Ｆと６個のダイオード２０ａ〜２０ｆからな
り、トランジスタ２０Ａ〜２０Ｆは互いに２個ず
つ直列に接続されたものが３組並列に接続され、
トランジスタ２０Ａ〜２０Ｆにはそれぞれダイオ
ード２０ａ〜２０ｆが並列に接続されている。２
１は後出する同期角速度信号８８ａと一定値信号
２２を加算する加算器（第２３図）、２３は加算
器２１の出力を増幅すると共に所定値に飽和させ
る制限器付増幅器（第２２図）、２４ａは増幅器
２３に接続され省エネルギ運転が指令されると閉
成する省エネルギ運転指令リレー接点、２４ｂは
加算器２１に接続され省エネルギ運転が指令され
ると開放する省エネルギ運転指令リレー接点で、
２４ｘは接点２４ａ，２４ｂの出力で電圧指令信
号、２５は電圧指令信号２４ｘと電圧検出器出力
１９ａの大きさの関係によりゲート回路２６（第
７図）又はゲート回路２７（第６図）を動作させ
る位相制御回路（第３図〜第５図）で、ゲート回
路２６からの点弧信号２６ａ〜２６ｆはそれぞれ
サイリスタ１６Ａ〜１６Ｆのゲートに、ゲート回
路２７からの点弧信号２７ａ〜２７ｆはそれぞれ
サイリスタ１７Ａ〜１７Ｆのゲートに送出され
る。２８は一次電圧指令値９８ａ〜９８ｃを入力
してベース駆動信号２８ａ〜２８ｆをそれぞれト
ランジスタ２０Ａ〜２０Ｆのベースに与えるベー
ス駆動回路（第８図）、２９はインバータ２０と
ベース駆動回路２８からなるパルス幅変調
（PWM）インバータで、２９ａ〜２９ｃはその
出力である。 第３図〜第５図は位相制御回路２５の構成を示
し、第３図中、３１は利得が−１の反転増幅器
（第２０図）、３２は正転増幅器（第２１図）、３
３は演算増幅器で、３３ａはその出力、３４は入
力が正の所定値に達すると出力３４ａが「Ｈ」と
なる比較器（第２７図）、３５は入力が負の所定
値に達すると出力３５ａが「Ｈ」となる比較器
（第２８図）、R1〜R4は抵抗である。 電圧検出器出力１９ａが同期角速度信号２４ｘ
よりも低いとき、すなわち平滑コンデンサ１８の
電圧が電圧指令値よりも低いときは、その加算値
は負となるが、演算増幅器３３で反転され出力３
３ａは正となる。したがつて、比較器３４の出力
３４ａは「Ｈ」、比較器３５の出力３５ａは「Ｌ」
となる。また、逆の場合、すなわち平滑コンデン
サ１８の電圧が電圧指令値よりも高いときは、そ
の加算値は正となるが、演算増幅器３３の出力３
３ａは負となる。したがつて、比較器３４ａの出
力は「Ｌ」、比較器３５の出力３５ａは「Ｈ」と
なる。この出力３４ａ及び出力３５ａは、力行用
コンバータ１７及び回生用コンバータ１６のどち
らか一方を動作させるのに用いられる。 第４図中、３６は利得が−１の反転増幅器（第
２０図）、３７，３８は入力Ａが「Ｈ」になると
それぞれ導通するスイツチ素子（例えば、
HARRIS社、HA201）、３９は演算増幅器で、３
９ａはその出力、R5〜R8は抵抗、C1はコンデン
サである。 信号３４ａが「Ｈ」のときは、信号３３ａは反
転してスイツチ素子３７を通り、信号３５ａが
「Ｈ」のときは、信号３３ａはそのままスイツチ
素子３８を通る。これらの信号は、演算増幅器３
９、抵抗R5〜R8及びコンデンサC1により、利得
及び位相の補償が行われる。 第５図中、４１は変圧器、４２は変圧器４１の
二次側に接続されブリツジ接続された整流回路、
４３は整流回路４２の直流側に接続されたゼナー
ダイオード、４４はコンデンサ、４５は利得が−
１の反転増幅器（第２０図）、４６，４７は演算
増幅器、４８，４９は負側電圧を制限するための
ダイオード、５０，５１はトランジスタで、５０
ａ，５１ａはそれらのコレクタ出力、R10〜R21
は抵抗、＋Ｖは半導体正電源、−Ｖは同じく負電源
である。なお、第２図の位相制御回路２５には、
第５図の回路がＲ相〜Ｔ相用として３組設けられ
ている。 変圧器４１、整流回路４２、ゼナーダイオード
４３、コンデンサ４４及び抵抗R10，R11で構成
される回路は、第２図のサイリスタ１６Ａ〜１６
Ｆ，１７Ａ〜１７Ｆの点弧角を制御するための電
源同期電圧を発生させる回路である。例えば、変
圧器４１にＲ相及びＴ相の線間電圧を加えること
により、Ｒ相のサイリスタ１６Ａ，１６Ｄ，１７
Ａ，１７Ｄの点弧角を制御するための同期電圧が
得られる。整流回路４２、ゼナーダイオード４３
及びコンデンサ４４により、ほぼ三角形状の電圧
が発生し、これが基準値となつて演算増幅器４
６，４７に供給される。演算増幅器４６、抵抗
R12，R13及び負電源−Ｖで構成される回路、及
び演算増幅器４７、抵抗R14，R15及び正電源＋
Ｖで構成される回路により、それぞれバイアスさ
れた電圧が演算増幅器４６，４７に入力されてい
るので、それぞれヒステリシス幅を持つた比較器
が構成されている。したがつて、例えば信号３９
ａが正の値で上記三角形状の電圧の所定値を越え
ると、演算増幅器４６の出力は「Ｈ」となる。こ
のとき、演算増幅器４７の出力は「Ｌ」になつて
いる。逆に、信号３９ａが負の値で上記三角形状
の電圧の所定値を越えていると、演算増幅器４７
の出力は「Ｈ」となる。このとき、演算増幅器４
６の出力は「Ｌ」になつている。演算増幅器４６
の出力が「Ｈ」になると、トランジスタ５０は導
通し、出力５０ａは零電圧となる。一方、トラン
ジスタ５１は不導通であるので、出力５１ａは正
電圧となる。 第６図及び第７図中、５３〜６０はダイオー
ド、６１〜６４はパルス変圧器、６５〜６８はコ
ンデンサ、６９〜７２はトランジスタ、R22〜
R31は抵抗である。なお、図はＲ相用だけを示す
が、Ｓ相及びＴ相についても同様に構成されてい
る。 信号３４ａが「Ｈ」、すなわち平滑コンデンサ
１８の電圧が電圧指令値よりも低いとき（力行
時）は、トランジスタ６９，７０は導通し、パル
ス変圧器６１，６２の一次側の一端には正電圧が
印加される。そして、トランジスタ出力５０ａが
零電圧になると、パルス変圧器６１の一次側及び
ダイオード５３を通じて電流が流れるので、二次
側にはパルス電圧が発生し、サイリスタ１７Ａは
導通する。このとき、トランジスタ出力５１ａは
正電圧を持つているので、パルス変圧器６２の一
次側には電流が流れず、二次側にはパルス電圧は
発生せず、サイリスタ１７Ｄは導通しない。この
ようにして、力行用コンバータ１７は動作し、平
滑コンデンサ１９の電圧を上昇させる。また、信
号３５ａが「Ｈ」のときは、トランジスタ出力５
０ａ，５１ａにより、パルス変圧器６３又はパル
ス変圧器６４が動作し、サイリスタ１６Ａ又はサ
イリスタ１６Ｄが導通する。このようにして、回
生用コンバータ１６は動作し、平滑コンデンサ１
８の電圧を低下させる。 第８図及び第９図はベース駆動回路２８の構成
を示し、第８図中、７４は交流電源Ｒ，Ｓ，Ｔの
周波数よりも十分高い一定周波数の三角波７４ａ
を発振する三角波発生器（第９図）、７５Ａ〜７
５Ｃは入力A1と入力A2を比較し、入力A1≧入力
A2のとき出力が「Ｈ」となり、入力A1＜入力A2
のとき出力が「Ｌ」となる比較器（第２９図）、
７６Ａ〜７６Ｃは二相分配器、７６AA〜７６
ACはNOTゲート、７６ADは抵抗、７６AEは
コンデンサ、７６AF，７６AGはANDゲートで
ある。 比較器７５Ａは後出する一次電圧指令値９８ａ
と三角波７４ａを比較し、一次電圧指令値９８ａ
が三角波７４ａ以上の場合に出力が「Ｈ」になる
ので、比較器７５Ａの出力７５Aaは第１０図に
示すような波形となる。NOTゲート７６AA〜
７６ACの動作により、出力７５Aaが「Ｈ」のと
き、ANDゲート７６AFの出力２８ａは「Ｈ」と
なり、ANDゲート７６AGの出力２８ｄは「Ｌ」
となる。また、出力７５Aaが「Ｌ」のとき、
ANDゲート７６AFの出力２８ａは「Ｌ」とな
り、ANDゲート７６AGの出力２８ｄは「Ｈ」
となる。すなわち、インバータ２０のトランジス
タ２０Ａ，２０ｄを交互に導通させる。二相分配
器７６Ｂ，７６Ｃについても同様であり、出力２
８ｂ，２８ｅによつてトランジスタ２０Ｂ，２０
Ｅを交互に、出力２８ｃ，２８ｆによつてトラン
ジスタ２０Ｃ，２０Ｆを交互に導通させる。この
ようにして、正弦波が三角波変調された電圧が電
動機１に印加される。 第９図中、７４Ａは交流電源Ｒ，Ｓ，Ｔの周波
数よりも十分高い一定周波数の正弦波交流を発す
る交流電源、７４Ｂ，７４Ｃはゼナーダイオー
ド、７４Ｄはコンデンサ、７４Ｅ，７４Ｆは抵抗
である。 交流電源７４Ａの正弦波交流は、ゼナーダイオ
ード７４Ｂ，７４Ｃによりその最大値が制限され
る。これがコンデンサ７４Ｄ及び抵抗７４Ｅから
なる時定数の大きい遅延回路によつて遅らされる
ことになり、三角波７４ａが得られる。 第１１図はPWMインバータ２９を用い、励磁
を一定に制御する場合の誘導電動機１のベクトル
制御方式の構成図である。 図中、８１〜８３はPWMインバータ２９の交
流出力２９ａ〜２９ｃの瞬時値に対応する電流信
号８１ａ〜８３ａを発する直流交流器、８４は後
述する正弦波信号９０ａ及び余弦波信号９０ｂを
入力して上記電流信号８１ａ〜８３ａを電動機１
の二次磁束ベクトルの角速度ωに同期して回転す
る座標軸上の励磁電流成分信号８４ａとトルク電
流成分信号８４ｂに変換する三相／二相座標変換
器（第１５図）、８５は除算器（例えば、
ANALOG DEVICES社、ADS33）、８６は入力
に係数を乗じて滑り周波数信号８６ａを発する係
数乗算回路（第１７図）、８７は速度信号５ａを
入力する利得ｐ（電動機１の極対数に相当）の正
転増幅器（第２１図）、８８は滑り周波数信号８
６ａと正転増幅器８７の出力を加算して同期角速
度信号８８ａを発する加算器（第２３図）、８９
は同期角速度信号８８ａを積分して二次磁束ベク
トルの位相角信号８９ａを発する積分器（第２５
図）、９０は位相角信号８９ａを入力して正弦波
信号９０ａ及び余弦波信号９０ｂを出力する関数
発生器（第１８図）、９１は励磁電流成分指令値
９１ａを発する励磁指令回路（第１９図）、９２
は励磁電流成分指令値９１ａから励磁電流成分信
号８４ａを減算してその偏差信号を発する減算器
（第２４図）、９３は第２６図に示される遅れ進み
回路で構成され減算器９２の出力が零になるよう
に制御する励磁電流成分制御回路で、９３ａは励
磁電圧成分指令値、９４は速度指令値１０ａから
速度信号５ａを減算してその偏差信号を発する減
算器（第２４図）、９５は第２６図に示す遅れ進
み回路で構成され上記偏差信号が零になるように
制御する速度制御回路で、９５ａはトルク電流成
分指令値、９６はトルク電流成分指令値９５ａか
らトルク電流成分信号８４ｂを減算してその偏差
信号を発する減算器（第２４図）、９７は第２６
図に示す遅れ進み回路で構成され減算器９６の出
力が零になるように制御するトルク電流成分制御
回路で、９７ａはトルク電圧成分指令値、９８は
励磁電圧成分指令値９３ａ、トルク電圧成分指令
値９７ａ、正弦波信号９０ａ及び余弦波信号９０
ｂを入力して三相各相の一次電圧指令値９８ａ〜
８９ｃに変換する二相／三相座標変換器（第１６
図）である。 第１２図及び第１３図は速度指令発生回路１０
の構成を示し、図中、Ｅ，(+)，(-)は直流電源、
R41〜R48は抵抗、C3，C4はコンデンサ、Aaは起
動指令が出ると閉成する起動指令リレー接点、
Ab〜Adは同じく開放する起動指令リレー接点、
Baは乗場呼び又はかご呼びに対して停止を決定
すると開放する停止決定リレー接点、Bb〜Bdは
同じく閉成する停止決定リレー接点、Ｄ１〜Ｄ４
は起動時閉成しており後かご８が所定の減速点に
来ると順次開放される減速点検出リレー接点で、
接点Ｄ１→接点Ｄ４の順に開放する。Ｎ１〜Ｎ４
は加減速指令リレーで、Ｎ１ａ〜Ｎ４ａはそれぞ
れ加減速指令リレーＮ１〜Ｎ４の常開接点、Ｎ２
ｂ〜Ｎ４ｂは同じく加減速指令リレーＮ２〜Ｎ４
の常開接点、Ｎ１ｃ〜Ｎ３ｃは同じく加減速指令
リレーＮ１〜Ｎ３の常閉接点、Ｔ１〜Ｔ３は付勢
されると直ちに動作し消勢されると一定時間後に
復帰する時限リレーで、Ｔ１ａ〜Ｔ３ａはそれぞ
れ時限リレーＴ１〜Ｔ３の常閉接点、Ｔ１ｂ〜Ｔ
３ｂは同じく常開接点、２４ｃは第２図の接点２
４ｂと同様の省エネルギ運転指令リレー接点であ
る。 電源(+)，(-)が供給されると、起動指令リレ
ー接点Ab〜Adを通じて時限リレーＴ１〜Ｔ３は
付勢され、接点Ｔ１ｂ〜Ｔ３ｂの閉成によりそれ
ぞれ自己保持し、接点Ｔ１ａ〜Ｔ３ａは開放す
る。また、減速点検出リレー接点Ｄ１〜Ｄ４は閉
成している。平常時は省エネルギ運転指令リレー
接点２４ｃは閉成している。 起動指令が出ると、起動指令リレー接点Aaは
閉成し、接点Ab〜Adは開放する。接点Aaが閉
成すると、(+)−Aa−Ba−Ｎ１−(-)の回路によ
り、加減速指令リレーＮ１は付勢され、接点Ｎ１
ａは閉成して抵抗R41は短絡される。また、接点
Ｎ１ｃは開放するので時限リレーＴ１は一定時間
後に復帰し、接点Ｔ１ａは閉成する。これで、
（＋）−Ｔ１ａ−Ｎ２−(-)の回路で加減速指令リ
レーＮ２は付勢され、接点Ｎ２ｂの閉成により自
己保持する。そして、接点Ｎ２ａは閉成して抵抗
R42は短絡される。また、接点Ｎ２ｃは開放する
ので、時限リレーＴ２は一定時間後に復帰し、
（＋）−Ｔ２ａ−Ｎ３−２４ｃ−(-)の回路で加減
速指令リレーＮ３は付勢され、接点Ｎ３ａは閉成
して抵抗R43は短絡される。以下同様にして接点
Ｎ４ａは閉成して抵抗R44は短絡される。このよ
うにして、速度指令値１０ａは第１４図の曲線１
０ａ１に示すように漸増する加速指令値となる。
加速が終了すると曲線１０ａ２に示すように一定
値を保持する一定速指令値となる。 呼びが検出されて停止を決定すると、停止決定
リレー接点Baは開放し、接点Bb〜Bdは閉成す
る。接点Bb〜Bdの閉成により、時限リレーＴ１
〜Ｔ３は付勢され、接点Ｔ１ａ〜Ｔ３ａは開放
し、接点Ｔ１ｂ〜Ｔ３ｂは閉成する。かご８が所
定の減速点に達すると、減速点検出リレー接点Ｄ
１は開放するので、加減速指令リレーＮ４は消勢
され、接点Ｎ４ａは開放して抵抗R44は挿入され
る。かご８が次の減速点に達すると、減速点検出
リレー接点Ｄ２は開放するので、加減速指令リレ
ーＮ３は消勢され、接点Ｎ３ａは開放して抵抗
R43は挿入される。以下同様にして、接点Ｎ２
ａ，Ｎ１ａは開放し、抵抗R42，R41は順次挿入
される。このようにして、速度指令値１０ａは曲
線１０ａ３に示すように漸減する減速指令値とな
る。 省エネルギ運転指令が出ると、接点２４ｃは開
放する。これで、加減速指令リレーＮ３，Ｎ４は
付勢されなくなるので、速度指令値１０ａは曲線
１０ａ４に示すように低速指令値となる。 第１５図は三相／二相座標変換器８４の構成を
示し、図中１０１Ａ，１０１Ｂはそれぞれ利得が
√２／３及び１／√２の正転増幅器（第２１図）、１０ １Ｃ〜１０１Ｅはそれぞれ利得が−１／√６、− １／√６、及び−１／√２の反転増幅器（第２０図）、 １０２Ａ〜１０２Ｃは加算器（第２３図）、１０
２Ｄは減算器（第２４図）、１０３Ａ〜１０３Ｄ
は乗算器（例えばANALOG DEVICES社、
AD533）である。 励磁電流成分信号８４ａ及びトルク電流成分信
号８４ｂと電動機１の直流電流信号８１ａ〜８３
ａの間には、周知のように次の関係がある。 ここに、ids：励磁電流成分８４ａ iqs：トルク電流成分８４ｂ iu〜iw：電動機一次電流８１ａ〜８３ａ 座標変換器８４はこれを演算するものである。 第１６図は二相／三相座標変換器９８の構成を
示し、図中、１０４Ａ〜１０４Ｄは乗算器１０３
Ａと同様の乗算器、１０５Ａ，１０５Ｂは減算器
（第２４図）、１０５Ｃ，１０５Ｄは加算器（第２
３図）、１０６Ａ，１０６Ｂはそれぞれ利得が
【式】の正転増幅器（第２１図）、 １０６Ｃは利得が
【式】の反転増幅器（第２０ 図）である。 励磁電圧成分指令値９３ａ及びトルク電圧成分
指令値９７ａと、一次電圧指令値９８ａ〜９８ｃ
の間には、周知のように次の関係がある。 ここに、V* u〜V* w：一次電圧指令値９８ａ〜９
８ｃ V* ds：励磁電圧成分指令値９３ａ V* qs：トルク電圧成分指令値９７
ａ 座標変換器９８はこれを演算するものである。 第１７図は係数乗算回路８６の構成を示し、図
中、１１１，１１２は演算増幅器、R51〜R56は
抵抗である（ただし、R54＝R55）。 滑り周波数信号８６ap〓sは次のように演算され
る。 p〓s＝iqs／ids（−R52／R51）（−R55／R54） ＝iqs／idsR52／R51＝iqs／idsRr／Lr ここに、ｐ：電動機５の極対数 ωs：滑り角周波数８６ａ Rr：電動機１の二次抵抗値 Lr：電動機１の二次インダクタンス値 すなわち、除算器８５からの入力にRr／Lrが
乗ぜられ、かつ反転して負値となる。更にこれが
演算増幅器１１２によつて反転されて正値とな
り、滑り周波数信号８６ａが出力される。 第１８図は関数発生器９０の構成を示し、図
中、１１３は位相角信号８９ａを入力してこれを
デイジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器（例えば、
BURR BROWN社、ADC80）、１１４は各位相
角θに対するcosθの値がデイジタル値で格納され
ている余弦ROM（例えば、INTEL社、i2716）、
１１５は同じくsinθの値が格納されている正弦
ROM、１１６，１１７はデイジタル値をアナロ
グ値に変換するＤ／Ａ変換器（例えば、BURR
BROWN社、DAC80）である。 位相角信号８９ａにより表される位相角θに対
するcosθの値は余弦ROM１１４から、またsinθ
の値は正弦ROM１１５からそれぞれ読み出さ
れ、Ｄ／Ａ変換器１１６，１１７によりアナログ
値に変換されて余弦波信号９０ｂ及び正弦波信号
９０ａとなる。 第１９図は励磁指令回路９１の構成を示し、図
中、Ｗは弱め励磁を行うとき閉成する弱め励磁リ
レー接点、Ｎは基準励磁を行うとき閉成する基準
励磁リレー接点、Ｓは強め励磁を行うとき閉成す
る強め励磁リレー接点、R57〜R60は抵抗、Ｅは
直流電源である。 接点Ｗ，Ｎ，Ｓのいずれかが閉成されることに
より、抵抗R57〜R60で定まる励磁電流成分指令
値９１ａが出力される。この値は、接点Ｗが閉成
されたときは、Ｅ×R60／R58＋R59＋R60、接点Ｎが 閉成されたときは、Ｅ×R60／R59＋R60、接点Ｓが閉 成されたときはＥとなる。 第２０図〜第２９図にその他の素子の構成を示
す。図中、Ａ，A1，A2…は入力、Ｂは出力、P1，
P2…は演算増幅器、R1，R2…、r1，r2…は抵抗、
Ｃはコンデンサ、Ｄはダイオード、Ｚはゼナーダ
イオードである。 第２０図は反転増幅器である。 Ｂ＝−R2／R1Ａ であるから、R1＝R2とすると、Ｂ＝−Ａとなる。 第２１図は正転増幅器である。 Ｂ＝R2＋R3／R3・r2／r1＋r2Ａ であるから、R2＋R3／R3・r2／r1＋r2を例えば
【式】にすると、
【式】とな る。 第２２図は制限器付正転増幅器である。 Ｂ＝R2＋R3／R3Ａ となる。ただし、出力Ａはゼナ電圧で飽和する。 第２３図は加算器である。 Ｂ＝A1＋A2＋A3 となる。 第２４図は減算器である。 Ｂ＝A2−A1 となる。 第２５図は積分器である。 Ｂ＝１／R1CSＡ（Ｓはラプラス演算子） であるから、R1・Ｃ＝１のときＢ＝１／Ｓとなる。 第２６図は遅れ進み回路である。 Ｂ＝R2／R1・１＋R2CS／１＋（R2＋R21）CSＡ であるから、R1＝R2、R2C＝T1、（R2＋R21）Ｃ
＝T2とすれば、Ｂ＝１＋T1S／１＋T2SＡとなる。 第２７図及び第２８図は比較器で、演算増幅器
P1にはそれぞれ抵抗R2，R4で定まるバイアス電
圧が印加されている。この値をｅとすると、第２
７図ではＡ≧ｅになると、第２８図ではＡ≦−ｅ
になると、それぞれ出力Ｂは「Ｈ」になる。 第２９図も比較器で、A1≧A2のとき出力Ｂは
「Ｈ」となり、A1＜A2のとき出力Ｂは「Ｌ」とな
る。 次に、この実施例の動作を説明する。 まず、ベクトル制御の概要について述べる。 誘導電動機の状態方程式は、角速度ωで回転す
るｄ−ｑ（励磁成分−トルク成分）座標系におい
て、一次電流のｄ軸及びｑ軸成分ids，iqs及び二
次電流のｄ軸及びｑ軸成分idr，iqrをそれぞれ状
態変数とし、一次電圧のｄ軸及びｑ軸成分vds，
vqsを入力変数とすると式のように表される。
【表】 〓 １ 〓

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 商用交流電源の交流電力をコンバータで可変
    電圧の直流電力に変換し、この直流電力をインバ
    ータで可変電圧・可変周波数の交流電力に変換し
    て誘導電動機に供給し速度指令値により上記電動
    機を制御してかごを運転すると共に、上記コンバ
    ータの出力電圧を上記インバータの出力周波数に
    応じて変化させるようにしたものにおいて、省エ
    ネルギ運転を指令する省エネルギ運転指令装置、
    この省エネルギ運転指令装置が動作すると上記速
    度指令値を低下させた低速度指令値を発する低速
    度指令発生回路、この低速度指令値に応じて上記
    インバータの出力周波数を低下させる周波数低下
    回路、及び上記省エネルギ運転指令発生装置が動
    作すると上記コンバータの出力電圧を上記省エネ
    ルギ運転指令装置の動作前よりも高くする電圧制
    御回路を備えたことを特徴とする交流エレベータ
    の速度制御装置。
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