JPH02303212A - 白色ノイズの発生方法，フィルタ及び濾波方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はディジタルノイズ源と濾波方法に関し、特に
ディジタルノイズ源より発生するノイズを白色化するた
めの方法及び装置に関する。

［従来技術とその問題点］ ランダムノイズは試験中の電気システムあるいは機械シ
ステムを励振する等、様々な用途において活用されてい
る。このような用途においては、ノイズ刺激に対するシ
ステムの応答を分析することにより、個別の試験が実施
困難ないしは不可能な他の数多くの条件に対するシステ
ムの応答を予測することができる。

このような分析において重要なのは、ノイズ信号のエネ
ルギースペクトル分布が考慮の周波数範囲の全域にわた
って一様であるということである。

スペクトル分布が一様でないと、システムが一つのノイ
ズ周波数で特に強い応答を示しても、その応答がその特
定周波数での共振によるものか、あるいはノイズ信号が
その周波数成分で局在的に極大エネルギーを示すノイズ
であるかを分析によって判定することは不可能である。

一様なパワー（エネルギー）スペクトル分布を有するノ
イズ信号というものは概念的に把握するのは容易であっ
ても、実現するのは簡単でないことがしばしばある。

比較的（マイクロウェーブノイズ等に対比して）低周波
のノイズを発生するための一般的な技法としては、周期
的にディジタル乱数を作り出し、これをディジタル−ア
ナログ変換器（ＤＡＣ）によってアナログ形式に変換す
るという方法がある。

ＤＡＣのアナログ信号出力は新たな乱数が与えられる毎
に周期的に変化し、時変「ノイズ」信号となる。このよ
うな技法は一様分布ディジタル乱数法と呼ばれる。

上記のような技法における乱数発生器の周期動作は発生
するノイズ信号の周波数スペクトルに影響を及ぼす。例
えば、４マイクロ秒毎にＤＡＣに新しい乱数を与えるも
のとする。これにより発生するノイズ信号はｌ／（４マ
イクロ秒）、即ち２５０キロヘルツの公称帯域幅を持つ
ことになる。そして、ノイズ周波数が２５０キロヘルツ
を超えると、ＤＡＣのパワー出力が段々ロールオフし始
める。２５０キロヘルツより低い周波数の場合もノイズ
は完全に平坦にはならず、周波数とともにパワーが減少
して行く。このような不規則性は一般に５ｉｎ（ｘ）へ
ロールオフとして知られている現象によるもので、この
現象は乱数が周期的に作り出され、その乱数に相当する
アナログサンプル値がその周期の期間中一定に保たれる
ことに起因する。（ｓｉｎ（ｘ）八は有限持続時間の一
定信号のフーリエ変換である。）この現象をなくすため
にはＤＡＣに理想的電圧インパルスを出力させることが
必要であると考えられるが、そのような離れわざは到底
実現不可能である。

５ｉｎ（ｘ）へロールオフは全く不都合なことばかりで
あるという訳ではなく、ノイズのパワーを「サンプリン
グ周波数」　（即ちＤＡＣの更新速度）゛の設定により
制御することのできるある一定の帯域幅に限定するのに
用いられることができる。しかしながら、５ｉｎ（＊）
＃のコーナー周波数（上田の例では２５０キロヘルツ）
でノイズの応答は既に数ｄＢ低下している。理想的には
、この帯域内非平担性（ｎｏｎ−Ｈａｔｎｅｓｓ　１ｎ
−ｂａｎｄ）は１ｄＢ以下に抑えることが望ましい。こ
のロールオフの問題は、５ｉｎ（×）／ｘドループ（垂
下）を補償して目標周波数帯域全体にわたってほぼ平坦
な応答を生じせるような通過帯域特性を有するフィルタ
でノイズ信号を濾波することにより克服することができ
る。このようなフィルタは「前置白色化フィルタ」と呼
ばれ、−般にはノイズ発生器のディジタル部分に使用す
べくディジタル構成で実施されている。

周知のように、ディジタルフィルタは加重した一連のデ
ータサンプルを加え合わせるという原理に基づいて動作
する。加重係数は所望の通過帯域特性が得られるように
選定される。しかし、不都合なことには、ディジクルフ
ィルタは通常複雑且つ高価である。例えば、サンプルに
適正な関係で重みを付けるには、このようなディジタル
フィルタで１サイクル当たり何回も乗算あるいは除算を
実行しなければならないのが普通である。これらの動作
は演算集約的で時間を要する。通常のマイクロプロセッ
サはこの種のタスクに対する性能が不足しているため、
濾波動作を実行するために最適化された特殊なハードウ
ェアが通常必要となる。

このような特殊なハードウェアは、例えば簡単なノイズ
源というような用途をも含め多くの用途分野で用いるの
にはコスト面で実用的ではない。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、乗算や除算のオペレーションを行う
ことな（実施することのできるフィルタ特性を選択する
ことにより従来のような高コストで複雑という欠点を省
いてディジタルフィルタリングの長所を利用することが
可能な白色ノイズの発生方法と装置を支えることである
。

〔発明の概要〕

この発明は１−２／８で表されるフィルタ関数を具体化
したものである。（２は単一のサンプル遅延を表す）。

これによれば加重係数は１と１７８である。

「１」の係数では乗算は不要であり、「ｌ／８」の係数
の乗算は単にデータサンプルを右に３ビット桁送り（ビ
ットシフト）するだけで実行することができる。減算の
オペレーションについては従来通りであり、簡単なＣＰ
ＩＪにより容易に実行可能である。このようにして、カ
スタムハードウェアを用いることなく容易に実施可能な
高速で簡単な前置白色化フィルタを得ることができる。

以下、この発明を実施例により詳細に説明する。

［発明の詳細な説明］ 第４図は従来技術における典型的なノイズ波形を示す。

図から明らかなように、このような波形は、通常、ディ
ジタル乱数を周期的に演算し、ディジタル−アナログ変
換器を用いてアナログ形に変換することにより作り出さ
れる。このような波形のスペクトル分布゛を第２図に示
すが、この分布曲線は明らかに５ｉｎ（ｘ）／ｘ関数に
なっている。

前にも述べたように、従来技術では一部複雑な前置白色
化フィルタを用いてディジタルサンプル値を処理するこ
とにより５ｉｎ（ｘ）へ効果を減殺しようという試みが
なされた。また、他の用途おいては、リップル付ノイズ
信号を用いて試験中のシステムに刺激を与え、シ゛ステ
ム応答はノイズスペクトルが比較的平坦な範囲（即ち第
２図の例では「Ａ」で示す範囲）についてのみ分析する
ということも行われている。

５ｉｎ（ｘ）／ｘのノイズ分布を補正するための理想的
フィルタを考えると、それは５ｉｎ（ｘ）への通過帯域
特性を示すであろうし、ノイズ源（ソース）の使用可能
なノイズ帯域幅をノイズスペクトルの最初の零点（無電
力点；　ｆｉｒｓｔ　ｎｕｌｌ）まで拡大するであろう
、しかしながら、そのような通過帯域は簡単には実現す
ることができない。そこで、本願発明では、簡単に実現
可能で、しかも５ｉｎ（ｘ）へのノイズ関数に対して一
部オーダーの補正をなすことができる通過帯域関数を用
いる。その関数は、ＦＭ＝ＲＨ−ＲＨ−１／８で表され
るもので、ＦＭはろ波されたノイズサンプル値を表し、
ＲＨ及びＲ□１はそれぞれ逐次取り込まれるランダムノ
イズサンプル値である。この関数の通過帯域は、この関
数をその構成部分に分解することによって求めることが
できる。

原初のインパルスＲ，の通過帯域関数の値は全ての周波
数に対して１である。またＴ・１における（−１／８）
インパルスの通過帯域関数の値は−ｃｏｓω／８で、０
からπまでの周波数範囲において一１／８から１／８ま
で増加する。これらを合成した通過帯域曲線を第３図に
実線で示す。また、破線は上記の如く通過帯域を２つに
分解した場合の変化を示す。

低周波ノイズ（即ち（π／２ｙ３以下の周波数）につい
ては、周波数に対する通過帯域応答（関数）の漸増傾向
と同じ周波数範囲における５ｉｎ（ｘ）／ｘ関数の漸減
傾向が互いに密接に反作用を及ぼし合うということがわ
かる。その結果、第７図においてｒＢ、で示すように拡
大された周波数範囲にわたって、はぼフラットなノイズ
スペクトルを得ることができる。第７図は本発明の模擬
実験の結果として得られる。

通常、ディジタルフィルタは遅延段を継続接続し、その
異なる段毎に出力タップを設けた形態で実施される。こ
れらの異なるタップからの遅延信号サンプルは各々の加
重回路に供給され、これによって加重されたサンプルが
加え合わされたフィルタからのる波出力サンプルとなる
。第１図は、この発明のフィルタ関数を通常のフィルタ
トポロジーで表したものである。図から明らかなように
、このような構成では−１７８の係数による加重を行う
のに少なくとも１つのマルチプライヤ段が必要である。

これに対して、本願発明では、この加重操作を遅延サン
プルを３ビツト右に桁送りすることによって行う。桁送
りオペレーションは最も初歩的なマイクロプロセッサで
も命令セットに入っており、非常に迅速に実行される。

また、桁送りされた遅延サンプルと現在のサンプルとの
差の計算も、どのようなマイクロプロセッサであっても
素早く実行することのできるオペレーションである。

本願発明によりノイズシーケンスを発生し、ろ波するた
めの装置１０が第５図に示されている。この装置に関し
ては、「信号発生方法及び装置」とう名称の米国出願３
４５，２６４号（１９８９年４月２７日出願）に詳細に
説明されているが、参考のためその開示内容を本願中に
も引用する。本願発明にとって必ずしも不可欠ではない
が、図示の装置は１０はノイズスペクトルをベースバン
ドからこれより高い所望の目的周波数に移動させるため
のディジタルミキサーを具備している。

装置１０は、付属メモリ及びｌ１０（入出力装置）を有
する制御用マイクロプロセンサ（ＣＰＵ）　１２、パタ
ーンメモリー１４、パターンメモリコントローラ１６、
ディジタル局部発振器１８、ディジタルマルチプライヤ
２０及びディジタル−アナログ変換器２２等で構成され
ている。これらの構成要素はデータバス２４及び制御ラ
イン２６によって相互に接続されている。

図示実施例における制御用マイクロプロセッサ１２はモ
トローラ６８０００シリーズのＣＰＵからなり、ノイズ
源装置としての装置１０を組み込んで実施するホスト試
験装置の大半の機能を制御する。ＣＰＵ１２は、Ｉ１０
ルーチン及び試験装置のオペレーションルーチンを記憶
したメモリ２８を具備している。このメモリ２８には、
乱数発生器ルーチン及び前置白色化フィルタルーチンも
記憶されている。第６図は、この発明における前゛置白
色化フィルタルーチンを示すフローチャートである。乱
数発生器ルーチンは従来のものを使用するが、この種の
ルーチンは当技術分野では多数知られている。

パターンメモリ１４は上記のようなプロセスに従いＣＰ
Ｕ１２によって作り出されるノイズサンプルをロードす
ることができるスタティックＲＡ？ｊである。

このメモリはこのようないくつかのノイズシーケンスを
記憶するのに充分なメモリ空間を有し、まパターンデー
タを記憶することができるようにもなっているが、この
発明により発生するノイズシーケンスは純粋に実成分（
ｐｕｒｅｌｙ　ｒ／ｅａｌ）のみからなっている。

制御用マイクロプロセッサ１２はパターンメモリの動作
を全面的に制御するために用いることができるが、この
実施例ではＣＰ［Ｉの処理負担を軽減するために別途に
メモリコントローラ１６を設けである。このメモリコン
トローラ１６はソースアドレスレジスタ、ＤＭＡ　　（
ダイレクトメモリアクセス）ロードカウンタ、ＲＡＭ　
ランカウンタ、データレジスタ及びエンド・オブ・サイ
クル検出器等いくつかの補助回路を具備している。

そのソースアドレスレジスタは入力されるノイズシーケ
ンスをロードし始めるパターンメモリ！４中のベースア
ドレスをＣＰＵに対して指示する。

ＤＭＡ　ロードカウンタはこのベースアドレスを始点と
して指標付けを行い、これによって入力される；　〜 何バイトものノイズシーケンスを記憶すべきパターンメ
モリ中の記憶場所を逐次指示する。メモリ（ＲＡＭ）　
　ランカウンタは、パターンメモリからのノイズシーケ
ンスの読出し時にこれと同様の機能を遂行し、指標付け
を行うことによりシーケンスサンプルを読み出すべき記
憶場所を逐次指示する。

データレジスタは、パターンメモリ（１？ＡＭ）１４に
ロードすべき入力中のパターンデータをＲＡＭ１４が転
送可能状態となるまで保持する。このレジスタは、ＣＰ
Ｕ１２が同時に新たなノイズシーケンスをＲＡＭ１４に
ダウンロードする必要がある場合に、ＲＡＭ１４がＣＰ
Ｕ１２の動作を遅らすことなくノイズシーケンスを出力
することができるようにする。最後に、エンド・オブ・
サイクル検出器は、パターンメモリ１４から読み出すべ
きノイズシーケンスの長さを選択する。図示実施例の場
合、ＲＡＭに記憶されるノイズシーケンスの長さは２の
巾乗の数で２５６（２”）ポイントから３２７６８　（
２”　）ポイントの範囲に及ぶ。エンド・オブ・サイク
ル検出器より一つのノイズシーケンスのプレイバックが
完了したという指示が出されたならば、種々のオペレー
ションを開始することができる。そのシーケンスのプレ
イバックを再開して反復性ノイズ信号を発生させること
もできれば、その波形をターンオフして「シングルショ
ット」型のノイズバーストを得ることも可能である。さ
らには、ＣＰＵ１２にトリガー信号を送って別の動作の
実行を開始させることもできる。

パターンメモ１月４のノイズシーケンスデータ出力は、
このノイズシーケンスにディジクル局部発振器１８から
の複素正弦波に対応するデータストリームを乗じるディ
ジタルマルチプライヤ２０に供給リームを発生する。こ
れら２つのデータストリームを混合することによって、
ベースバンドのノイズシーケンスをこれより高い周波数
に移動させることができる。

ディジタルマルチプライヤ２０のディジタルデータスト
リーム出力はディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）　
２２を用いてアナログ形に変換される。ＤＡＣ２２は各
サンプルを一定時間だけ（装置の２６２．１４４ＫＩ＋
２のサンプリング速度に応じた期間）保持するから、出
力信号の周波数スペクトルには５ｉｎ（ｘ）／Ｘの項が
導入される。このリップル成分は専らそのために設けら
れたアナログ復元フィルタ３４によって除去される。フ
ィルタ３４は所望の出力信号の側波帯や調波を抑えるの
にも役立つ。これによりろ波されたアナログノイズ信号
は試験中のシステム（被験システム）に印加すべく試験
装置より出力される。

この発明のプロセスは、ディジタル乱数が次々につくり
出されるに従い絶え間なく供給され“るそれらの乱数の
流れをリアルタイムでろ波するために連続ベースで使用
することができるということは明らかであろう。そのよ
うな使用形態とした一実施例では、ろ波プロセスが乱数
自体を発生するルーチンに組み込まれ、乱数発生プロセ
スの一部として実行されるようになっている。また、他
の実施例においては、第６図に示すように、限定された
乱数の組を発生させ、これを処理してろ波動作を行わせ
るようになっている。図示の例では、１０２４の乱数サ
ンプルＲ０の組を演算し、処゛理してこれに対応するろ
波されたサンプルＦＭの組を得ている。

以上、この発明を実施例により説明してきたが、構成や
細部において本願発明の原理から逸脱することなく変更
、改良を行うことが可能なことは明白であろう。例えば
、実施例におけるる波動作を行うのに必要な桁送り及び
減算オペレーションはマイクロプロセッサにより実行す
るものと説明したが、マイクロプロセッサ以外のコンポ
ーネントを用いた実施例も可能である。例えば、シフト
レジスタを用いて桁送りを行うようにした実施例が可能
である。また、減算オペレーションは、桁送りしたサン
プルと桁送り前のサンプルをアナログ形に変換し、アナ
ログ演算増幅器を用いてそれらの差を求めることが可能
である。この場合には、出力信号は既にアナログ形にな
っている。同様に、前述の実施例では１−ｚ／８　（ｚ
は単一のサンプル遅延）のフィルタ関数を用いたが、こ
れ以外に例えば１／８−Ｚ；１−８２；８−１２；１６
−２２等の関数を用いても同等の効果が得られる。

本願発明はその原理を適用することのできる広範多様な
実施例が可能であるから、本願で説明した実施例はもっ
ばら例示説明のみを目的としたものであり、何ら本願発
明の範囲を限定する意味に解すべきではないというこは
明らかであろう。

〔発明の効果〕

前記詳述したように、本発明の実施により、前置白色化
フィルタが、乗算を含まず単なるシフト演算と加減算に
よって実現できる。

従って、簡単な装置で高帯域白色ノイズが発生できる。

加重を２の巾とすることによる高速化は、他の用途にも
適用できる。一般のフィルタや加重平坦の算出１；適、
用ど°之５・

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術のディジタルフィルタの表現を用い
て表わした本発明の実施例の前置白色化フィルタを示す
図である。 第２回は、第４図の波形のスペクトル分布図である。 第３図は、本発明の１実施例による前置白色化フィルタ
の通過帯域応答を示すグラフである。 第４図は、一様分布ディジタル乱数法により、発生され
た代表的従来技術のノイズ波形を示す図である。 第５図は、本発明により前置白色化ノイズを発生するた
めの装置の一実施例を示す概略回路図である。 第６図は、本発明の一実施例による濾波過程のフローチ
ャートである。 第７図は、本発明の一実施例のフィルタにより前置白色
化したノイズ源のスペクトル分布を示すグラフである。 Ｔ：遅延 Ｘ：乗算器（マルチプライヤ） Σ：加算器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、後記（イ）乃至（ト）のステップより成る白色ノイ
   ズの発生方法。 （イ）ディジタル型式で、第１の乱数を発生するステッ
   プ。 （ロ）ディジタル型式で第２の乱数を発生するステップ
   。 （ハ）前記第１、第２の乱数の少くとも一方をビットシ
   フトし、シフトされた前記第１、第２の乱数の比が１対
   ８になるようにするステップ。 （ニ）前記ビットシフトした後、シフトされた前記第１
   、第２の乱数の差を算出するステップ。 （ホ）前記差を前記白色ノイズの要素として供給するス
   テップ。 （ヘ）ディジタル型式で追加乱数を発生するステップ。 （ト）前記第２の乱数を第１の乱数とし前記追加の乱数
   を第２の乱数として、前記（ハ）乃至（ヘ）のステップ
   を繰り返すステップ。 ２、前記（ハ）乃至（ヘ）のステップを周期的に繰り返
   すようにした請求項１記載の白色ノイズの発生方法。 ３、後記（イ）乃至（ハ）より成るノイズ信号系列の前
   置白色化を行うフィルタ。 （イ）第１、第２のディジタル化ノイズ信号を受信する
   入力手段。 （ロ）前記第１、第２のディジタル化ノイズが１対８の
   比となるように、前記第１、第２のディジタル化ノイズ
   の少くとも一方をビットシフトするための、前記入力手
   段に接続されたビットシフト手段。 （ハ）前記ビットシフト後の前記第１、第２のディジタ
   ル化ノイズの差を計算して、濾波されたノイズ出力の要
   素として供給する、 前記ビットシフト手段に接続された計算機手段。 ４、ディジタルノイズサンプルを加重加算して濾波する
   方法において、 少くとも１つの前記ディジタルノイズサンプルの加重を
   おこなうために、 ２のべきによる乗除算を前記デジタルデータサンプルの
   ビットシフトによって行うようにした濾波方法。