JPH0232610A

JPH0232610A - Ａｇｃ回路

Info

Publication number: JPH0232610A
Application number: JP18261588A
Authority: JP
Inventors: Yamato Okashin; 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-07-21
Filing date: 1988-07-21
Publication date: 1990-02-02

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明はＡＧＣ回路に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、ＡＧＣ回路において、コレクタ電流の比が
１：Ｎの差動アンプと、Ｎ：１の差動アンプとを並列接
続するとともに、同様の並列回路を差動アンプの入力端
に接続することにより、妨害特性やＳ／Ｎなどを改善し
たものである争〔従来の技術〕ラジオ受信機などに使用されるＡＧＣ回路として、例え
ば第８図に示すようなものがある。

すなわち、同図において、（１１）はアンテナ同調回路
、（１２）は差動アンプを示し、このアンプ（１２）は
差動増幅用のトランジスタＱａ、Ｑｂと、定電流源用の
トランジスタＱｃとにより構成されている。また、Ｄａ
、ｌ）ｂはシャント用のダイオード、Ｑｄはその制御用
のトランジスタで、そのベースにはＡＧＣ電圧Ｖａが供
給される。

したがって、量刑回路（１１）において目的とする放送
波信号が選択され、この信号が差動アンプ（１２）に供
給されて増幅され、トランジスタＱａ。

Ｑｂのコレクタから電流出力として取り出される。

そして、この場合、ＡＧＣ電圧Ｖａに対応してトランジ
スタＱｄのコレクタ電流が変化し、このコレクタ電流に
対応してダイオードＤａ、Ｄｂのインピーダンスが変化
するとともに、このダイオードＤａ、Ｄｂにより、同調
回路（１１）からトランジスタＱａ＋Ｑｂのベースに供
給される放送波信号がシャントされるので、トランジス
タＱａ、Ｑｂのコレクタ出力はＡＧＣが行われているこ
とになる。

あるいは、ダイオードＤａ、Ｄｂと、トランジスタＱａ
、Ｑｂとは、それぞれダイオードＤａ、Ｄｂを入力側と
したカレントミラー回路を構成していると考えることも
できる。したがって、トランジスタＱｃ、Ｑｄのコレク
タ電流が等しいときには、タイオードＤ　ａ　＊　Ｄ　
ｂに流れる信号電流と、トランジスタＱ　ａ　＋　Ｑ　
ｂのコレクタに流れる信号電流とは等しく、電流利得は
１倍である。

しかし、トランジスタＱｃ、Ｑｄのコレクタ電流が異な
るときには、ダイオードＤａ、Ｄｂに流れる信号電流と
、トランジスタＱａ、Ｑｂのコレクタに流れる信号電流
との比率は、トランジスタＱｃ、Ｑｄのコレクタ電流の
比率となる。

したがって、このＡＧＣ回路においては、トランジスタ
Ｑｃ、Ｑｄのコレクタ電流の比率にしたがった電流利得
となってＡＧＣが行われる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、一般に、ダイオードの順方向電圧対順方向電
流特性や、トランジスタのベース・エミッタ間電圧対ベ
ース電流（コレクタ電流）特性は、指数関数特性であり
、非直線性である。

このため、上述のＡＧＣ回路において、ダイオードＤａ
、Ｄｂの端子間電圧がｌＱｍＶ程度以上になると、その
非直線性により混＊調特性やスプリアス特性などが悪化
してしまう。

したがって、上述のＡＧＣ回路においては、ダイオード
Ｄａ、ｌ）ｂの端子間電圧がｌＱｍＶに達する人力レベ
ル（受信電界レベル）からＡＧＣをかける必要がある。

すなわち、第９図に示すように、比較的小さい人力レベ
ルＥｘ　　（このとき、ダイオードＤａ、Ｄｂの端子間
電圧がｌＱｍＶになる）からＡＧＣをかけて検波出力を
一定レベルにすると同時に、ダイオードＤａ、Ｄｂの端
子間電圧がｌＱｍＶを越えないようにする必要がある。

しかし、このようにすると、入力レベルが小さいにもか
かわらず、そのレベルをＡＧＣにより制限しているので
、後段の利得を大きくする必要があり、この結果、出力
信号（検波出力）のノイズレベルが同図に破線で示すよ
うな特性となり、ＡＭ受信機の場合、最大Ｓ／Ｎが悪く
なってしまう。

つまり、上述のＡＧＣ回路では、妨害特性とＳ／Ｎとを
両立させることができない。

この発明は、このような問題点を解決しようとするもの
である。

〔課題を解決するための手段〕

このため、この発明においては、コレクタ電流の比が１
：Ｎの差動アンプと、Ｎ：１の差動アンブとを並列接続
するとともに、電流の比が１：ｎの１対のダイオードと
、ｎ：１の１対のダイオードとにより、ＡＧＣを行うよ
うにしたものである。

（作用）差動アンプ及びダイオードの直線性が改善されて大入力
特性が良好となり、妨害特性及びＳ／Ｎの両者が改善さ
れる。

〔実施例〕

まず、基本となる差動アンプについて第２図により説明
しよう。

第５図において、トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタが
互いに接続され、このエミッタと接地との間に、定電流
源用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間が接続
されるとともに、そのベースにバイアス電圧ｖｂが供給
されて差動アンプ（１）が構成される。

また、トランジスタＱ３〜Ｑ５により同様にして差動ア
ンプ（２）が構成される。

そして、この場合、トランジスタｕｚ、Ｑｓのベース・
エミッタ間の接合面積と、トランジスタＱ２　＊　Ｑ４
のベース・エミッタ間の接合面積との比を１：Ｎとする
ことにより、トランジスタＱＬ。

Ｑ２　、Ｑ４　、Ｑｓのベース・エミッタ間電圧が互い
に等しいとき、トランジスタＱｌ、ＱＳのコレクタ電流
と、トランジスタＱ２　＊　Ｑ４のコレクタ電流との比
が１：Ｎとなるようにされる。なお、この比率Ｎについ
ては、後述する。また、トランジスタＱ３．ＱＧは互い
に等しい特性とされる。

さらに、トランジスタＱ１　、Ｑ４のベースが入力端子
゛ｌ゛１に接続され、トランジスタＱ２．Ｑ５のベース
が入力端子１゛２に接続される。そして、端子Ｔ１．ｉ
’、には、振幅が互いに等しく、かつ、位相が互いに逆
相の入力信号電圧±Ｖ（バイアス電圧を含む）が供給さ
れる。

また、トランジスタＱ１．．Ｑ４のコレクタが共通接続
されて出力端子゛ｒ３とされるとともに、トランジスタ
Ｑ２．Ｑ５のコレクタが共通接続されて出力端子ｂこのような構成によれば、差動アンプ（１１，＋２）は
入力端子’ｒｘ、７２及び出力端子’Ｉ’ｓ　、　Ｔ４
　ニ対して並列接続されているとともに、トランジスタ
Ｑ１．Ｑ５とＱ２　＋　　Ｑ４とでコレクタ電流の比が
逆関係とされているので、出力端子’ｌ’３１　Ｔ４に
は、直流レベルが互いに等しく、かつ、入力信号電圧上
■に対応して振幅が互いに等しいとともに、。

位相が互いに逆相の出力信号電流±ｌが得られる。

すなわち、この回路は、入力信号電圧士■及びその出力
信号電流上■については一般の差動アンプと同様に動作
する。

しかし、この場合、差動アンプ（１１，（２）が並列接
続されているとともに、トランジスタＱｔ　＋　Ｑｓと
Ｑ２　＊　Ｑ４とでコレクタ電流の比が逆関係とされて
いるので、アンプ＋１）、　１２）で偶数次の高調波歪
みが発生しても、これは出力電流±１においてはキャン
セルされ、出力電流±Ｉには偶数次の高調波歪みはほと
んど含まれない。

また、コレクタ電流の比率Ｎを選定することにより、出
力電流±ｌには第３次の高調波歪みもほとんど含まれな
くなる。

すなわち、第５図の差動アンプによれば、１　＝　Ｉｏ
　ｅｘｐ　　（ＫＶ）　／　（１＋ｅｘｐ　　（ＫＶ）
　）１ｏ：トランジスタＱ３．ＱＧの各コレクタ電流Ｋ”ｑ／（ｋ’ｌ’）であるから第３次の高調波歪みが発生する入力信号電圧
対出力信号電流特性の２階微分値は、ｇａ＋：相互コン
ダクタンスとなる。したがって、からｅｘｐ　（Ｋ　Ｖ）　＝　２±「「となる、したがってＮ！！２±、／７のとき、第３次の高調波歪みは鰻小となる。

第６図は、比率Ｎと、全高調波歪み量との関係を、コン
ピュータによりシミュレーションした結果を示す。そし
て、Ｎ−１が一般の差動アンプであるが、この図によれ
ば、一般の差動アンプ（Ｎ−１のとき）に比べ、Ｎ−２
＋（’Ｎのときには、歪み量が３０ｄＢ以上少なく、歪
み特性は大幅に改善されている。

また、第７図は、比率Ｎをパラメータとし、入力信号電
圧■と、全高調波歪み量との関係をシミュレーションし
た結果を示す。なお、破線の直線Ｒは、一般の差動アン
プにおける定電流源を５００Ωの抵抗器とした場合の特
性を、比較のために示すものである。

そして、この図によれば、小振幅入力から大幅人力まで
入力信号電圧■にかかわらず、Ｎ−１（一般の差動アン
プ）のときよりもＮζ２＋（コのとき、歪み量が減少し
ているとともに、Ｎ−２＋「３に近づくにつれて歪み量
は、より減少している。

そして、一般の差動アンプ（Ｎ−１）に比べて歪み量が
Ａ、すなわち、−６ｄＢ以下であれば、その走率がほぼ
改善されたとみなすことができるので、そのときの比率
Ｎを第２図から求めると、Ｎ≒２．５〜６である。つま
り、比率Ｎをこのような値に設定すれば、一般の差動ア
ンプ（Ｎ−１）に比べて歪み量が〃以下（−６ｄＢ以下
）であり、歪率特性が改善されたとみることができる。

以上のように、コレクタ電流の比が１：Ｎ（Ｎ＃２．５
〜６）の差動アンプ（１）と、Ｎ：１の差動アンプ（２
）とを並列接続すれば、歪率特性を改善できる。そして
、歪率特性が良好であるということは、直線性が良好で
あるということにほかならず、特に第７図によれば、小
振幅入力から大振幅入力まで直線性が良好である。

この発明は、このような点を利用したもので、以下、そ
の−例について説明しよう。

第１図において、差動アンプ＋１１．　（２１が上述の
ように構成されるとともに、トランジスタＱ１．Ｑ４の
ベースとトランジスタＱ２．Ｑ５のベースとの間に、同
調回路（１１）からの放送波の信号電圧が供給される。

なお、このとき、トランジスタＱ３゜Ｑｅのベースには
、端子゛ｒ５を通じてＡＧＣｍＪＥＶａが供給される。

さらに、トランジスタＱｔｔ、　Ｑ１０のエミッタと接
地との間に定電流源用のトランジスタＱ１３のコレクタ
・エミッタ間が接続され、トランジスタＱ１ｔのベース
及びコレクタがトランジスタＱｌ、Ｑ４のベースに共通
に接続され、トランジスタＱＬ２のベース及びコレクタ
がトランジスタＱ２　＋　Ｑｓのベースに共通に接続さ
れるとともに、トランジスタＱ１３のベースに端子′ｌ
′６を通じてＡＧＣ電圧Ｖｄが供給される。

また、トランジスタＱ１４〜Ｑｘｅが、トランジスタＱ
１．Ｑ２　＋　Ｑ４　、Ｑｓ及び端子Ｔ６に対してトラ
ンジスタＱ１ｔ〜Ｑ工３と同様に接続される。

そして、この場合、トランジスタＱｔｔ＋　ＱＬ２１Ｑ
Ｌ４１　Ｑｔｓのベース・エミッタ間電圧が互いに等し
いとき、トランジスタＱｔｔ＋　　Ｑｌｓのコレクタ電
流と、トランジスタＱ　１２　、　　Ｑ　１４のコレク
タ電流との比が、１：ｎとなるようにされる。なお、こ
の比率ｎについては、比率Ｎと同様の値をとることがで
き、この例においては、ｎｗａ　Ｎである。

このような構成によれば、同国回路（１１）からの放送
波の信号電圧は、差動アンプ（１１，（２）により増幅
されて出力端子Ｔ　３１　Ｔ　４に電流±１として取り
出される。

そして、このとき、ＡＧＣ電圧Ｖａによりトランジスタ
Ｑｘ、Ｑｓのコレクタ電流が制御されるので、これによ
りＡＧＣが行われる。

さらに、トランジスタＱ１１１　　Ｑ１４１　Ｑ１２１
　　Ｑ１５が、それぞれダイオード接続されているので
、ＡＧＣ電圧ＶｄにしたがってトランジスタＱｕ、Ｑ１
４゜Ｑ１２１　Ｑｔｓのインピーダンスが変化してシャ
ントＡＧＣが行われる。

あるいは、トランジスタＱＬＩＩ　　Ｑ１４とＱ！、Ｑ
４とがカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱ１
２．　Ｑ４５とＱ２．Ｑ５とがカレントミラー回路を構
成するとともに、それらの入力側のトランジスタＱｌｌ
ｌ　　Ｑ１４１　　Ｑ１２１　　Ｑｔｓのコレクタ電流
と、出力側のトランジスタＱｌ　、Ｑ４　、Ｑ２　、Ｑ
ｓのコレクタ電流との比率が、ＡＧＣ電圧Ｖｄにしたか
って変化して電流利得が変化するので、ＡＧＣが行われ
る。

そして、この場合、差動アンプ（１）、（２）は、上述
のように、小振幅入力から大振幅人力まで直線性が良好
であるとともに、トランジスタＱＩＬ〜Ｑｔｓも差動ア
ンプ（１１，（２）のトランジスタＱ１〜Ｑ６と同じ接
続関係の差動アンプを構成しているので、やはり小振幅
人力から大振幅入力まで直線性は良好である。

こうして、この発明によれば、トランジスタＱｔ　＋　
Ｑ４　＊　Ｑ２　ｒ　Ｑ５及びＱＩＬＩ　Ｑｌ４１　Ｑ
ｌ２゜ＱＬＳが小振幅入力から大振幅入力まで低歪率で
ＡＧＣを行うことができるので、混＊調特性やスプリア
ス特性などを改善できる。

また、大振幅入力時でも直線性が良好なので、ＡＧＣ４
圧ＶｄによるＡＧＣの開始レベルを、第９図にレベルＥ
２として示すように遅らせることができ、したがって、
ノイズレベルは同図に実線で示すような特性となり、Ｓ
／Ｎを改善できる。

さらに、ＡＧＣ＠圧ＶａによるＡＧＣ範囲を小人力振幅
側とし、ＡＧＣ電圧ＶｄによるＡＧＣ範囲を大入力１辰
幅側とすることにより、より広い範囲にわたってＡＧＣ
を行うことができる。

なお、上述においては、トランジスタＱＬ、Ｑ５とＱ２
．Ｑ４とのベース・エミッタ間接合面積の比をにＮとす
ることにより、それらのコレクタ電流の比をｌ：Ｎにし
た場合であるが、Ｎ−２＋ＪＴｋｑ４なので、第２図及び第３図においては、Ｎ−４とすると
ともに、これを実現する他の例を示す。

すなわら、第２図に示す例においては、トランジスタＱ
１と等しい特性のトランジスタＱ２１〜Ｑ２４を並列接
続することにより、Ｎ＝４のトランジスタＱ２　　（ま
たはＱ４）とした場合である。また、第４図に示す例に
おいては、トランジスタ。２のベース領域に、トランジ
スタＱｌのエミッタ領域と等しい大きさのエミッタ領域
を４つ形成してトランジスタＱ２（またはＱ４）を４エ
ミツタとするとともに、その４つのエミッタを共３４接
続してＮ−４とした場合である。

さらに、第４図に示す例においては、トランジスタのベ
ース領域に、等しい大きさのエミッタ領域を５つ形成す
るとともに、そのうちの４つのエミッタ領域を共通接続
してトランジスタＱ２　＊　Ｑ４　＋ＱＬ２またはＱｌ
４とし、残る１つのエミッタ領′域を取り出してトラン
ジスタＱ１．Ｑｓ　ｔ　ＱｔｉまたはＱｌ５とした場合
である。

なお、上述において、電圧Ｖａを固定として電圧Ｖａに
よるＡＧＣを行わなくてもよい。また、Ｖａ　＝Ｖｂと
して両ＡＧＣの開始レベルを等しくしてもよい。

（発明の効果〕この発明によれば、トランジスタ　Ｑｌ、Ｑ４゜Ｑ２・
Ｑ５及びＱｌｌ、　　Ｑｌ４・　Ｑｌ２・　ＣＬｔｓが
小振幅入力から大振幅入力まで低歪率でＡＧＣを行うこ
とができるので、混変調特性やスプリアス特性などを改
善できる。

また、大振幅入力時でも直線性が良好なので、ＡＧＣ電
圧ＶｄによるＡＧＣの開始レベルを、第９図にレベルＥ
２として示すように遅らせることができ、したがって、
ノイズレベルは同図に実線で示すような特性となり、Ｓ
／Ｎを改善できる。

さらに、ＡＧＣ電圧ＶａによるＡＧＣ範囲を小入力振幅
側とし、ＡＧＣ電圧ＶｄによるＡＧＣ範囲を大人力振幅
側とすることにより、より広い範囲にわたってＡＧＣを
行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第４図はこの発明の一例の接続図、第２図、
第３図、第５図〜第９図はその説明のための図である。１１）、　＋２＋は差動アンプである。

Claims

【特許請求の範囲】第１及び第２のトランジスタのエミッタが、第１の定電
流源に共通に接続されて第１の差動アンプが構成され、第３及び第４のトランジスタのエミッタが、第２の定電
流源に共通に接続されて第２の差動アンプが構成され、上記第１及び第２の差動アンプが並列接続され、第５及
び第６のトランジスタのエミッタが、第３の定電流源に
共通に接続され、第７及び第８のトランジスタのエミッタが、第４の定電
流源に共通に接続され、上記第５及び第７のトランジスタのベース及びコレクタ
が上記第１及び第３のトランジスタのベースに共通に接
続され、上記第６及び第８のトランジスタのベース及びコレクタ
が、上記第２及び第８のトランジスタのベースに共通に
接続され、上記第１及び第４のトランジスタのコレクタ電流と、上
記第２及び第３のトランジスタのコレクタ電流との比が
１：Ｎ（Ｎ≒２−√３またはＮ≒２．５〜６）とされ、上記第５及び第８のトランジスタのコレクタ電流と上記
第６及び第７のトランジスタのコレクタ電流との比が１
：ｎ（ｎ≒２−√３またはｎ≒２．５〜６）とされ、上記第１及び第３のトランジスタのベースと、上記第２
及び第４のトランジスタのベースとの間に、入力信号電
圧が供給され、上記第１〜第４の定電流源のうち、少なくとも上記第３
及び第４の定電流源の電流をＡＧＣ電圧にしたがって制
御することにより、上記第１及び第３のトランジスタのコレクタと、上記第
２及び第４のトランジスタのコレクタとの少なくとも一
方からＡＧＣの行われた出力信号電流が取り出されるよ
うにしたＡＧＣ回路。