JPH02296434A - 通信網における連続ビットストリーム指向端末の周波数同期制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、データのパケットが伝送される通信網におい
て、例えば独立連続ビットストリーム指向（ＣＢＯ）の
データ端末等の装置のクロックの同期化を行なう周波数
制御方法に関する。

（従来の技術） 通常、データのパケットが伝送される通信網は、リンク
により相互接続した多数のノードを有し、各ノードは、
１個以上のデータ端末となる。

各ノートは、いわゆる集信装置として機能し、その端末
の１個から他のノードの端末に伝送するデータを、ノー
ド間の１個以上のリンクを通って伝送する個別のパケッ
トの中に配置する。ノートは、所定数のデータビットと
共に、各パケットに“見出し°を挿入し、発信端末と宛
先端末を識別できるようにし、終端部を挿入してパケッ
トのＰ：端を表示する。通信網上におけるパケット間の
衝突を防止、および／または処置するためにノートは、
非同期的に、例えば所定の伝送プロトコル（例えばＸ、
２５．等〉によりそれらのパケットを伝送する。

ノードは、通常端末により使用される速度（例えば９，
６００ビット／秒）より速い速度（例えは６４，０００
ビット／秒）でパケットを伝送する。

受信ノードは、宛先端末により検索されるまで入ってき
たパケットをバッファに記憶する。

このような通信網において使用されるいくつかのタイプ
のデータ端末は、バーストで不連続的にデータを伝送す
る。これらのタイプの端末におけるクロックは、伝送間
において比較的ひんばんに起こるアイドル間隔の間に同
期がとられる。

他の種類のデータ端末は、データを伝送して、連続的に
データ受信を行なう。連続ビットストリーム指向（ＣＢ
Ｏ’）の端末として知られるこれらの端末は、それらの
クロックを同期させるための規則的なアイドル間隔を持
たないものである。

伝送および受信のＣＢ　０９．末のクロックの同期がと
られていない場合、受信ＣＢＯ端末は、そのノードのバ
ッファからのデータを検索するが、その検索は、伝送端
末からのデータがバッファに置かれるよりも遅いか、速
いかのいずれかで行われる。

もしこれが続くと、バッファは、事実上オーバフローす
るかまたは空になり、前者の場合は、伝送データの担送
になり、後者の場合は、受信端末による誤ったデータの
表示状態（空のバ、ノファからデータを検索しつづける
）となる。

ＣＢＯ端末のクロックの同期は、受信ビットストリーム
が直接に伝送ＣＢＯ端末のタイミングを表示しないなめ
非常に困難なものとなる。また、パケットの到着間の間
隔は、通信網が異なるパケットの伝送においてランダム
（すなわち確率的）遅延を導入しているため、逐次異な
るものとなる。

さらに、ノートでは、通信網における他のタイプのデー
タ端末からのデータパケットでＣＢＯ端末からのデータ
パケットの伝送の多重化を行っているため、パケット到
着時間の変動性が増す。

米国電気電子学会通信国際会議、１９８７年６月、８０
０−８０７頁、デフブリツカ−（Ｄｅ　　Ｐｒｙｃｋｅ
ｒ）らによる°°非同期通信網における端末同期°°に
おいて述べられた１つの同期方法では、受信ノードのデ
ータバッファのレベル（すなわちそのパケットの数）を
モニタして、バッファレベルが１パケツトだけ変るのに
かかる時間を測定する様にしている。バッファの充てん
レベルの変動がパケット間の確率的相互到着時間により
異なる確率的通信網遅延により生じるエラーを回避する
ために、バッファレベルはパケットが収り除かれる度毎
に測定され、そのレベルは所定間隔において平均される
。そのバッファレベルがパケットの半分の変化を示ず（
統計的に平均バッファレベルから信頼度のレベルを測定
した）場合、バッファの大きさは１パケツトだけ増大し
たと考えられる。これが起るのにかかる時間は、伝送と
受信の端末の間の周波数オフセットを示す。受信端末の
クロックは、次に適切な方向にこの量を２回だけ調節さ
れ、バッファレベルが再度記憶される。

次に、クロックは計算されたオフセットを取り除くと考
えられる周波数に再調節され、測定と調節の手順が再開
される。従って、その同期の手順は非常に複１１１なも
のであった。

（発明力柚Ｔ決しようとする課題〉 データを伝送して、連続的にデータ受信を行う連続ビッ
トストリーム指向（ＣＢＯ）の端末は。

それらのクロックを同期させるための規則的なアイドル
間隔を持たないため、伝送および受信におけるＣＢＯ端
末のクロック同期がとれず、受信ＣＢＯ端末は、そのノ
ードのバッファからのデータを検索するが、その検索は
、伝送端末からのデータがバッファに置かれるよりも遅
いか、速いかのいずれかとなってしまう。従って、この
状態が続くと、バッファは、事実上オーバフローするか
、または空になり、前者の場合、伝送データの担送Ｊこ
つながり、後者の場合、受信端末による誤ったデータ表
示を生んでしまうという問題があった。

本発明は、上述した問題点を解決するためになされたも
のであり、その目的は、通信網からのデータパケットの
到着に基づいてＣＢＯの受信端末のクロック周波数を簡
単、正確、有効に同期側（（１１する方法を提供するこ
とである。

本発明の他の目的は、ＣＢＯ受信端末においてバッファ
のオーバーランまたはアンダーランのリスクを減少させ
ることのできる周波数同期制闘方法を提供することであ
る。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記課題を解決するための本発明の特徴は、−ｆ艮に、
通信網上で可能相違量だけ遅延した個別パケットで端末
間にデータを伝送する種類の通信網上を通り、受信端末
に伝送するために所定周波数でデータの連続ストリーム
を生成する端末の所定クロック周波数に基づき受信端末
のクロックの周波数を制御する方法にして、上記受信端
末に送信されるパケットの到着を検出するステップと、
上記パケットの到着間の時間間隔を決定するステップと
、時間間隔を処理して上記所定周波数に関連する推定値
を生成するステップと、上記推定値に応答して受信端末
クロックの周波数を制御するステップと、を具備するこ
とである。

好ましい態様としては、さらに次の特徴を含む。

上記パケット間の到着の時間差を測定して時間間隔を決
定し、上記測定時間差をろ波して」二足推定値を生成す
る。推定値は、所定周波数の周期の推定値であり、上記
決定、ろ波、およびｆｆｌ　ｆｉｌのステップをパケッ
トが到着する度ごとに行ない、受信端末クロックの周波
数を適応制御する。

さらに本発明の他の特徴においては、上記ろ波するステ
ップが、到着したパケットの所定数Ｗｘについて、到着
の測定時間差を平均することを有する。上記平均は、到
着したパケットＷの最も新しいパケットについてのみ決
定され、上記Ｗは、推定値において所定レベル未満にジ
ッタを抑えるように選択される。または、上記Ｗは、信
傾度の所定レベル内において所定レベル未満にジッタを
抑えるように３８択される。

さらに、本発明の他の特徴においては、」二足ろ波する
ステップが、到着の測定時間差を指数的に平均すること
を有する。

さらに、本発明の池の特徴においては、」二足ろ波は、
到着の測定時間差について増大する記憶の平均を行なう
ことにより行われる。これらのる彼方法においては、上
記平均は到着したすべてのパケットについて行われる。

上記ろ波は、ハードウェアのフィルタを用いるか、また
は到着の測定時間差にコンピュータプログラムを実行し
て平均を行なう処理装置で行なう。

上記受信端末のクロック周波数の現周期と周期推定値と
の間のエラーを測定し、上記受信端末クロックの周波数
をｔｌ　？ｉ？ｉ　シて上記エラー３消去する。

より好ましくは、エラー測定と周波数調節を受信端末ク
ロックを含む１次トラッキングループで行なう。到着の
時間差が値の時系列からなり、ろ波を行なうに先立って
、上記時系列は所定の係数だけ損なわれる。

さらに、本発明の他の特徴においては、」二足時間間隔
は、く各パケットの到着を表示する）基準信号と受信端
末クロックとの間の位相差を測定することにより求めら
れ、測定した位相差をろ波して推定値を生成する。この
場合、−上記推定値は、所定周波数と受信端末クロック
の周波数との間の差の推定値である。上記生成、測定、
ろ波、および制御のステップは、パケットが到着する度
ごとに行われ、受信端末クロックのＪ側波数を適応制御
する。

さらに、本発明の他の特徴においては、」二足ろ波を行
なうステップが、到着したパケットの所定数Ｗについて
測定した位相差を平均することを有する。上記平均は、
到着したパケットＷの最も新しいパケットについてのみ
測定され、上記■ｒは、上記推定値において所定レベル
未満にジッタを抑えるように選択される。または、上記
Ｗは、倍額度の所定レベル内において所定レベル未満に
ジッタを抑えるように選択される。

さらに、また本発明の他の特徴においては、上記ろ波を
行なうステップは、測定位相差を指数的に平均すること
を存する。さらにまた、上記ろ波を行なうステップは、
測定位相差について増大する記憶の平均を行なうことを
有する。これら両者のる彼方法においては、到着したす
べてのパケットについて平均が行われる。

上記ろ波は、ハードウェアのフィルタを用いて行われる
か、または測定位相差にコンピュータプログラムを実行
して平均を行なう処理装置で行なわれる。

上記受信端末クロックの周波数は、所定周波数と受信端
末クロックの周波数との間の差を消去するように調節さ
れる。上記測定、ろ波、および調節のステップは、受信
端末クロックを含むと共に、基準信号により駆動される
位相同期ループで行なわれる。上記位相差は、値の時系
列からなり、上記時系列は、ろ波に先立って所定の係数
だけ損なわれる。

上記基準信号は、Ｎが各パケットにおけるデータビット
の数を示す場合、所定周波数を２Ｎで割った周波数を有
し、受信端末クロックの周波数が２Ｎで割られ、次に位
相差が測定される。または、受信端末クロックの周波数
は、２ｍＮにより割られるが、ここでＩは所定の損失係
数である。

」二足到着したパケットは、受信端末により検索のなめ
にバッファに記憶される。バッファに記憶されるパケッ
トの数は、その数が所定範囲内にあるかどうか測定する
ためにモニタされ、もしその数がその範囲内にない場合
は、パケットの数か所定範囲内になるまで推定値に関係
なく受信端末クロックの周波数は変えられる。

（作用） 本発明は、通信網からのデータパケットの到着に基づき
受信端末（例えば、連続ビットストリーム指向（ＣＢＯ
）の端末）のクロック周波数を簡単、正確、および有効
に同期制御する方法である。本方法は、各新パケットに
応答して例えば伝送端末の周波数に一致（もしくは非常
に接近して近似）するように受信端末クロックを調節す
るため、伝送周波数の変化に連続的に適応できるもので
ある。これにより、バッファレベルの測定に基づき受信
端末クロックを調節する先行技術に比べ本方法は、バッ
ファのオーバランまなはアンダーランのリスクを顕著に
減少させることができるものである。

（実施例） 第１図で説明すると、データ通信網１０は、データリン
ク２２．２４．２６．２８．３０により相互に接続され
たノード１２．１４．１６．１８．２０を有し、各ノー
ドは１個以上の連続ビットストリーム指向（ＣＢＯ）の
データ端末３２ａ−３２ｇならびに他のタイプのデータ
端末３４ａ−３４ｆを有する。データは、２個の端末を
有するノートすなわちノード１４．１８とその端末間の
相互接続を達成するのに必要な介在するリンクとノード
の組み合わせを有する仮想回線データ経路−Ｆを通り、
１つの端末（例えばＣＢＯ端末３２ｂ　）から他の端末
（例えばＣＢＯ端末３２ｄ）へ送信される。このような
組み合わせの１つは、リンク２６、ノード２０、リンク
３０、ノード１６、およびリンク２８から成る。各ノー
ド１２．１４．１６．１８．２０におけるｆｆ；１１御
回！！？ｒ３６は、必要に応し仮想回線データ経路を生
成およびは棄することによって、多重データ経路が実際
のデータリンク」−に形成される。各ノートはそれが接
続される端末のデータの集信装置として働き、任意の端
末により伝送されるデータを逐次゛バケッｔ・°°中に
配；けし、定められた伝送プロトコル（例えばＸ２５な
ど）に１ノテってリンク」−を通りパケットを伝送する
。

また第２図に示す如くに、データのパケット４１は、パ
ケットを伝送する端末（ＣＯＢｉ末３２ｂ）およびパケ
ット４１を受信すべき端末とノートを表示することがで
きるマルチビット４３ワードからなる見出し４２で始ま
る。見出し４２の後には伝送されている実データを含有
するフィールド４４が続く。データフィルート４４のビ
ット４５の数は、通常固定されており、例えばそれは５
１２ビツトである。終端部フィールド４６はパケット４
１の完結を示すマルチビット４７ワードを有する。

また第３Ａ−３Ｂ図をに示すごとくに、ＣＢＯ端末３２
ｂ、は通信網１０上における伝送とパケット化のために
データ４０（データ４０の区分４０ａ−４０ｄのみ示さ
れている）をノード１４に連続的に送出する。ここで説
明のために区分４０ａ−４０ｄのみ示されている点に注
意されたい。

ＣＢＯ端末３２．ｂは、実際上単一連続スドリームでデ
ータを送出する。ビット周波数ｆｔで、伝送端末はデー
タ４０をそのノートに送出する。そして、このビット周
波数ｆ、は、例えば９．６００ビット／秒に通常（しか
し常にではない）固定される。このビット周波数の周期
をＴｔと表わす。

ノード１４は、区分４０ａ−４０ｄをパッケージ化（パ
ケット化）し、それぞれパケット４１ａ４１ｄとしてそ
れらを伝送するが、それは比較的高い周波数〈例えば６
４，０００ビット／秒）で行われる。

ノード（例えばノード１８）が、そのノードの有する端
末の１１固く例えばＣＢＯ端末３２ｄ）に向けられるパ
ケット４１を受信すると、それはパケットを連続データ
に脱パケット化する。そのデータは、ビット周波数ｆ、
７′端末により抽出されるが、その周波数は伝送端末３
２ｂの伝送周波数ｆ１に最適には等しいものである。ノ
ード１８は、またパケットから見出しと終端部のフィー
ルド４２と４６を抜き出し、バッファ３７にパケットの
データフィールド４４を蓄積し、新しいパケットが到着
したことを宛先端末に知らせる。バッファ３７は、例え
ば８パケツトチータフイールドの容量を有する。

このように、受信されたパケット４１は、ビットレート
ｆ、でバッファ３７に置かれる（およびバッファ３７か
ら宛先端末により収り出される）。

ただし、このビットレートｆ、が、もし伝送端末の周波
数ｆ、に一致しない場合、バッファ３７は実質上データ
で（ｆ、があまりにも遅い場合）オーバランし、（ｆ、
があまりにも速い場合）空になる。しかしなが５、伝送
ＣＢＯ端末３２ｂおよび受信ＣＢＯ端末３２ｄにおける
クロックは独立であり、さらに端末３２ｂと３２ｄは、
例えば通信網クロックによりそれらのクロックの同期を
とるためのアイドル期間を持たないものである。

確率的遅延のない場合、受信ノートにおいて、パケット
におけるビットの総数（Ｎ）が知られている限り、ノー
ドにより形成される逐次パケット（例えばパケット４１
ａ、４１ｂ）の始動の間の時間間隔へ［（第３Ｂ図）を
測定することにより伝送周波数　ｆ、を決定することが
できる。これは、ＣＢＯ端末によってデータの連続伝送
が行われる結果である。すなわち、伝送周波数は、単純
にｆｔ＝Ｎ／△ｔとなる。こうして、もし受信ノードに
おけるパケットの到着レートが所定の一定レートである
とすると、伝送周波数ｆ、はごく単純に決定されうるち
のである。−度ｆ、が受信ノートにおいてわかると、受
信端末の周波数ｆ、はｆ、に一致するように容易に調節
される。

第３Ｃ−３Ｄ図に示すごとくに、伝送ノードの他の端末
（例えば端末３４ｂ）からの伝送が通信１ｒ１１１０上
において多重化されるなめ、ＣＢＯ端末３２ｂからのパ
ケット４１の到着レートは、一定なものでもまた事前設
定の所定のものでもない。

すなわち、通信網１０は、ノード１８においてパケット
４１ａ−４１ｄの到着時間において確率的（すなわちラ
ンダム）遅延を導入する。例えば、端末３４ｂからのバ
ケッｆ□　５０　ａ　−５０ｅは、通信網１０上におい
てＣＢ○パケット４１ａ−４１（１と多重化され、そし
てＣＢＯパケット４１ａ、４１ｃ、４１ｄが、確率的遅
延δ（４１ａ、）、δ（４１ｃ）、δ（４１ｄ）だけそ
れぞれ遅れてノード１８に到着するようにされる。この
例においては、パケット４１ｂはこのような確率的遅延
が起こらなっかなものとする。

ここで今述べた多重化の理由以外に、例えば他のノード
とのリンクの共用による理由からも通信網は確率的遅延
を導入することもできる。

本発明は、パケットの確率的遅延にもかかわらず到着パ
ケット時間に基づき伝送周波数ｆｔを決定し、測定伝送
周波数に一致させるように受信周波数ｆ、を調節する方
法を提供するものである。

第４図に示すごとくに、同期回路６０（受信ノードの制
御回路３６に位置する）は、以下に詳細に説明するよう
な方法で逐次パケットの到着時間差（ＴＤＯＡ＞に基づ
き伝送周波数ｆ、を決定する。レシーバパケット検出器
６２は、四線６４上でリンク２８（第１図）からの各パ
ケットの到着の信号を送り、各パケットの間の到着の時
間は、ＴＤＯＡ４１算器６６により測定される。

いくつかのパケット４１の到着の時間差は、ＴＤＯＡフ
ィルタ６８（回線６つ上で）の出力が伝送端末により生
成されるビット周期（Ｔｔ−１／ｆｔ）の高度推定値（
Ｔｔ　＞を表わすように選択される方法でＴＤＯＡフィ
ルタ６８によりろ波される。トランスミッタビット周期
のこの推定値によりトラッキングループ７０が駆動され
、クロック７２により（例えば可変周波数発振器、ＶＦ
Ｏ）生成される周波数ｆ１が、伝送ＣＢＯ端末の周波数
ｆｔに一致（または非常に接近して近似）する。

第５図に示すごとくに、ＴＤＯＡ計算器６６は高速クロ
・ツク８０（例えば１６．３８４ＭＨｚ）に基づいて駆
動される。この２０ツク８０は、計数器８２を連続的に
増加し、そのカウントがパケットが到着した先の時間以
来の間隔を表わす。同１ｃ１１装置８４は、パケット到
着信号６４およびクロック８０からのパルスに応答し、
レジスタ１６が新しいパケットの到着する度ごとに計数
器８２の現カウントをロードする（すなわちラッチ）よ
うにさせる。同期装置８４は、また計数器の内容がレジ
スタ８６にラッチされたことを保証するのに十分な遅延
８８の後に、計数器８２をクリヤする。

次に、計数器８２は、再びクロックサイクルの計数を始
動する。レジスタ８６の内容（回線６７に出現）は、２
個の逐次パケット４１の到着時間差（ＴＤＯＡ）の測定
値となる。

第６図に示すごとくに、ＴＤＯＡフィルタ６８は、長さ
Ｗの引窓の平均値算出フィルタ、すなわち到着する最新
のＷパケットについて計算器６６によりなされたＴＤＯ
Ａ測定値を平均するフィルタとして配置される。特に、
新しいＴＤＯＡが平均値に含まれるので、先にＷパケッ
トに到着したパケットのＴＤＯＡは放棄される。その結
果、最新のＷのＴＤＯＡのみが平均化される。

最新のＴＤＯＡ入力は、定数（１／Ｗ）で掛けられる。

ここで、Ｗは平均値に金よれる”ＦＤ　ＯＡ測定値の数
である。この乗算の積は、累算器９６で平均化されたＴ
ＤＯＡ値に加算される。ＴＤ○Ａフィルタ６８は、乗算
器９２の出力値がシフトされるＷ−ステージシフトレジ
スタ９０を含む。

最新の乗算器９２の出力が、シフトレジスタ９０の第１
ステージ９０ａにシフトされるので、Ｗ番先の値はＭＬ
　ｆｋのステージ９０Ｗからシフトアウトされ、加算器
９４により生成される結果がら減算される。この演算は
、効果的に平均値からＷ番以前のＴＤＯＡ値を取り除き
、その結果、累算器９６が最新のＷのＴ’　Ｄ　ＯＡ測
定値のみの平均値を持つこととなる。

累算器９６の内容は、ＷのＴＤＯＡ測定値のサンプル平
均値であり、下記に詳細に説明する理由で、Ｎにより割
る場合（トラッキングループ７゜でゲイン７４を適宜選
択することにより成就されるように〉、伝送ＣＢＯ端末
ビット周期の高度近へ 飯値Ｔｔを表す。

Ｗを２のべきとする（すなわちＷ＝２°とする）ように
３Ｂ択すると、シフタで単純に乗算９２を（１，／Ｗ＞
行なうことが可能となる点に注目されたい。または、下
記に論するように、Ｗの係数だけループ内のゲイン７４
を減少させてト・ラッキンクルーブ７０にＷによる除算
を行わぜることも可（１ヒである。

また第３Ｄ図に示すごとくに、ＴＤＯＡ計算器６６とＴ
ＤＯＡフィルタ６８により生成された平均ＴＤＯＡ測定
値から如何にトランスミッタのビットレートｆ、を算出
できるかを理解するためには、２個の連続受信パケット
、例えばパケット４１ｃとパケット４　Ｆ、　ｄの開の
到着時間差くΔし）が次式により与えられることに注目
されたい。

式〔１） Δｔ　＝　Ｎｌｆ　　＋６（４１ｄ）　−６（４１ｃ）
ここで、Ｎｌｆ、はパケットの時間長に等しい。

−／ｆｆｌに、いずれかの近接する２個のパケッ）−（
ｋ）と（ｋ−１）との間の到着の時間差は次式により与
えられる。

式（２） ％式％（１） ここで、δ（ｋ）は通信梱１０」二のパケット（ｋ）に
より受ける確率的遅延であり、δ（ｋ−１）はパケット
（ｋ−１）により受ける確立的遅延である。

１／ｆ、は単純に伝送ＣＢＯ端末のピット周期Ｔｔとお
けるので、式（２）は次のように書き直すことができる
。

式（３） 上述のように、各パケットにより受ける遅延は通信網１
０上のパケット伝送の性質からランダムとみなされる。

各パケットにより受ける遅延は、また他のパケットによ
り受ける遅延とは独立であるとみなされ、パケットの遅
延は、均等に分布しかつ定常であるとみなされる。この
ようにして、ｌ（番目および（ｋ−１）番目のパケット
は、到着の予測時間差、！Ｅ［Δｔ　（ｋ）　］が次式
により与えられる。

式（４）は次式に対応する。

式（５）Ｅδ［Δしくｋ）］＝Ｅ６［ＮＴゎ］　＋　Ｅ
、ｓ　［６（ｋ　）　−６（ｋ−１）　）すなわち、ｋ
番目と（ｋ−１）番目との予測Ｔ　Ｄ　ＯＡは、Ｎ　’
Ｔ”　、の予測値とに番目パケットと（ｋ−１）番目パ
ケットの確立的遅延の予測差との和に等しい。しかしな
が５、 式（６）　　Ｅ６［６（ｋ）−６（ｋ−１）ｌ＝。

が平均通信用遅延は一堂とみなされるので成り立つ。さ
らに、式ＮＴ、は一定であり、ＮＴｔｌｉＮＴｔの予測
値を持つ。したがって式（５）は次式になる。

式（７） ％式％： あるいは、式（８） ’Ｉ’、　＝＋　Ｅ６（Δｔ（ｋ）］／Ｎ式（８）から
伝送端末のビット周期Ｔｔは、ＴＤＯＡ測定値の予測値
を求め、それを（既知の）バケット長さで割ると得られ
る。いったんＴｔか求まると、その逆の伝送レートｆ、
は容易に導かれる。

予測遅延Ｅδ［Δｔ（ｋ）］は、理論的なものであるの
で予測可能ではない。したがって、ＴＤＯＡフィルタ６
８により得られるサンプル平均ＴＤＯＡ値Δｔ（ｋ）は
、伝送されるビット周期ＴＬの推定へ 値Ｔ、を得るのに使用される。ＷのＴＤＯＡ値（第５図
）のウィンドについてスライディング平均をとり求めら
れるサンプル平均ＴＤＯＡ値６つは、非常に正確な推定
値Ｔｔを与える。

また第７図の弐の表に示すごとくに、ＴＤＯＡフィルタ
６８は、式（８）のΔｔ　（ｋ）の予測値（Ｅδ［Δｔ
、（１０］）の近（υ、である弐（９）のサンプル平均
値Δ［（ｋ）を生成する。サンプル平均（Δｔ、（ｋ）
　）は、ＷのＴＤＯＡ測定値（すなわち、サンプル）に
ついての遅延（Δｔ（ｋ））の合計をＷで割ったものに
等しい。平均Δｌ；（ｋ）をＮ（パケットのビットの数
）で割ると（式（１０））、Ｔｔのバイアスのない推定
値Ｔｔを与え、これは、Δしくｋ＞により与えられるＥ
δ［ΔＬ（ｋ）］に対する近似値と同じ程度に良好なも
のとなる。

ＴＤＯ゛Ｘ値の有限数のみが平均されるため、パケット
到着時間の統計的ゆらぎにより、実際のトランスミッタ
ビット周期Ｔ、からトランスミッタピット周期の推定値
Ｔ、、は偏向する。トランスミッタピット周期の推定値
と実際値との間のエラーがＴ、の実際値に正規化される
と推定値にジッタＪ（ｋ）　（すなわちエラー）が生じ
るく式（１１））。

ジッタは、（Ｅδ［Δｔ（１（）］）の理論値の代りに
サンプル平均を用いる結果生じる。ジッタの大きさは、
ＴＤＯＡフィルタ６８により平均化されたＴＯＯＡ測定
値の数Ｗに反比例する。Ｗの値を大きくすればジッタを
減少させるが、しかしそれはフィルタを複雑にし、処理
時間を長くする。式（１２）に示されるように、いづれ
かのパケット（例えは゛に番目のパケット）についての
トランスミッタビット周期推定値Ｔｔ（ｋ）は、実際の
ビット・周１（１１Ｔｔに近接パケット間の平均確率的
遅延差をパケット内でのビットの数で割ったもの（すな
わちΔδ（ｋ＞／Ｎ＞だけ補止したものに等しい。目標
は、予測絶対値、すなわちＲＭＳ値もしくは何か他の適
切なジッタＪ（ｋ）の測度が所定最大ジッタ値Ｊ＝、、
（式（１３，１５））より小さくなるようにＷを選択す
ることである。ジッタをＪ　ｍａ、未満にするようにサ
ンプルＷの大きさをきめる１つの方法は、式（１４）に
定義のジッタの２乗に基づくものである。

式（１５）にみられるように、ジッタの２乗（Ｊ　（ｋ
）２）の予測値は、Ｊｌｌｌ＊にの２乗に等しいか、そ
れ以下でなければならない。式（１５）に式（１２）を
置き換えると、ジッタの２乗の予測値が、式（１Ｇ）に
示すように、近接パケット間の平均遅延Δδ（ｋ）の項
で表わされるようになる。平均遅延Δδ（ｋ）は、フィ
ルタ６８により平均化されたＴＤＯＡ測定値の数Ｗの関
数である（式１７））。

ｋ番目パケットの遅延の予測値（Ｅ（δ（１０））は、
μδと定義される（弐（１８））。こうして、式（１７
）で表わされるように、Δδ（ｋ＞の値は、式（１９）
と（２０）に示されるようにその式の右辺からμδを単
純に加減することによりμδの項で表わすことができる
。Δδ（ｋ＞を２乗すると式（２１式（２１）に表わさ
れるようにΔδ（ｋ）２の予測値は式（２２）に示され
る。しかしなが５、定義により、予測値からの値の偏差
の２乗の予測値（（δ（ｋ）−μδ）２）は、その値の
標準偏差の２乗σ、である。こうして、式（２３）に示
すように、Ｅ［（δ（ｋ）−μδ）２］とＥ［δ（ｋＷ
）−μδ）２コの予測値は両者ともσ、となる。式（２
４）　−（２６）は、式（２２）の右辺の残る項（すな
わち−２Ｅ　［［δ（ｋ＞−μδコ　［δ（（ｋ−Ｗ）
−μδ］］）がゼロになることを示している。この残る
項の角かっこは式（２４）に展開され、式（２５）に示
されるような予測値とされる。

しかしなが５、Ｅ［δ（ｌぐ）δ（Ｋ−Ｗ）］は、μδ
２であり、単純定数である。Ｅ［）１’δコはμδ２に
等しく、Ｅ［（δ（ｋ）］はＥ［（δ（ｋ−Ｗ）］に等
しく、これはまなμδに等しい。

したがって、式（２５）は式（２６）に示されるように
なり、ゼロに等しくなる。

したがって、式（２１）に示すように、遅延差平均２乗
の予測値は、標準偏差の２乗の２倍をＷ２で割ったもの
に等しい。この式を（１Ｇ）に置き換えると次式を与え
るが、これはＴＤＯＡジッタ次数Ｗとジッタに関するも
のである。

式（２８） ％式％ あるいは、式（２９） Ｗがこの不等式を満足する限り、Ｔ、における、しなが
って補正した受信端末ビットレートｆ、におけるＲＭＳ
ジッタは、Ｊ　ｗａｘより小さくすることができる。そ
れは、ト・ラッキングループにおいてゲインＧの適切な
選択７４をすることによってきるものである。

第８図の式の表に示す如くに、通信網１０の遅延分布Δ
δが分かつていると、上述の方法に代る方法で、得られ
るジッタをある任意の信頼ｊ（αの範囲内（例えば９５
％の範囲内）にある所定の最大ジッタ、工９１、より小
さく保つようにサンプルの大きさＷを選択することがで
きる。この場合、ジッタの大きさが、Ｊ、６、以下であ
る確率Ｐが弐（３０）により示されるように信頼度αよ
り大きくなるようにサンプルの大きさＷを選択するもの
である。

この確率は、確率分布関数Ｆｈ（ａ）の項で書き直すこ
とができるが、ここで、（ａ）はＩＪ、１、ＮＴ、１未
満である。Ｆｋ（ａ）を確率的遅延の差の平均Δδ（ｋ
）の確率分布関数に等しいとすると、定義により、 式（３２） ％式％） 式（１７）により与えられるΔδ（ｋ）の式を（３２）
に置き換えると次式が得られる。

式（３３） ％式％ δ（ｋ）とδ（ｋ−ｗ）は独立同一分布（ｉｉｄ）確率
変数であるので、式（３３）の右辺により示される確率
は１分布関数Ｐｉｓ（ａＷ）により定義される。ここて
、ＦｌはΔδ（ｋ）の確率分布関数である。分布Ｂ＋、
１１１ζＦｋ　（ａ）がわかると、密度関数ｆｈ（ａ）
は、変数（ａ）に関するｐ＋＝（ａ）の導関数を単純に
とることにより生成される。すなわち、 式（３４）（３５） 遅延分布Δδの確率密度関数は、遅延ｆａ（ｄ）とｆａ
（罰）の密度関数の重畳をとることにより求まる式（３
６））。ここで、（ｄ）は変数について分布からとられ
る場合の変数を示す。

通信網の密度関数ｆ、（ｄ）は、わかっている場合がし
ばしばである。例えば、指数的に分散する遅延を持つ通
信網（例えばＨ／Ｈ／１　　待ち行列モデルにｔｊＣう
通信網）において、密度関数は式（３７）により与えら
れる。ここで、）ｌは分布の平均値の逆数である。した
がって、遅延の差の密度関数（ｆＡａ（ｄ）　）は、式
（３６）に示されるように通信網の密度関数を重畳する
ことにより求められるものであるが、式　（３８）によ
り示される結果となる。

式（３９）に示されるように、密度関数ｆｂ（ａ）は。

式（３８）を式（３５）に代入して導かれるが、次に（
ｋ）について積分すると分布関数Ｆｋ（ａ）が生成され
る。いつなん分布関数が求まると、それは式（３１）に
代入され、信頼度αについて解かれ、サンプルの大きさ
Ｗについて解が求められる。もし通信網１０の遅延分布
が不明の場合、Ｗの値は中心極限定理を適用することに
よりさらに求めることができる。２９の連続する差分遅
延は相関するが、式（１７）により表わされる時系列か
ら中間値を収りはずすとくすなわち、時系列を損うと）
、時系列は独立とされる。例えば、Δδ（１）と△δ（
２）の両者は、δ（１）に依存するので相関することに
なる。列からΔδ（２）を収りはずし、Δδ（３）とΔ
δ（１）のみを考慮すると独立同一分布（ｉｉｄ）確率
変数となる。したがって、損失１系数が少なくとも２で
ある限り（つまり、少なくとも１つおきの値を取りはず
すと）、中央極限定理を妥当性をもって残りの独立変数
に適用することができる。

中央極限定理は、分布Δδ（ｋ＞がゼロ平均と次の分散
を有する正規分布に集束することを示す。

ットは決まった長さ（Ｎ）を有するが、（既知の仕方ま
たは確率的な仕方のどちらかで〉応用対象で変化する場
合がある。この場合、ＴＤＯＡフィルタ６８は、上記に
論じた確率的パケットの長さＮ（ｋ）、ならびに確立的
遅延分布にわたって平均化する。すなわち、 ここで、〜Ｖは損われた時系列から平均（式（９））を
形成するのに使用するＴＤＯＡ値の数を示す。

式（１６）を式（４１）のように書きなおし、式４０）
と式（４１）に代入すると、Ｗに関する次式を得る。

これが満足された場合、ＲＭＳジッタはＪ□、未満に維
持される結果となる。

中央極限定理を使用すると、式（３１）は式（４３）の
ように標準正規分布Φ（Ｘ）の百分位数の項で書き直す
ことができる。

第９図の式の表に示すごとくに、−ｍに、パケここで、
パケットの長さＮ（ｋ）は変数である。

式（４４）を式（９）に適用（第７図）して形成される
Δｔ　（ｋ）の推定値τ丁（ｋ）は、式（４５）で表わ
され、これは弐り４６）に示されるように、２９の別々
の和に分けることができる。第１の和は、パケットの平
均長さ（すなわち、Ｎ　（ｋ）　）をＴ１で掛けたもの
を示し、第２の和は、遅延の平均差Δδ（ｋ）に対応す
る。上述したように、遅延の平均差の予測値は、式（４
６ａ）に示すようにゼロである。したがって、 式（４８） である。

サンプル平均Ｎ　（ｋ）が測定されるので、予測ハ 値Ｔ、にさらに不確実性が加わることはない。したがっ
て、パケットのサンプル平均長さが、トランスミッタの
ビット周期推定値Ｔ、にさらに不確実性を寄与すること
もない。

失われたパケットがある場合、トランスミッタレートの
推定値を求める本発明方法は−Ｔ、の推定においてエラ
ーとなる非常に大きい通信網遅延として失われたパケッ
トを取扱う。Ｔｔの推定の場合のエラーは、バッファ３
７のレベル（第１図）の増加となるが、これはパケット
損失によるバッファ消耗を補償するものとなる。すなわ
ち、受信ノートは、あたかもトランスミッタがその伝送
速度を減少しなかのようにパケットの損失を取り扱う。

このエラーがバッファレベルにどう影響するかをみるな
めに、パケットは、時間りに失われ、計算器６６により
行われる単一ＴＤＯＡ測定にエラーＮＴｔを誘導すると
考える。すると、もしＴＤＯＡフィルタ６８がＷサンプ
ルを必要とする場合、時間（Ｌ　’）と（Ｌ＋Ｗ−１＞
との間の平均ＫＴ（ｋ）のエラー量は、ＮＴｔ／Ｗとな
る。

トラッキングループ７０は線形であるため、バッファレ
ベルにおけるこのエラーの影響は、パルス関数（ｕ　（
Ｌ）−ｕ　（Ｌ＋Ｗ））（ＮＴｔ　／　Ｗ）（ここで、
パルスはｕ（Ｌ）とｕ（Ｌ＋Ｗ）、それぞれ（Ｌ）と（
Ｌ＋Ｗ）における個別のユニットステップ関数の使用に
より形成される）へのトラッキングループ７０の応答を
考慮して求めることができる。つまり、Ｗサンプルに存
続するエラーへのトラッキングループ７０の応答を考慮
して求めることができる。ループ７０を駆動する推定へ 値下、は高品質だあるなめ（上に論じたように）、第１
または第２次ループは十分にトラッキングが行なえる。

事実、上述した様に設計したＴＤＯＡフィルタ６８によ
って、第１次ループは十分にトラッキングできる。エラ
ーの影響を調べるなめに、トラッキングループ７０の応
答、ただしこれは１次ループである、を求めなければな
らない。

ＴＤＯＡフィルタ６８により生成される推定値Ｔ、は、
トラッキングループ７０の即動関数を与える。加算器７
３は、変換７６によりつくられるＶＦ０７２の出力周波
数の周期Ｔ、の負とＴｔ、Ｔ、の推定値とを合計する。

この合計がゼロでない場合、それは、受信端末の周波数
設定ｆ、および伝送端末周波数（すなわち１／Ｔ、）の
推定値の間のエラーを表わす。このエラー信号は、上記
のように選択したゲインＧを有する増幅器７４に入力さ
れる。この増幅エラー信号は、ループ平滑化フィルタ７
５によりろ波され、変数周波数発信器（ＶＦＯ）７２を
制御するのに使用される。

第１０図に示す如くに、変１ｆＡ器７６は、ＶＦＯ７２
によりつくられた周波数を、加算器７３に負の入力とし
て使用のなめＶＦＯ７２のピッｔ・周期（Ｔ、）に対応
する数に変える。

ＶＦＯ７２の出力は、同期装置１１０に高速（例えば１
６，３８４ＭＨｚ）クロック１１２がちのパルスととも
に供給される。同期装置１１０は、高速クロック１１２
のエツジにＶＦＯ７２のエツジを同期化して合わせる。

エツジ検呂器１１４は、同期装置１１０の立上がるエツ
ジに合ったパルス出力を生成する。このパルスは、計数
器１８の現カウントをレジスタ１１６がロードするよう
にするが、これは、クロック１１２からのパルスに応答
して増分する。このパルスは、レジスタ１１６が計数器
１１８の内容を得るのに十分な遅延１２０後、計数器１
１８をクリヤする。計数器１１８により与えられた数は
、ＶＦＯ７２の出力信号のＴ、周期に対応する。

トラッキングループ７０は１次ループであるので、それ
は次の差の式に１足う。

Ｔ　（ｋ）　＝　Ｔ　（ｋ−１）＋Ｇ［Ｔ　（ｋ）−Ｔ
　（ｋ−ｔ）］　　（４９）【　　　　　　　【　　　
　　　　　　　し　　　　　ｒ、二こて・、Ｇはループ
ゲイン は（ｋ−１）番目のパケット到着の後のレシーバのビッ
ト周期であり、Ｔ，　（ｋ）はに番目のパケットの到着
後の推定トランスミッタ周期である。もし、トランスミ
ッタパケット到着周期の推定におけるエラーがゼロの場
合（理想的な場合）、’ｒｔとＴ、　（ｋ−１）との間
の差（すなわち加算器７３の出力）はゼロとなる。さら
に、このようなループは、ゼロと２との間のゲイン（す
なわちＯ＜Ｇ＜２　）において安定である。Ｇ＝１に対
して、レシーバビットレートＴ，　（ｋ）は、推定トラ
ンスミッタピットレーハ トＴｔ　（ｋ）に等しく、有効にループの平滑化の影響
を取り除く。Ｇ＝１に対して、そのループは効果的に削
除され、推定値Ｔｔは直接使われる。ループのゲインＧ
は、もしそれが明らかにＴＤＯＡフィルタに含まれてい
ない場合、Ｎによる除算を考慮するように係数（１／Ｎ
）だけ滅じなければならないことを再度記憶すべきであ
る。さらに選択したＴＤＯＡフィルタにおいて、もし定
数が明らかにＴＤＯＡフィルタに含まれていない場合、
フィルタの定数による乗算を考慮するようにゲインを滅
することも可能である。例えば、もし１７すによる乗算
がフィルタに含まれていない場合、平均化するフィルタ
の引窓に対するゲインは、減ぜられる。

第１１図の式の表に示す如くに、ループ応答は、式（５
０）により与えられる。ＣＢＯ端末３２ｂが一定のビッ
トレートＴ，で伝送する場合、式（５１）によりループ
応答が与えられる。ここで、ε　（ｋ）はＴｔにおける
推定エラーである。したがって、先に論じたエラーパル
ス駆動関数への増分する応答Ｒ　（ｋ）は、式（５２）
により与えられる。

この式を解く際には、３つの注目すべき範囲がある。す
なわち（１）エラーが起った時より前の時（すなわちｋ
＜Ｌ）　、　（２）エラーが初めに現れた時からエラー
が平均を通り伝播した時の後のし１サンプルまでのパル
ス間の時（すなわちＬ≦ｋ　＜　１．、　＋Ｗ＞　（３
）エラーが平均を通過してしまってパルスからの回復が
起っている時（すなわちに≧Ｌ　＋　Ｗ　）である。エ
ラーパルスの間、Ｒ　（ｋ）は、式（５３）に菫って増
大し、次に式（５４）に従ってエラーが起った後、１４
番目のサンプルにつづき減衰する。

この例では、エラーが唯一の駆動関数であるので（式（
５５））エラーに先立って応答する関数のパルスはない
。

したがって、Ｔ，　（ｋ）のエラーは、初めΔｔ（ｋ）
が影響される間のＷタイムステップにわたり増加し、次
にエラーの影響は指数的に減衰してゼロになる。このエ
ラーは、ＴＤＯＡ測定値の増へ 加および通常より高い推定値下，をひきおこず。

すなわち、伝送速度推定値の減少となり、バッファレベ
ルの増加という結果をともなう。エラーの結果としてど
れだけバッファが増大するかみるためには、パケットが
失われた点から応答を単純に合計する。すなわち、式（
５６）に示すようにＯから無限大までの増分する応答を
合計する。ただし、時間（　Ｌ　）に先立つ応答は存在
しない。

式（５６）に式（５３）と　（５４）からＲ　（ｋ）の
値を代入すると、式（５１）が得られ、これを式（５８
）に従って展開し、併合整理すると、式（５９）が得ら
れる。式（５７）め和における下限は、（ｌ，）がゼロ
に等しいと考えてゼロに設定する（普遍性を何ら失わな
い）。

最後の項の指数とその最後の項の相の限度において　（
Ｋ−リ）を１と置いて書きかえると、式（６０）が与え
られるが、その最後の２９の和は消え、第１の和が残り
、これはＴｔと等しくなる（式１：１３１））。

これらの和を行なう際、エラーの蓄積増大が（ＴＤＯＡ
測定値、Ｔ，におけるエラーに等しい）時間の間にわた
り、起ることがわかる。パケット・が失われた期間、バ
ッファ３７は、空にされつづいているので、実質的には
、名目バッファレベルは回復する．したがって、この方
法が暗黙にバッファレベルを制御する。

シーケンスよりはずれたパケットが検出されている限り
（例えばシーケンス番号の使用により）、本方法がシー
ケンスよりはずれたパケット・により影響を受けないこ
ともまた明白である。そこで、本方法は、パケット（ｋ
−１）の前にパケット　（ｋ）の到着のために起こる負
の微分遅延をまた適用しなければならない。パケットの
順番付けができる限リ、適切な遅延を求めることができ
ることは容易に分る。

本方法の性能は、第１２Ａ図を第１２Ｂ図のシュミレー
ションの比較からみることができる。第１２Ａ図は、ト
ラッキングループ７０におけるゲイン７４をゼロに設定
しくすなわちトラッキングのない）レシーバビットレー
トがトランスミッタビットレートを、０１％だけ超過す
るパケット通信網１０のシュミレーションを示している
。このシュミレーションにおいては、バッファの大きさ
は初め１０，０００ビツトに設定された。バッファの大
きさに定常的（線形）減少があることに注目されたい。

第１２Ｂ図は、ゲイン７４を０１に設定し、ＴＤＯＡフ
ィルタ６８のオーダ（つまり誓）を５０に設定した場合
の同じシュミレーションを示ず。

この場合のバッファは、定常的減少を示さず、長い確率
的遅延により起こされる低いバッファ状態から直ちに回
復されることを示している。これらのシュミレーション
において、収束は、５０パケツトのみについて行われる
平均化において非常に急速であることがわかる。第１２
Ｂ図のスパイクは、通信網における確率的遅延により起
こされる。

本方法は、これらの偏差からすばやく回復することに注
目されたい。

他の実施例 この他の実施例も本特許請求の範囲 ある。

例えば、第１３図に示すごとくに、ＴＤＯＡフィルタ６
８は、代替的に増大する記憶の平均を行へ なうように使用され、推定値Ｔｃ　（ｋ）を与える。

各ＴＤＯＡ測定値６７は、現平均ＴＤＯＡ測定値（累算
器に含まれる）の積と、取られたパケットの数（すなわ
ち、サンプル）とを加算１３０する。

乗算器１３２により得られた積は、今のパケットに先立
つすべてのパケットの全ＴＤＯＡを表わし、新パケット
が到着する度ごとにレジスタ１３７にロードされる．取
られたサンプルの数は、計数器１３６に維持され、これ
はまた新パケットが到着する度毎にパケット検出器６２
（第４図）により増分される。新ＴＤＯＡ測定値と累積
した先のＴＤＯＡ平均値との和１３０は、現バゲットを
今含む（計数器１３６から）パケットの総数により割ら
れる。この除算の結果が新しい平均ＴＤＯＡ測定値であ
り、これは累算器１３４に記憶され、トランスミッタビ
ット周期のＮにより割られると更新推定値Ｔｔ（ｋ）と
なる。

第１４図に示す如＜、ＴＤＯＡフィルタ６８の他の実施
例は、指数的平滑化フィルタである。このフィルタは、
ＴＤＯＡ測定の重量平均を生成し、次式に従って最新の
サンプルに、より大きい重量をあたえるが、この式は、
式（９）の指数形である。

ここで、λは０から１の間の定数である。

指数的フィルタは、バイアスのない′Ｆｔの推定値を与
え、先のサンプルのただ１つのみが保存される必要があ
るので引窓平均（第６図）より実施が容易である。各Ｔ
ＤＯＡ測定値６７は、定数λにより掛けられ１４０、こ
の積は、累算器１４８に含まれる現平均ＴＤＯＡ測定値
と他の定数１＾）との積１４４に加算される（１４２）
。この和が累算器１４６における新平均ＴＤＯＡ測定値
となり、これは再びＮにより割られると、推定値へ ’ｒＬ　（ｋ＞となる。

ＴＤＯＡフィルタ６８としてどれを選択実施しようとく
第６、１３、また１４図）ＴＤＯＡ７　イルタ６８は、
Ｅδ［Δｔ（ｋ）］の推定値を与え（式（８））るが、
厳密にいえば、Ｅδ［ΔＬ（ｋ）］／ＮであるＴｔを与
えるものではない。

ＴＤＯＡフィルタ６８においてこの割り算を行うよりむ
しろ、トラッキングループ７０のゲイン７４をＮの係数
だけ減ずることである。この結果は同じであり、これが
ＴＤＯＡフィルタ６８に複雑性を付加するのを回避する
。

ＴＤＯＡフィルタ６８のいくつかのハードウェア実施例
が論じられてはいるが、それそれは代替的にＴＤＯＡフ
ィルタのアルゴリズムとして実施するものであり、マイ
クロプロセッサによって推定値Ｔｔをえるものである。

またトラッキングループの多くもマイクロプロセッサで
実施できるものである。

第１５図に示す如くに、受信端末周波数ｆ１と伝送周波
数ｆｔとを同期させる代替の配置２００は、位相同期ル
ープ２０２を使用する。基準クロック発生器２０４は、
パケット検出器２０８がリンク２８（第１図）からのパ
ケットの到着を感知する度ごとにその出力変化２０５を
生成する。基準クロック信号２０５は、位相識別器２０
６に１つの入力を与える０位相識別器２０６は、２Ｎで
割ったＶＦＯ２１０の出力２１４をその他の入力として
し受信する。位相識別器２０６は、順次フィルタ２１２
を介してＶＦＯ２１０を駆動するが、これは以下に詳し
く説明する。

検出器２０８からの逐次パケット到着信号により、基準
クロック発生器２０４は交互に正負に進む変化を生成す
る。こうして、クロック２０４は、パケット到着速度の
半分に等しい周波数の信号を生成する。各パケットは、
Ｎビット長さであるので、基準クロック２０４は、トラ
ンスミッタｆｔの周波数を２Ｎで割ったもので動作する
。

こうして、ＶＦＯ２１０の出力は、位相識別器２０６に
適用される前に２Ｎにより割られる（２１４）。ここで
、損失の場合には除算は２ｍＮにより割られるが、ここ
で、損失とは、各パケットに基準変化を起こすというよ
りむしろ各ｍ番目のパケットに基準変化が起こるという
ことを意味することに注意すべきである。理想的には、
ＶＦＯ２１０は、トランスミッタ周波数ｆ、で発振する
。

この場合、除算器２１４を経由して位相識別器２０６に
供給される信号は基準クロック２０４の周波数に一致す
る。トランスミッタ周波数ｆｔと■ＦＯ周波数ｆ、との
間の差は、以下に論するように位相同期ループ２０２に
より時間を超過して収り除かれる。

第１６図に示す如くに、位相識別器２０６は、除算器２
１４の出力の各基準タロツク変化２２２．２２４および
直ちに続く同期クロック変化２２６．２２８との間の時
間差２２０（すなわち位相エラーΦ）を示すに番目、）
基準クロックパルスの長さ’Ｓ：　Ｔ　ｒａ　ｒ　＋除
算器２１４からのパルスの長さをＴ６、先のパルスに関
する位相エラーをΦ（ｋ＞および今のパルスに関する位
相エラーをΦ（ｋ＋１）と表すと、第１２図から次式と
なる。

Φ（ｋ）＋Ｔ＝Ｔ　　　　＋Φ（ｋ＋１）（６２）ｓ　
　　　ｒｅｆ Φ（ｋ＋１）　　＝　　Ｔ　　　＋　Φ（ｋ）　　−Ｔ
、ｅｆ　　　　　（６３）第１７図の式の表に示す如く
に、周期Ｔ、は、１（番目のパケットのレシーバクロッ
ク周期Ｔｒ（ｋ＞のＮ倍に等しく（式（（Ｊ４））−基
準周期Ｔ１．、は、名目−）二のトランスミッタ周期Ｔ
Ｌに掛けるパケットのビットの数（つまりＮＴ、）にさ
らにエラーによる補正をしたものである。このエラーは
、式（６５）により示されるように逐次パケットの遅延
δの差の関数である０式（６４）と（６５）を式（６３
）に代入すると、いずれか近接する２９のパケットの間
の位相の差の式（つまりΔΦ（ｋ＋１）＝Φ（ｋ＋１）
−Φ（ｋ））（６６）が得られる。

ループ２０２がロックされると、ΔΦ（ｋ＋ｌ）はゼロ
となる。同様に、確立的遅延が存在しない場合、δ（ｋ
）−δ（ｋ＋１）＝０となり、したがってＴ、（ｋ）＝
Ｔｔとなる。しかしなが５、確率的遅延が存在する場合
、そうならない。確立的遅延の影響を取り除くために、
ループフィルタ２１２（ただしこれは平均化フィルタ２
３０と平滑化フィルタ２３２を含んでもよい〉は、ＴＤ
ＯＡフィルタ６８（第４図）がパケット到着の時間差を
平均化するのと同様の仕方でΔΦ（ｋ）、ΔΦ（ｋ）の
時間平均を得る。このように、平均化フィルタ２３０を
ＴＤＯＡの以上に論じた方法のいずれかで実方伍するこ
とができる。フィｌレタ２１２は、また（可能には平均
化フィルタ２３０の１部としてではあるが〉同相同期ル
ープ２０２の応答を平滑化するための平滑化フィルタ２
３２を含む。

フィルタ２１２の出力は、平均位相エラーに比例する。

しながって、 Ｔｒ（ｋ）　＝　Ｔ、（ｋ−１）　＋　ＧΔΦ（ｋ）　
　（６７）となる。ここで、Ｔ、（ｋ）はに番目のパケ
ットのレシーバビット周期、Ｔ、（ｋ−１＞は（１（１
）番目のパケットのレシーバビット周期、およびＧはル
ープ２０２のゲインを表わす。

第１８図は、第１５図に説明した方法のシュミレーショ
ンの結果を示すが、ここではバッファレベルは１０．０
００で始動したものである。平均遅延は０．０２秒で指
数的に分散した。ループのゲインＣＧ）は、０．０１で
あった。ループフィルタは、オーダ５０の平均化フィル
タであった。

パケットの大きさは２，０００ビツトであった。

レシーバの周波数は、トランスミッタの周波数をＩ　Ｈ
７，たけ超過し、それぞれ１２０１　）−１ｚと１２０
０１−１　ｚであった。バッファレベルが急速に安定レ
ベルに落着くことをみることかできる。さらにバッファ
レベルのスパイクは、遅延が確率的性質のものであるこ
とを表示している。

受信ノートにおけるバッファレベルを、パケットの到着
に無関係の受信ノード内に起こるエラーにより変化させ
ることも可能である。この状況において、本発明の方法
は、ノードエラーのために形成した新しいバッファレベ
ルにおけるレベルを安定化することもできる。代替とし
て、制御器３６（第１図）により周期的にバッファ３７
０レベルをモニタすることもできる。もしレベルが任意
の値、例えばバッファ容量の２５％から７５％の範囲に
ある場合には、パケット到着時間をモニタする方法は、
以上に論じた仕方でバッファレベルを制御する。もしバ
ッファレベルがこれら所定の限度外にくる場合には、制
御器３６は、レシーバクロックを調節して直接にバッフ
ァレベルを所内の限度内に、もってくるようにできる。

−度レベルが戻ると、レシーバクロックは上述のパケッ
ト到着をモニタする方法により再び制御される。

バッファレベルの監視と到着時間差；７４１７定の他の
組み合せもまた可能である。

［発明の効果］ 本発明によれば、各新パケットに応答して、例えば伝送
端末の周波数に一致（もしくは非常に接近して近似）す
るように受信端末クロックを調節するため、伝送周波数
の変化に連続的に適応できるものである。（Ｍって、バ
ッファレベルの測定に基づき受信端末クロックを調節す
る先行技術に比べ、本方法は、バッファのオーバランま
たはアンダーランのリスクを顕著に減少させるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は通信網のブロック図である。 第２図は第１図の通信網上に伝送されるデータのパケッ
トを示す図である。 第３Ａ−３Ｄ図は通信網上のパケットの伝送を理解する
ための説明図である。 第４図は、通信網における受信端末のクロソックと伝送
端末のクロックとの同期をとるための本発明の１実施例
のブロック図である。 第５図は第４図のブロックの１つを示す図である。 第６図は第４図のブロックの別の１つを示す図である。 第７図は本発明の理論を理解するのに有用な式％式％ 第８図はサンプルの大きさの計算を理解するのに有用な
式の表を示す図である。 第９図は本発明の特徴を理解するのに有用な式％式％ 第１０図は第４図の別のブロックを示す図である。 第１１図は損失パケットの影響を理解するのに有用な式
の表を示す図である。 第１２Ａおよび１２Ｂ図は第４図に示した本発明の実施
例の演算を理解するのに有用なシコーミレーション結果
を示す図である。 第１３図は第６図に示すブロックの変形例のｌ″Ａ１で
ある。 第１４図は第６図のブロックの別の変形例のし１である
。 第１５図は本発明の第２の実施例のブロック図である。 第１６図はシステムの演算を理解するのに有用な説明図
である。 第１７図は第１５図のシステムを理解するのに有用な式
の表を示す図である。 第１８図は第１５図のシステムを理解するのに有用なシ
ュミレーションの結果を示す図である。 １０・・・・・・データ通信網 １２、１４．１Ｇ、　１８．２０・・・・・・ノード２
２．２４．２６，２８．３０・・・・・・リンク３２（
３２ａ−３２０）　−−−（ＣＢＯ））データ端末３４
（３４ａ−３４ｆ）　−−−−＝　（他の）データ端末
３６−・・・・・制ｔｎ＜回路）器 ３１・・・・・・バッファ ４０（４０ａ−４０ｄ）　−−−−−−データ４１・・
・・・・パケット ４２・・・・・・７見出し ４３・・・・・・マルチビット ４４・・・・・・フィールド ４５・・・・・・ビット ４６・・・・・（終端部）フィールド ４７・・・・・・マルチビット ５０（５０ａ−５０８）・・・・・・パケット６０・・
・・・同期回路 ６２・・・・・・（レシーバパケット）検出器６４・・
・・・・回線 ６６・・・・・・（ＴＤＯＡ＞計算器 ６７・・・・・・（ＴＤＯＡ＞測定（値）６８・・・・
・・（ＴＤＯＡ＞フィルタ６９・・・・・・回線 ７０・・・・・・トラッキングループ ７２−・・・・・クロック ７３・・・・・・加算器 ７４・・・−・・ゲイン ７５・−・・・・（平滑化）フィルタ ７６−・・・・・変換器 ８０・・・−・・高速クロック ８２・・・・・・計数器 ８４・・・・・同期装置 ８６−・・・・レジスタ ８８・・・・・・遅延 ９０−・・・・（Ｗ−ステージシフ ９２・・・・・乗算器 ９４−・・・・加算器 ９６・・・・・・累算器 １００・・・・・・減算器 １１０・・・・・・同期装置 １１２・・・・・　（高速）クロック １１４・・・・・（エツジ）検出器 １１６・・・・・・レジスタ １１８・・・・・・計数器 １２０・・・・・・遅延 １３０・・・・・加算器 １３２・・・・・・乗算器 １３４・・・・・累算器 １３６・・・・・・計数器 １３７・・・・・・レジスタ １３８・・・・除算器 ト）レジスタ ４０・・・・・乗算器 ４２・・・・・・加算器 ４４・・・・・・乗算器 ４６・・・・・累算器 ４８・・・・・累算器 ２００・・・・・・配列 ２０２・・・・・・位相同期ループ ２０４・・・・・・（クロック）発生器２０５・・・−
・・（クロック）信号（出力）２０６・・・・・・（位
相）識別器 ２０８・・・・・・検出器 ２１０・・・−・・ＶＦＯ ２１２・・・−・・（ループ）フィルタ２１４・・・・
・除算器 ２３０・・・・・（平均化）フィルタ ２３２・・・・・・（平滑化）フィルタ偽５図 第７Ａ図 Ｅ　　［（Ｊ（ｋ）−μ、）２コ　−Ｅ（（Ｊ（ｋ−貿
）−μ、）２】　−０，２Ｅ　（ｕ（ｋ）−μ、）　（
６（ｋ−Ｗ）−μ、）〕冒Σ［６（ｋ）６（ｋ−ｗ））
　＋　Ｅ　［（ｕ、）　］−Ｅ［μｔ（Ｅ（Ｋ）　＋　
６（ｋ−ｗ）］］Ｅ　　（（６（ｋ）−μ、）（６（ｋ
−％／）−μｍ）コ　−　μ、−２μ５　十　μ、ｍＱ
Ｅ　［（６５（δ）２１− １１？ｃ図 ｔｈ６（巧−肛運ニー印江畦 Σ（Ｊ（ｋ））噂μｍ Δ６（ｋ）　　− 第７Ｂ図 Ｆｋ（Ｊ、ＪＮＴ、ｊ −’ｋ　（−Ｊｍｘ　ＮＴ□）ンα ｆ５ｊ（ｄ）雷ｆ、（ｄ） ★ｆ、（−ｄ） ｆ、（ｄ）−μｅ゛ｍ ｒｌ（ｄ）、　、　ｅ’Ｉ’１ｄｌ ｆ、ｆａ）　　−庭　ｅ−′１ｍｗ１ ｚｆ（面）２］　〈Ｔ、２　：％ｙ１工第工 区 第９ 図 Ｔ、（ｋ）■　Ｔ、　（ｋ） ＊　　Ｇ（１−Ｇ）ｋ 會ｍ　ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｔ、（ｋ）、τじτ、　（１−Ｇ）ｋ＋　ｇ（ｋ）会　
（Ｇ（１−Ｇ）’］ Ｒ（ｋ）諺０ ｏｔｈａｒｗｉｓ＊ 第１２人図 第１２Ｂ図 ｒ 第１５図 第１６図

Claims (36)

【特許請求の範囲】
1. （１）可能相違量だけ遅延した個別パケットによつて端
   末間にデータを伝送するところの通信網上において、受
   信端末に伝送するために所定周波数でデータの連続スト
   リームを生成する端末の所定クロック周波数に基づき、
   上記受信端末のクロックの周波数を制御する周波数同期
   制御方法にして、 上記受信端末に送信されるパケットの到着を検出するス
   テップと、 上記パケットの到着間の時間間隔を決定するステップと
   、 上記時間間隔を処理して、上記所定周波数に関連する推
   定値を生成するステップと、 上記推定値に応答して上記受信端末クロックの周波数を
   制御するステップと、を具備することを特徴とする周波
   数同期制御方法。
2. （２）上記周波数同期制御方法が、上記パケット間の到
   着の時間差を測定して該時間間隔を決定し、到着の上記
   測定時間差をろ波して上記推定値を生成するステップを
   具備することを特徴とする請求項１に記載の周波数同期
   制御方法。
3. （３）上記推定値が、上記所定周波数の周期の推定値で
   あることを特徴とする請求項２に記載の周波数同期制御
   方法。
4. （４）上記測定ステップ、ろ波ステップ、および制御ス
   テップをパケットが到着する度ごとに行ない、上記受信
   端末クロックの周波数を適応制御することを特徴とする
   請求項２に記載の周波数同期制御方法。
5. （５）上記ろ波するステップが、到着したパケットの所
   定数Ｗについて、上記到着の測定時間差を平均すること
   を有することを特徴とする請求項２に記載の周波数同期
   制御方法。
6. （６）上記平均が、到着したパケットＷの最も新しいパ
   ケットに対してのみ決定されることを特徴とする請求項
   ５に記載の周波数同期制御方法。
7. （７）上記推定値において所定レベル未満にジッタを抑
   えるようにＷが選択されることを特徴とする請求項５に
   記載の周波数同期制御方法。
8. （８）信頼度の所定レベル内において上記所定レベル未
   満に上記ジッタを抑えるようにＷが選択されることを特
   徴とする請求項７に記載の周波数同期制御方法。
9. （９）上記ろ波するステップが、上記到着の測定時間差
   を指数的に平均することを有することを特徴とする請求
   項２に記載の周波数同期制御方法。
10. （１０）上記ろ波するステップが、上記到着の測定時間
    について増大する記憶の平均を行なうことを有すること
    を特徴とする請求項２に記載の周波数同期制御方法。
11. （１１）上記平均を到着したすべてのパケットについて
    行なうことを特徴とする請求項９または１０に記載の周
    波数同期制御方法。
12. （１２）上記ろ波をハードウェアのフィルタを用いて行
    なうことを特徴とする請求項５、９または１０に記載の
    周波数同期制御方法。
13. （１３）上記ろ波が、上記到着の測定時間差にコンピュ
    ータプログラムを実行して上記平均を行なう処理装置に
    よつて行われることを特徴とする請求項５、９または１
    ０に記載の周波数同期制御方法。
14. （１４）上記周波数同期制御方法が、さらに、上記受信
    端末のクロック周波数の現周期と上記周期推定値との間
    のエラーを決定するステップと、上記受信端末クロック
    の周波数を調節して上記エラーを消去するステップとを
    具備することを特徴とする請求項３に記載の周波数同期
    制御方法。
15. （１５）上記エラー測定ステップと上記調節ステップが
    、上記受信端末クロックを含む１次トラッキングループ
    で行なわれることを特徴とする請求項１４に記載の周波
    数同期制御方法。
16. （１６）上記到着の時間差が、値の時系列からなり、上
    記制御方法が、さらに、上記ろ波を行なうに先立って上
    記時系列を所定の係数だけ損なうステップを具備するこ
    とを特徴とする請求項２に記載の方法。
17. （１７）上記周波数同期制御方法が、さらに、上記各パ
    ケットの到着を表示する基準信号を生成するステップと
    、 上記基準信号と上記受信端末クロックとの間の位相差を
    測定することによつて上記各時間間隔を決定するステッ
    プと、上記測定位相差をろ波して上記推定値を生成する
    ステップと、を具備することを特徴とする請求項１に記
    載の周波数同期制御方法。
18. （１８）上記推定値が、上記所定周波数と上記受信端末
    クロックの周波数との間の差の推定値であることを特徴
    とする請求項１７に記載の周波数同期制御方法。
19. （１９）上記生成ステップ、測定ステップ、ろ波ステッ
    プ及び制御ステップは、パケットが到着する度毎に行な
    われ、上記受信端末クロックの周波数が適応的に制御さ
    れることを特徴とする請求項１７に記載の周波数同期制
    御方法。
20. （２０）上記ろ波のステップが、到着したパケットの所
    定数Ｗについて上記測定位相差を平均することを有する
    ことを特徴とする請求項１７に記載の周波数同期制御方
    法。
21. （２１）上記平均が、到着したパケットＷの最も新しい
    パケットについてのみ上記平均を測定することを特徴と
    する請求項２０に記載の周波数同期制御方法。
22. （２２）上記推定値において、所定レベル未満の上記推
    定値にジッタを保持するようにＷが選択されることを特
    徴とする請求項２０に記載の周波数同期制御方法。
23. （２３）信頼度の所定レベル内において上記所定レベル
    未満に上記ジッタを保持するようにＷが選択されること
    を特徴とする請求項２２に記載の周波数同期制御方法。
24. （２４）上記ろ波のステップが、上記測定位相差を指数
    的に平均することを有することを特徴とする請求項１７
    に記載の周波数同期制御方法。
25. （２５）上記ろ波のステップが、上記測定位相差につい
    て増大記憶の平均を行なうことを有することを特徴とす
    る請求項１７に記載の周波数同期制御方法。
26. （２６）上記平均を到着したすべてのパケットについて
    行なうことを特徴とする請求項２４または２５に記載の
    周波数同期制御方法。
27. （２７）上記ろ波をハードウェアのフィルタを用いて行
    なうことを特徴とする請求項１７、２４または２５に記
    載の周波数同期制御方法。
28. （２８）上記ろ波が、上記測定位相差にコンピュータプ
    ログラムを実行して該平均を行なう処理装置によつて行
    われることを特徴とする請求項１７、２４または２５に
    記載の周波数同期制御方法。
29. （２９）上記周波数同期制御方法が、さらに上記受信端
    末クロックの周波数を調節して、上記受信端末クロック
    の周波数と上記所定周波数との間の差を消去するステッ
    プを具備することを特徴とする請求項１７に記載の周波
    数同期制御方法。
30. （３０）上記測定ステップ、ろ波ステップおよび調節ス
    テップは、上記受信端末クロックを有し、上記基準信号
    により駆動される位相同期ループで行われることを特徴
    とする請求項２９に記載の周波数同期制御方法。
31. （３１）上記位相差が、値の時系列からなり、上記制御
    方法が、さらに上記ろ波を行なうに先立って上記時系列
    を所定の係数だけ損なうステップを具備することを特徴
    とする請求項１７に記載の周波数同期制御方法。
32. （３２）上記基準信号は、Ｎを各パケットにおけるデー
    タビットの数とした場合、上記所定周波数を２Ｎで割っ
    た周波数を有し、上記制御方法が、さらに上記位相差を
    測定する前に上記受信端末クロックの周波数を２Ｎによ
    り割るステップを具備することを特徴とする請求項１７
    に記載の周波数同期制御方法。
33. （３３）上記基準信号は、ｍを上記所定係数とし、Ｎを
    各パケットにおけるデータビットの数とした場合、上記
    所定周波数を２ｍＮで割った周波数を有し、上記制御方
    法が、さらに上記受信端末クロックの周波数を２ｍＮで
    割るステップを具備することを特徴とする請求項３１に
    記載の周波数同期制御方法。
34. （３４）上記端末が、連続ビットストリーム端末である
    ことを特徴とする請求項１に記載の周波数同期制御方法
    。
35. （３５）上記制御が、受信端末のクロック周波数を近似
    的に所定周波数に調節することを特徴とする請求項１に
    記載の周波数同期制御方法。
36. （３６）上記制御方法が、さらに上記受信端末により検
    索のためにバッファに到着した上記パケットを記憶する
    ステップと、上記バッファに記憶されたパケットの数を
    モニタして該数が所定の範囲内にあるかどうか測定する
    ステップと、もし該数が所定の範囲内にない場合には、
    該数が所定範囲内になるまで、上記推定値に関係なく上
    記受信端末クロックの周波数を変えるステップと、を具
    備することを特徴とする請求項１に記載の周波数同期制
    御方法。