JPH02288622A - 高速トレーニングエコーキャンセラ - Google Patents

高速トレーニングエコーキャンセラ

Info

Publication number
JPH02288622A
JPH02288622A JP2078600A JP7860090A JPH02288622A JP H02288622 A JPH02288622 A JP H02288622A JP 2078600 A JP2078600 A JP 2078600A JP 7860090 A JP7860090 A JP 7860090A JP H02288622 A JPH02288622 A JP H02288622A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
echo
signal
modem
echo canceller
complex
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2078600A
Other languages
English (en)
Inventor
Fuyun Ling
フーユン　リン
Guozhu Long
グオズ　ローン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Motorola Solutions Inc
Original Assignee
Codex Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Codex Corp filed Critical Codex Corp
Publication of JPH02288622A publication Critical patent/JPH02288622A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/237—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using two adaptive filters, e.g. for near end and for end echo cancelling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Primary Cells (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はデータ通信機器またはモデムに関する。
（従来の技術） データ通信機器（ＤＣＥ）　、すなわち、モデムは、通
信チャネルを通して２進データを伝送および受信するの
に使用される機器である。時には、全２重モデムと呼ば
れるＤＣＥの分野においては、同時に伝送および受信で
きる機能を有しているものがある。モデムが、２線式通
信リンク（例えば、交換電話機回路網）を通して同時に
伝送および受信する場合、通常遠隔モデムから受信され
た信号に伝送された信号のエコーが存在する。そこで、
伝送および受信された信号が、同一の周波数帯域を占領
する場合、遠隔モデムにより送信されたデータを信頼性
をもって検出するために、エコー信号を消去することが
必要となる。
エコー信号は一般的には近距離エコーと遠距離エコーの
構成要素を有する。近距離エコーは、ローカルモデムお
よび近端電話中央局における不完全なハイブリッドカプ
ラにより発生する。それに対して、遠距離エコーは、主
として遠隔中央局および遠隔モデムにおけるハイブリッ
ドカブラにより発生する。遠距離エコーは時間的には近
距離エコーと相対的に遅延する。この遅延が実質的であ
る場合、エコーを消去するエコーキャンセラも、しばし
ば遅延により分離される近距離エコーと遠距離エコーの
キャンセラ構成要素に分割される。
高速モデムは、通常帯域幅有効変調方式、例えば直角変
調を使用する。このようなシステムにおいては、２進デ
ータは、まず有限数の点の集合から選択される複素信号
点（記号）のシーケンスにマツプされる。伝送実数値信
号は、この複素シーケンスの情報を搬送する。
２線式、全２重、高速モデム、例えばＣＣＩＴＴにより
指定された基準Ｖ、３２音声帯域モデムには、伝送され
た信号のエコーのほとんどを消去できる適応エコーキャ
ンセラが装備されてきた。
エコーキャンセラとしては代表的にはトランスバーサル
フィルターが知られており、それは一連の変数の複素値
のタップ係数を有するタップされた遅延線からなるもの
である。タップされた遅延線への入力は、前記の複素信
号点となる。これらは、タップ係数により適当に重みづ
けされ、出力として重みづけされた実行加算の実数部を
生成するものである。この出力は、受信された実数値の
エコー信号の近似となる。そして、エコーは、実数の受
信信号からこの推定近似エコー信号を減算することによ
り消去される。
複素入力と実数出力とを有するトランスバーサルフィル
ターとして具体化されたエコーキャンセラは、ナイキス
トエコーキャンセラと呼ばれている。ナイキストエコー
キャンセラは、しばしば近距離エコーキャンセラと遠距
離エコーキャンセラとからなっている。ナイキストエコ
ーキャンセラの１例としては、Ｓ、ワインシュタイン（
Ｗｅｔｎｓｔｅｉｎ）により米国特許箱４．１３１，７
６７号（再発行番号Ｒｅ３１，２５３号）に記述されて
いる。
エコーキャンセラは、通常、遠隔信号の存在しないとき
にトレーニングされるが、それはデータ伝送に先立って
起る初期状態すなわちトレーニング期間に行われる。多
くのエコーキャンセラにおいては、トランスバーサルフ
ィルタは、最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムを用い
てトレーニングされる。Ｌ　Ｍ　Ｓアルゴリズムにおい
ては、エコー消去の後に残る残余受信信号と複素人力信
号との間の相関を取り除くように連続的にタップ係数が
調節される。しかし、このようにしてエコーキャンセラ
を正確にトレーニングするのに必要な時間は、非常に長
くなり、特に長いトランスバーサルフィルタのエコーキ
ャンセラを使用するモデムの場合に長くなる。
過去に対し、入力と出力とがともに実数値がまたはとも
に複素数値かのエコーキャンセラにっいて、高速トレー
ニング方法が議論されている。
通常の周期的シャープシーケンスを用いる１つの方法に
ついては、“２線式全２重モデムにおけるエコーキャン
セラの高速スタートアップ“と題する論文がＴ、カミタ
ケにより米国電気電子学会のＩＣＣ”８４のプロシーデ
ィング（ＩＥＥＥ　　Ｐｒｏｅ、　ｏｆ　ｆ　ＣＣ−８
４３６０−３６４頁５月１９８４年アムステルダム、オ
ランダ）で発表されている。擬似ランダムのシフトレジ
スタシーケンスを用いる類似の方法が、後になって、■
、カンチャン（Ｋ　ａｎｃｈａｎ）とＥ、ギブソン（Ｇ
　Ｉｂ５ｏｎ　）により米国電気電子学会のＡＳＳＰの
トランザクシラン（Ｉ　ＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ、　ｏｎ
　　ＡＳＳＰ）　　（ＡＳＳＰ−８６巻、７号、１００
８−１０１０頁、７月１９８８年）に“エコーパス応答
の測定”と題する論文において述べられている。しかし
ながら、これらの方法は、複素人力と実数出力とを有す
るナイキストエコーキャンセラには適用てきないもので
あった。
米国電気電子学会のグローブコム　８７のプロシーディ
ング（ＩＥＥＥ　　Ｐｒｏｃ、ｏｒＧＬＯＢＥＣＯＭ　
’８７）（１９５０−１９５４夏、９月１９８７年、東
京、日本）に対し、Ｊ、Ｍ、チオフイ（ＣＩｏｒｒｌ　
）　ｉ；！、’ＣＣＩＴＴ　　Ｖ、３２モデムに対する
高速エコーキャンセラ初期化法”と題する論文に対し、
ナイキストエコーキャンセラの近距離エコーキャンセラ
と遠距離エコーキャンセラの両者の高速同時トレーニン
グ方法を提案している。この方法は、離散フーリエ変換
（ＤＦＴ）に基づくもので、実数の周期的擬似ノイズの
シーケンスを使用するものであるが、それは−殿には具
体化できぬトランスミッタにおける完全ヒルバートフィ
ルタ（トランス）を前提としているものである。
エコーパスが、線形フィルタとしてモデル化できる場合
、トランスバーサルフィルタはエコー信号を有効に再（
ト１成し、実質上消去できる。しかしながら、ある種の
例では、遠距離エコーは、またフェーズロールと呼ばれ
る少ニの周波数オフセットを含有し、これはエコー消去
を複雑にするものである。いくつかのさらに高度のエコ
ーキャンセラは、またフェーズロール補償回路を含有し
、これは遠距離エコーにおいて位相の変化を追跡でき、
それにより有害な影響を除去する。
通常、フェーズロール補償回路は、フェーズロール周波
数と位相をトレーニング期間に得るように位相同期ルー
プ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）を含む。
（発明が解決しよとする課題） トランスバーサルフィルタのエコーキャンセラをＬＭＳ
アルゴリズムによって正確にトレーニングしようとした
場合、非常に長い時間がかかる問題があった。また、ナ
イキストエコーキャンセラの近距離エコーキャンセラと
遠距離エコーキャンセラの両者を高速同時トレーニング
する方法が提案されてはいるが、具体的には困難であっ
た。
そこで、本発明は、上記従来技術の問題点を解決するも
ので、その目的は、非常に短い時間で正確にエコーキャ
ンセラをトレーニングすることができるモデムを提供す
ることである。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記課題を解決するための本発明の特徴は、一般にチャ
ネルを通して両方向に遠隔デバイスと通信するためのモ
デムに対し、チャネルを通して情報を伝送するためのト
ランスミッタと、実数のエコー符号を有するチャネル上
の信号を受信するためのレシーバと、変数の係数を有す
るエコーキャンセラモジュールとして、実数のエコー信
号を推定するためのエコーキャンセラと、トランスミッ
タに複素トレーニング信号シーケンスを供給すると共に
、複素トレーニング信号シーケンスと対応する実数のエ
コー信号との間の相関に基づく変数の係数を計算するた
めのトレーナ−モジュールと、を具備することである。
好ましい態様としては、さらに次の特徴を含む。
複素トレーニングシーケンスは、周期的であり、シーケ
ンスの実数部と虚数部は互いに直交する性質を有する。
実数部の自己相関は、第１インパルストレーンで、虚数
部の自己相関は、第２インパルストレーンである。また
、複素トレーニングシケンス、第１インパルストレーン
、および第２インパルストレーンはすべて周期的であっ
て、整数の変数りの整数倍に等しい周期を有する。
本発明の他の特徴は、モデムが、一般にエコー信号が約
Ｎ、の範囲を有する近距離エコー信号と約Ｎ２の範囲を
有する遠距離エコー有すると共に、近距離エコーと遠距
離エコーが遅延Ｂにより分離されており、ここでトレー
ニングシーケンスは変数りの整数倍に等しい周期を有す
る周期的シーケンスであるような型のモデムであり、こ
のモデムはさらに（Ｂ−Ｎｌ　）／　（Ｎｌ　＋Ｎ２　
）より小さな整数にを選択すること、および実質上次に
定義する間隔Ｒ： ［（Ｂ＋Ｎ２　）／　（ｋ＋１）］　≦Ｒ≦［（Ｂ−Ｎ
）／ｋ］ に存在する整数に等しいＬを設定することにより変数り
の値を決定するための計算要素を有するものである。
本発明のさらに他の特徴は、モデムが、一般に遠距離エ
コーがフェーズロールを有することができ、エコーキャ
ンセラモジュールの演算をフェーズロール周波数の推定
値を特定することにより制御し、計算した相関を用いて
エコーキャンセラ係数の集合を決定するような型のモデ
ムであり、このモデムは、さらに（１）エコーキャンセ
ラ係数の第１集合と第２集合との間の位相差を計算する
と共に、（２）フェーズロール周波数の推定値に達する
ように時間差Ｔ２−Ｔｌにより計算された位相差を割る
ための計算要素を有するものである。
ただし、ここで集団の両者はトレーナ−モジュールによ
り生成されたものであり、エコーキャンセラ係数の第１
集合は時間Ｔ１に対応し、エコーキャンセラ係数の第２
集合は後の時間Ｔ２に対応する。
好ましい態様としては、計算した位相差は、エコーキャ
ンセラ係数の第１および第２の集合の対応する要素間の
位相差の重量平均であるという特徴を含む。
（作用） 本発明は、直接にはエコーキャンセラ係数を推定するも
のであるが、その場合反復して最適値にアプローチをす
るのに数千ボーものトレーニング時間がかかるというこ
とはない。すなわち、エコーキャンセラ係数を計算する
ための本性は、そのような係数を計算する他の方法と比
較して正確である上に計算上効率のよい方法である。さ
らに、計算のためにエコ一応答データを集積しなければ
ならない期間はチャネルの全エコー遅延より非常に少な
い期間に削減できる。したがって、本発明は、非常に高
速のエコーキャンセラトレーニングを得られるものであ
り、それは従来のモデムにおいて得られたものよりはる
かに速いものである。
本発明は、さらにエコーキャンセラ係数の最適値に非常
に近い値を得ることができ、残留エコーはその最適値の
２ｄＢ以内となる利点を有するものである。従って、代
替法例えば最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリスムを用い
て、さらにトレーニングすることが不要となる。
本発明は、システムの実数の出力のみが使用可能の場合
に線形システムの複素変換関数を推定するだめに使用可
能である。
（実施例） 第１図で説明すると、ナイキストエコー消去型等のエコ
ー消去モデム２に対し、スクランブラ／エンコーダ６は
、入力回線４を通るデータビットの流れを受信する。ス
クランブラ／エンコーダ６は、上記データビットをラン
ダム化して、確実にビットパターンのいずれもが他のビ
ットパターンを起こすようにし、複素記号の第１シーケ
ンスを生成するのに使用したコーディングシステムにし
たがって、そのビットをコード化する。変調装置８は、
周波数ｆｃの搬送波信号１ｏを使用し、スクランブラ／
エンコーダ６の出力を変調して、複素記号の第２シーケ
ンスからなるディジタル伝送信号１２を生成する。次に
、トランスミッションフィルタ１４、Ｄ／Ａ変換器１６
およびローパスフィルタ１８は、ディジタル伝送信号を
、図示されていない遠隔ディバイスにチャネル２２を通
り伝送できる状態となるアナログ信号２ｏに変換する。
ハイブリッドカプラ２４は、また遠隔ディバイスにより
モデム２にチャネル２２を通り送られた信号を受け取り
、それらを、受信信号２６としてモデム２のレシーバ部
に送る。チャネル２２上の全２重通信の間、受信信号２
６は、連結フェーズロールを有することができる近距離
エコーと遠距離エコーの両者を有する。帯域通過ろ波器
２８は、受信信号２６を処理し、Ａ／Ｄ変換器３０は、
それを実数のディジタル受信信号３２に変換する。
Ａ／Ｄ変換器３０は、時間ｋＴ／Ｍにおけるサンプルを
生成する。ここで１Ｔは、ローカルモデムのトランスミ
ッタのボー間隔であり、Ｍは、サンプリング後受信信号
に別名づけが起らぬように選択した整数であり、ｋは、
サンプリング間隔のインデックスである。（ここで述べ
る実施例では、Ｍは３に等しく選択される。）コンバイ
ナ３４は、実数のディジタル受信信号３２のサンプルと
推定エコー信号３６の対応サンプルとを結合し、エコー
消去した信号３８を生成する。最後に、レシーバ４０は
、エコー消去した信号３８を処理して、遠隔デバイスに
より送信されたビットの流れに対応する受信データビッ
トの流れ４２を生成する。
モデム２内のエコーキャンセラモジュール４４は、推定
エコー信号３６を生成する。エコーキャンセラモジュー
ル４４に対し、遅延回線４６は、複素伝送信号１２を受
信し、大容量遅延により時間的に互に分離する２個の信
号４８ａ−ｂのグループを生成する。グループ４８ａは
、近距離エコー信号に対応し、複数の複素記号を含み、
その複素記号の各々は互に相対的に時間的に遅延し、そ
の結果、それらは近距離エコー信号にまたがることにな
る。一方、グループ４８ｂは遠距離エコー信号に対応し
、複数の他の複素記号を含み、その複素記号の各々は互
に相対的に時間的に遅延し、その結果、それらは遠距離
エコー信号にまたがることになる。遅延複素記号のグル
ープ４８ａは、遅延のより短い期間に対応して、近距離
エコーキャンセラ５０により処理され、遅延複素記号の
グループ４８ｂは、遅延のより長い期間に対応して、遠
距離エコーキャンセラ５２により処理される。
近距離エコーキャンセラ５０と遠距離エコーキャンセラ
５２の両者は、変数係数を含み、それらはトレーニング
され、その結果エコーキャンセラ５０および５２は、近
距離エコーと遠距離エコーのそれぞれ正確な推定値であ
る出力を生ずる。加算器５４は、近距離エコーキャンセ
ラ５０と遠距離エコーキャンセラ５２の出力を加算して
推定エコー信号３６を生成する。
エコーキャンセラモジュール４４はまたフェーズロール
補償器（ＰＲＣ）５６有すると共に、このＰＲＣ５６は
、遠距離エコーキャンセラ５２を制御する。トレーニン
グされた後、ＰＲＣ５６は、フェーズロールを、受信信
号２６において遠距離エコーのフェーズロールに近似す
る遠距離エコーキャンセラ５２の出力に加える。
エコーキャンセラモジュール４４の変数係数のトレーニ
ングは、トレーニング信号ジェネレータ５８とトレーナ
−６０により制御される。
トレーニング中、（ただしトレーニングはデー通信に先
立って、またはデータ通信を中断した間に起こってもよ
い）トレーニング信号ジェネレータ５８は、遠隔ディバ
イスに送られる特別なエコートレーニングシーケンスを
生成する。またトレーナ−６０は、その結果である実数
のディジタル受信信号３２を監視する。
エコートレーニングのこの期間中、遠隔ディバイスは停
止したままであり、その実数のディジタル受信信号３２
は、基本的には近距離エコーと遠用Ｍエコーとのみから
なるものである。監視されたエコー信号に基づいて、ト
レーナ−６０は、近［１エコーキヤンセラ５０、遠距離
エコーキャンセラ５２、およびＰＲＣ５６における変数
の係数を設定するエコーキャンセラ係数を計算し、その
結果、エコーキャンセラ４４は、監視されたエコーに非
常に近似する推定エコー信号３６を生成する。エコーキ
ャンセラモジュール４４は、エコー消去信号３８をエラ
ー信号として使用するが、これは、如何に正確にエコー
キャンセラモジュール４４が、トレーナ−６０により推
定した係数を用いてエコーを推定したかを示すものであ
る。エコ−キャンセラ係数のさらなる８７ｔ　Ｆ１節は
、エコー消去信号３８および公知の最小２乗平均（ＬＭ
Ｓ）の適応アルゴリズムを用いて行うことができる。
トレーニングジェネレータ５８は、複素周期的シーケン
ス、Ｐ　（ｎ）＝Ｐｒ　（ｎ）＋ＪＰｔ　　（ｎ）を生
成するが、これは、２Ｌの周期と以下の自己関数の性質
を有するものである。
ただし、式中、 １（は、整数の遅延インデックス、 ｎは、時間インデックス、 Ｌは、周期的シーケンスの半周期、 ■２Ｌは、長さ２Ｌの円形相関Ｋｎを示す、Ａは、正の
実数、および （）ＭＯＤ２Ｌは、円形相関により必要とされるモジュ
ロ２Ｌ演算を意味する。
既述のように、トレーニングシーケンスの実数部と虚数
部は直交している。すなわち、Ｐｒ（ｎ）とＰｉ（ｎ）
との間の長さ２Ｌの相互相関は、すべてのｎに対してゼ
ロである。第２図に、Ｐ　（ｎ）の実数部と虚数部の自
己関数の性質で示す。また、このようなトレーニングシ
ーケンスの対応する電カスベクトルは、第３図に示す如
くとなる。Ｐｒ（ｎ）とＰｉ（ｎ）の電カスベクトルは
、上記式（１）および（２）により与えられた相関の２
Ｌ点の離散フーリエ変換であることに注目されたい。
上記の特性を有するトレーニングシーケンスを用いて、
トレーナ−６０は、複素トレーニングシーケンス１２の
周期と実数のディジタル受信信号３２との間の相関を計
算することにより、近距離エコーと遠距離エコーのキャ
ンセラ５０と５２に対するエコーキャンセラ係数を計算
する。計算した相関が、エコーキャンセラ係数の所望の
値を与えることを理解するためには、システムの動作を
示す数式を見ればわかる。
エコーチャンネルは、複素インパルス応答Ｃ（１）をも
つ線形システムとして考えることができる。伝送された
データ記号をｄ　（ｎＴ）と表わすと、（ただし、ここ
で１Ｔはボー時間間隔で、ｎはボー間隔インデックスで
ある）各Ｔ、　　ｙ　（ｎＴ）においてサンプル取りし
たシステムの出力は、次のような、入力、ｄ　（ｎＴ）
の関係となる。
ｙ（ｎＴ）　−Ｒａ（ｃ（ｎＴ）ｏｄ（ｎＴ）］ただし
、式中、■は線形重畳演算を表わす。この例に対し、ｙ
（ｎＴ）は、実数のサンプル取りされたディジタル受信
信号３２を表わす。実際に、上記実施例にあるように、
もし受信信号２６が、率３／Ｔにおいてサンプル取りさ
れた場合、出力信号ｙ　（ｔ）は、ｙ（ｎＴ＋ｍＴ／３
）と表わすことができる。ただし、式中ｍ−０，１，２
である。これは、さらに簡単にｙｍ　（ｎ）として示す
ことができる。同じ規定を用いて、ｃ　（ｎＴ＋　ｍ　
Ｔ　／　３　）は、Ｃｍ　（ｎ）と書き直すことができ
るが、これは、ｎＴ＋ｍＴ／３においてサンプル取りさ
れたエコーチャンネルのインパルス応答であり、式（４
）は次のようになる。
ｙ、（ｎ）　＝　Ｒａ（ａ、（ｎ）ｅｄ（ｎ）］ｄ　（
ｎ）の代わりに複素トレーニングシーケンスＰ　（ｎ）
を用いてると、その結果は次のようになる。
ｙａ（ｎ）　　ｍ　　Ｒｅ（ａ、（ｎ）Ｏｐ（ｎ）コ　
　　　　　　　　　　　　　　　　、　　　（６）チャ
ネルがトレーニングシーケンスｐ　（ｎ）により十分励
起された後、もしチャネルが時間不変量である場合、実
数のエコーＹｍ　（ｎ）は、２Ｌの周期で周期的である
。したがって、実数のエコーとシーケンスとの間の相関
は次のようになる。
７ａ（ｎ）％ＬＰ（ｎ）　−ＲａｒＣ，（ｎ）（ＩＰ（
ｎ）ｌ＠ｚＬｐ（ｎ）　　　　　（７）Ｃｍ　（ｎ）と
ｐ　（ｎ）をそれらの実数部と虚数部とに分離すると次
の様になる。
ｙ、（ｎ）の社Ｐ（ｒ１）　　− ［Ｃｍｒ（ｎ）ｏＰｚ（”）　　−％（ｎ）”Ｐ＋（”
））■ＪＰｒ（”）　　”　　）Ｐ＋（”）コ　　（８
）ただし、式中、Ｃｍｒ　（ｎ）とＣｍｉ　　（ｎ）は
、それぞれＣｍ　（ｎ）の実数部と虚数部であり１．ｊ
はＪ７ｉである。
選択したｐ　（ｎ）の実数部と虚数部は、長さ２Ｌの円
形相関のもとては直交しているから、上記の式は次のよ
うになる。
ｙ、（ｎ）＠２Ｌｐ（ｎ）　　− Ｃ−ｚ（”）ｏ［Ｐｒ（”）＠ｎＰｒ（”）］　−ｊＣ
−＋（”）ｏ［Ｐｔ（ｎ）”ｚ！ｔ（ｎ）］　　（９）
ｙ、（ｎ）＠２Ｌｐ（ｎ）　＝　ａ、、（（ｎ）。ａ）
　”　ｃａｘ（（”−Ｌ）＋（）。２１）−ｊＣ−ｔ（
（ｎ）ユａ）　”ｊｃ、ｔ（（ｎ−Ｌ）。ａ）　　（１
０）Ｙ、（ｎ）の２Ｌｐ（ｎ）　　−Ｃ”−（（ｎ）。
２Ｌ）　　”　　ｃＩＩ（（ｎ−Ｌ））１）。ａ）　　
　　　　　（１１）ここで、式中、′は複素共役演算を
示す。
周期性のために、０≦ｎ≦２Ｌ−１の相関のみを考える
必要がある。式（１１）から、０≦ｎ≦２Ｌ−１の相関
結果は、Ｃｍ　（ｎ）の２つの２重バージョン（その第
１は複素共役である）を含み、それはしより以下の範囲
を有する。したがってバージョンの１つが十分の情報を
与える。
−数的には、第２図および第３図に示すように、また式
１ないし３に特定したように、トレーニングシーケンス
の性質は、以下に述べる重要な意味をもつものである。
すなわち、その目ｃ白は、エコーチャネルのインパルス
応答を決定することである。それは、勿論、理論的にイ
ンパルスでエコチャネルを誘導することにより直接的に
決定できるものである。しかし、インパルスの使用につ
いては少なくとも１つの問題がある。そのエネルギーは
時間的にあまりにも集中しており、そのインパルスのピ
ークは、その信号を、データ信号が普通の通信の間に通
常演算しないチャネルの非線形領域に入れてしまうこと
があった。
第３図に示すように、電力を時間にわったって均等に分
布することにより、トレーニングシーケンスでもっとエ
ネルギーを伝送することができ、このようにして、伝送
信号を演算の非線形領域の中へ入れるように駆動させな
いでチャネルを十分に励起させることができる。さらに
また、第２図に示すように、自己相関関数が、インパル
ストレインであるトレーニングシーケンスを用いること
により、トレーニングシーケンスに対応するエコ一応答
とトレーニングシーケンスを単純に相関させることによ
るエコーチャネルのインパルス応答の決定を、なおいっ
そう容易にかつ直接的に行うことができる。すなわち、
結果として得られる関数、つまり、）’ｍ　（ｎ　）　
０２ＬＰ　（ｎ　）は、Ｐ　（ｎ）の自己相関により表
わされるインパルストレインでチャネルを誘導すること
により得られるエコーチャネル応答に対応するものであ
る。トレーニングシーケンスの実数部と虚数部の直交す
る性質は、係数の実数部と虚数部を推定する場合、実数
部と虚数部が互に妨害しあわないことを保証する。
式（１）と（２）により与えられた相関する性質により
、式（９）の相関の各半周期は、もしエコーの全範囲が
半周期り未満である場合には、サンプル取りされたエコ
ーチャネル応答Ｃｍ　（ｎ）の推定値を与える。このよ
うにして、式（１）　、（２）および（３）により特徴
づけられた周期的シーケンスを用いることにより、Ｃｍ
　（ｎ）の実数部と虚数部は、実数のディジタル受信信
号３２のサンプルの２Ｌの長さの区分ならびに周期的シ
ーケンスＰ（ｎ）の１つの周期の実数部および虚数部と
の間の円形相関を行なうことにより得ることができる。
推定の応答と実際の応答の虚数部の間には、もし初めの
半周期からの相関を用いる場合、符号が相違することが
ある。この場合、実数のディジタル受信信号が周期的で
あるため、エコーキャンセラ係数Ｃｍ　（ｎ）を推定す
る代りの方法としては、周期的シーケンスＰ　（ｎ）の
１つの周期の実数部と虚数部ならびに実数の受信信号３
２の３Ｌの長さの区分の間の長さ２Ｌの線形相関で行な
う方法がある。
３個のサブキャンセラを有するナイキストエコーキャン
セラに対し、ｆ目間処理は、人ってくるＴ／３サンプル
について反復される。すなわち、式（９）がｍ−０，１
，２に対し反復される。このようにして、ボー当り３個
入ってくるサンプルがあり、ボー間陽当たり３個のサブ
キャンセラ係数が得られる。
数多くの周期的シーケンスが式（１）ないしく３）に記
述の性質を有する。しかし、シーケンスが、小さいピー
ク対ＲＭＳ　（２乗平均平方根）の比率を有する様にし
、その結果、伝送信号が非線形演算の領域に居るように
な危険を小さくすることが望ましい。この所望の性質を
有する周期的シーケンスは、その離散フーリエ変換の位
相が周波数の２乗則にしたがうものの１つとなる。その
ようなシーケンスは、次のように定義される。
（１）０≦ｎ≦Ｌに対し、もし、 （ａ）　Ｌが偶数の場合は、 であり、 （ｂ）　Ｌが奇数の場合は、 であり、ならびに （２）Ｌ≦ｎ≦２Ｌに対しては、シーケンスの第２の半
分はシーケンスの第１の半分の複素共役である。すなわ
ち、 Ｐ　ｒ　（ｎ）　−Ｐ　ｒ　（ｎ−Ｌ）　　　　　　（
１６）Ｐ　ｉ　　（ｎ）　−−Ｐ　ｉ　　（ｎ−Ｌ）　
　　　　（１７）となる。
若干高いピーク対ＲＭＳ比率有すると共に、余弦値がほ
とんど不必要であるため実時間に計算するのが容易であ
る別のシーケンスは、 （１）Ｏ＜ｎ＜Ｌに対しては、 であり、 （２）Ｌ≦ｎ＜２Ｌに対しては、 Ｐ　ｒ　（ｎ）　−Ｐ　ｒ　（ｎ−Ｌ）　　　　　　（
２０）ｐ　ｉ　　（ｎ）　−−Ｐ　ｉ　　（ｎ−Ｌ）　
　　　　（２１）ただし、式中、ＩＮＴ　［（Ｌ−１）
／２］は［（Ｌ−１）／２１以下で最大の整数を示す。
モデム２は、第４図に説明したアルゴリズムを具体化し
、Ｌの値を決定するものである。アルゴリズムは、周期
的シーケンスを構成するのに使用すべき周期を決定する
が、その結果、トレーニングシーケンスは、チャネルが
十分に励起されている場合、交互配置した、重なり合い
のない近距離および遠距離エコーを生成する。これが何
を意味するかは第５ａ−ｃ図によってさらに明確に理解
できるものである。
すなわち、第５ａ図は、１−（］における単一インパー
ルスに対するチャネルのエコ一応答を示す。
近距離エコーがまず起こり、次に、時間的にＢだけ遅延
して遠距離エコーがつづく。近距離エコーの範囲と遠距
離エコーの範囲は、それぞれＮ、とＮ２以下であること
に注目されたい。第５ｂ図に示したインパルストレイン
によりチャネルが励起される場合、エコ一応答は、第５
Ｃ図に示すようになる。遠距離エコーが現れるまで、エ
コ一応答は一連の近距離エコーからなり、それはＬボー
毎に起こるものである。Ｂボーが経過した後、チャネル
は十分に励起され、遠距離エコーは現れはじめるが、Ｌ
の周期だけ分離されている。エコーキャンセラ係数を計
算するために、こうして生成された近距離および遠距離
エコーを使用するには、第５ｃ図に示したように、近距
離および遠距離エコーが重なり合っていないことが望ま
しい。さらに加うるに、２つのエコーが起る全期間りは
、できるだけ短い時間でなければならないが、その結果
、計算が最小の数のボーを含むものとなる。第４図に示
したアルゴリズムはこれら２つの基準を満足するＬを選
択する。
エコーキャンセラトレーニングの期間中、ただし特別の
エコートレーニングシーケンスを伝送する前に、チャネ
ル２２（ステップ１００、第４図）により導入された遠
距離エコーラウンドトリップ遅延Ｂをモデムは測定する
。遅延Ｂは、トレーニング信号が伝送された後、遠距離
エコーが帰るのに要する時間の長さに等しい。遠距離エ
コー遅延を測定するためのこのような方法の１つがＣＣ
ＩＴＴＶ、３２規格に記載されている。
Ｎ、およびＮ２は、通常モデムを設計する時に決定され
ることに注目されたい。一般に、チャネルの代表的特性
を検討することにより、それらは経験的に決定される。
Ｎ、およびＮ２の選択は、受信が期待される対応エコー
の期間の上限になるように行われるのが望ましい。
モデム２が遠距離エコー遅延Ｂを測定した後、それは次
のように定義される変数にを計算する。
Ｉｃ＝　Ｉ　ＮＴ　［（Ｂ−ｔＪ＋　）　／　（Ｎｌ　
十Ｎ２　）コ（ステップ１１０） ただし、ここで、ＩＮＴ　［Ｘ］は、Ｘ以下で最大の整
数を意味する。
次に、モデム２は、ｌ（を検査し、それがゼロより大き
いかどうか決める（ステップ１１５）。もしｋがゼロよ
り大きいと、モデムは次に定義する２個のさらなる変数
Ｐ１とＰ２を計算する。
ＰＩ　−（Ｂ＋Ｎ２　）／　（ｋ＋１）（ステップ１Ｐ
２−　（Ｂ−Ｎｌ　）／ｋ　　　　　　（ステップ１次
に、ステップ１４０に対し、モデム２は次に定義する範
囲Ｒに整数が存在するのかどうか決定する。
Ｐ１≦Ｒ≦Ｐ２ もし、範囲Ｒ内に整数が存在すると、モデム２は、その
範囲内の最小の整数に等しいＬを設定する（ステップ１
５０）。すなわち、もしＰｉが整数であると、それはＬ
−Ｐ、であり、さもないと、Ｌ−ＩＮＴ　［Ｐ＋　＋１
］である。
次に、モデムは、ステップ１６０に分岐するが、そこで
モデムは次に定義するｆを計算する。
ｆ　−Ｂ　　−ｋ　　Ｌ 変数ｆは、周期り内の遠距離エコーの位置を示す。遠距
離エコーは、ｆとｆ　＋　Ｎ　２　１との間に位置する
。この情報を用いて、モデム２は、長さしの間隔にある
各ボーの相関計算をエコーの対応する要素に割りあてる
。
ステップ１４０に対し、もし範囲Ｒ内に整数が存在しな
い場合、次に、モデム２はステップ１７０に分岐するが
、そこでは、それは１だけにを減らして、ステップ１２
０に帰る。ステップ１２０ないし１４０は範囲Ｒが整数
を含むまで反復される。
もし、ステップ１１５に対し、ｋがゼロ以下の場合、次
にモデム２は、ｋがゼロに等しいかどうか検査する（ス
テップ１１６）。もしｋがゼロに等しいと、モデム２は
ＬをＢ＋Ｎ２に等しく設定し、そして次に、ステップ１
６０に分岐し、ｆを計算する。しかしながら、もしｋが
ゼロより小さいと、ここでモデム２は、ＬをＮ、＋Ｎ、
に等しく設定し、ｆをＮ１に等しく設定しくステップ１
１８）、そして、次にアルゴリズムから出る（ステップ
１１９）。
アルゴリズムは、次の間隔のＬを与える。
すなわち、Ｎ、＋Ｎ２≦Ｌ≦２（Ｎ＋＋Ｎ２）−ｉ、た
だし、これはＮ、　、Ｎ２およびＢのいずれも実用的な
値に対するものである。
アルゴリズムの有限精度における実施に対し、Ｌの選択
値は、不正または最適でないことがありうる。もしＬが
正しくない場合、近距離エコーと遠距離エコーは重なり
合いうる。一方、もしＬが最適でない場合には、得られ
た周期は最小可能周期ではない。これらのエラーは、丸
めの誤差の影響によるものである。アルゴリズムの臨界
ステージはステップ１４０にあり、ここでは、範囲Ｒは
整数の存在について検査され、またステップ１１０にお
いては、ｋの初期値が計算される。丸め誤差に関連する
問題を避けるために、アルゴリズムは第６図に示すよう
に修正してもよい。
すなわち、ステップ２００および２１５は、それぞれ第
４図のステップ１００および１１５に対応するものであ
る。
ステップ２１０は、ステップ１１０とは若干穴なり、す
なわちに＝　ＩＮＴ　［（Ｂ　　Ｎ＋　）／（ＮＩ＋Ｎ
２）＋δ。］である。
ただし、ここで、δ０は小さい正の補正数である。
ステップ２１５に対し、もしｋがゼロより大きい場合、
モデム２は、Ｐ＋　　（ステップ２２０）およびＰ２　
　（ステップ２３０）を計算するが、これらはさきにに
述べた点と異なる定義のものである。すなわち、 Ｐ＋　−（Ｂ＋Ｎ２　）／　（ｋ＋　１）＋δ１　（ス
テップ２２０） Ｐ　２　＝　（Ｂ　　Ｎ　ｒ　）　／　ｋ＋６１　　（
ステップ２式中、δ、は小さい補正数である。
次に、ステップ２４０に対し、モデム２は、さきに定義
したような範囲Ｒに整数が存在するか決定する。すなわ
ち、 Ｐ、≦Ｒ≦Ｐ２ しかしながら、この検査でＰｉは、もしその少数部がし
きい値δ２より小さい場合、整数として取扱われる。
以上のように、もし範囲Ｒ内に整数が存在する場合、モ
デム２は、範囲内でＬを最小の整数に等しく設定する（
ステップ２５０）。すなわち、もしＰｉが整数である場
合、Ｌ　＝　Ｐ　＋となり、そうでない場合、Ｌ＝　Ｉ
ＮＴ　［Ｐ＋　１　＋１となる。モデム２は、次にステ
ップ２６０に分岐するが、そこではモデム２は、ｆをさ
きに定義したように計算する。すなわち、 −Ｂ−ｋＬ 最後に、モデム２は、Ｎ　（＜　ｆ　＜　Ｌ　　Ｎ　２
かどうか決定する（ステップ２８０）。もしそうである
場合、アルゴリズムは停止する（ステップ２１９）。
もし、整数が範囲内に存在しない場合（ステップ２４０
）、またはｆが定義した間隔内に入っていない場合（ス
テップ２８０）、モデム２は、ステップ２７０に分岐し
、そこで、それは１だけにを減少する。次に、それはス
テップ２１５に戻りアルゴリズムの条件を満足するＬが
見出されるまでステップを繰り返えす。
ステップ２１５においては、もしｋがゼロ以下の場合、
モデム２は、第４図に示すアルゴリズムのステップ１１
６に対応するステップ２１６に分岐する。実際、ステッ
プ２１６に分岐した後のシーケンスは、第４図に説明し
たものと同じである。
すなわち、モデム２は、第４図におけるそれぞれステッ
プ１１７と１１８と同一のステップ２１７と２１８を実
行する。
補正数δ。とδｉ、およびしきい値δ２は、計算におい
て使用した語長および丸みづけ方式に依存する。計算に
使用する語長は、好ましくは十分に長くなければならな
い。例えば、１６ビツトの固定小数点演算を使用する場
合、倍精度計算が好ましい。この場合、実験では、δ。
−２−１５６、＝２−１４およびδ　＝２−１２のとき
、アルゴリズムは正しいＬを計算し、ステップ２８０は
不要となる。
近および遠距離エコーキャンセラの係数の初期値は、次
のように計算する。特別トレーニングシーケンスの必要
な半周期しは、上述のようにＢの値に基づき１算される
。トレーナ−６０ば、次に実時間でＬの値にしたがって
、必要な周期的複素トレーニングシーケンスを計算する
。計算したトレーニング複素シーケンスは、次に、少な
くともｋ　”　＋４半周期または（１（”＋４）Ｌボー
の間、トランスミッタにより伝送される。ただし、もし
１（≧０の場合は、ｍ′−にであり、そうでない場合に
は、ｋ−−０であり、またＬの決定の間に１（が得られ
る。トレーニングシーケンスの少なくともに′＋１半周
期、または（ｋ−＋１）Ｌボーを伝送した後、トレーナ
−６０は、第７図に示す３つのバッファ７０．７２およ
び７４に実数の受信ディジタル信号サンプル３２を記憶
させる。これらのバッファ７０，７２．７４は、おのお
の少なくとも２Ｌサンプルの長さであるＴ間隔の遅延線
である。さらに別の２Ｌボー後、各バッファが２Ｌサン
プルを受信した後、およびトランスミッタが周期的シー
ケンスを送信しつづけている間、トレーナ−６０は、コ
リレイタフ６ａ−ｆを用いて、周期的トレーニングシー
ケンスの１周期の実数部と虚数部と入力サンプルとの相
関を実行しはじめる。）ｔ］関は、もし２Ｌ長さのバッ
ファ７０．７２および７４での同一サンプルが使用され
る場合の円形相関であるか、またはボー当り３つの新サ
ンプルを受信する先入れ先出しくＦ　Ｉ　ＦＯ）バッフ
ァが代りに使用される場合の線形相関のどちらかである
。実数係数は、相関結果から直接に得られる。一方、係
数の虚数部は、相関結果を（−１）ｋで乗じたものに等
しい。３つの複素係数が、ボー当り計算されると仮定し
て、Ｎ１ボーの期間は、近距離エコーキャンセラ５０の
すべての係数を計算することに使用される（第１図参照
）。遠距離エコーキャンセラ５２の係数は、近距離エコ
ーキャンセラ係数を計算するのと同じ方法で計算する。
遠距離エコーギャンセラ５２の係数は、Ｎ２ボーで計算
することができる。
モデムは、計算された遠距離エコーキャンセラ係数を使
用し、ＰＲＣ５６の変数係数を設定する。
ＰＲＣ５６は、ディジタル位相同期ループ（ＰＬＬ）技
術、例えば１９８９年３月１４０発行の″エコー消去”
と題する米国特許番号第４，８１３．０７３号に記載す
る方法およびそこに参照の方法を用いることができる。
ＰＲＣ５６におけるＰＬＬをトレーニングするためには
、フェーズロール周波数を正確に推定し、遠距離エコー
電力を測定することが必要である。モデム２は、第８図
に説明するアルゴリズムを実行して、これら特性値の両
者を計算する。
遠距離エコーフェーズロールの周波数をωｐラジアン／
Ｓと仮定すると、遠距離エコーは、ｅｘｐ［ｊωｐｔ］
だけ変調される。時間Ｔ１において受信される遠距離エ
コーは、フェーズロールのない遠距離エコーと相対的な
位相回転ω１）　Ｔ　＋ラジアンを有する。もし周波数
ωｐが比較的低く、２Ｌ長さのセグメントにおいて受信
信号サンプルのすべてが近似的にほぼ同じ位相回転を有
する場合、上述した如くのトレーニングシーケンスと受
信信号との間の相関の性質は近似的に成立する。
時間Ｔ１における受信信号を用いる推定遠キャンセラ係
数は、ｅｘｐ　［ｊωｐＴ＋１を乗じたフェーズロール
なしの推定係数に等しいものである。
同様に、後の時間Ｔ、における推定された同じ遠ｇｔ［
エコーキャンセラ係数には、ｅｘｐ［、ｔωｐＴ２］が
乗ぜられる。そして、フェーズロール周波数ωｐは、こ
れら２つの遠エコーキャンセラ係数の間の角度の差Φ−
（Ｔ２−Ｔ、）ωｐ、を時間の差Ｔ、−Ｔ、で割ること
により推定することができる。推定操作を下に述べる。
第１．に、モデム２は上述の相関方法（ステップ３００
）を用い、遠距離エコーキャンセラ係数の少なくとも２
つの集合を計算する。係数の第１の集合は、時間Ｔ１に
対応して計算され、係数の第２の集合は、時間Ｔ２に対
応して計算されるが、これは時間Ｔ１の後Ｄボーで行わ
れるものである。
実際上、Ｄは別の正の整数値であることができるが、Ｄ
−Ｌを選択するのが便利である。次に、ステップ３１０
に対し、モデム２は、計算された遠用Ｎエコーキャンセ
ラ係数の２つの集合間の推定位相差を１算する。
推定位相差を決定する一つの方法は、ｎ１算された遠距
離エコーキャンセラ係数の２つの集合における対応する
係数のそれぞれの間の位相差、φ６．。、の正弦を計算
することによって行なわれる。　ｓｉｎφ６．。は、次
のように計算された係数と関係する。
これは次のように近似できる。
ただし、式中、ｃｍ、＋　　（ｎ）とＣｌ−１，１（ｎ
）はＣ６（ｎ）の実数部と虚数部であり、ここで、それ
ぞれｍ−０，１，２であり、Ｉｃ、（ｎ）ｌは、Ｃ，（
ｎ）の大きさであり、および２つの計算された係数の大
きさは等しいと仮定するものである。
もし、角度φユ１．の絶対値が小さく、例えば２０度未
満とすると、 φ１．．七ｓｉｎφ７．。
となる。
理論的には、遠距離エコー係数のいずれか１つの対の間
の角度は同一でなければならない。しかしながら、ノイ
ズおよび他の妨害は、この関係の妥当性を無効にする可
能性がある。したがって、ノイズまたは妨害の影響を削
減し、フェーズロール周波数の推定値の正確さを向上す
るためには、推定された角度を遠距離エコー係数の対の
すべてにわたって平均してもよい。すなわち、ステップ
３１０に対し、モデム２は下記の計算を行うことができ
る。
ＡＶＧ　（φ）−Σｓ、ｎ　　ＥＬ　　ｖａ、ｎ　φｍ
、ｎここで、式中、ＡＶＧ　（φ）が角度の偏りのない
推定値であることが確実であるために、Σ。３、ａ、、
、−１となる］。
最適の重みａ　１．７を得るために、ａ　、＠、。をｃ
’　ｓ、Ｉ　　（ｎ）　＋Ｃ’　ｍ、ｔ　　（ｎ）　／
Σｎｍ［Ｃ’　＋＋＋、ｌ　　（ｎ）＋Ｃ２，，、（ｎ
）］に等しいと設定するのが好ましい。これを行うと、
ＡＶＧ（φ）は、次に等しくなることに注目されたい。
電力を決定する。
平均角度の推定法としては、各係数の角度を算出し次に
算出した角度をすべて平均するよりも、むしろ、いま述
べた式を計算することにより平均角度を推定することの
方が望ましい。その理由は、いま述べた式を用いる方法
においては、除算は１個のみであるのに対し、各係数の
角度をすべて平均する方法においては、多くの除算を含
むからである。商業的に使用できるディジタル信号プロ
セッサを使用する場合でも、除算は、時間を浪費し効率
の悪い処理であるから除算の数を最小にすることは望ま
しいことである。
推定位相差の計算の後、モデム２は、ＡＶＧ（φ）をＤ
　Ｔ　＝　Ｔ　２−　Ｔ　ｔにより割ることにより、平
均フェーズロール周波数の推定値を計算する（ステップ
３２０）。
最後に、ステップ３３０に対し、モデム２は次の関係式
を計算することにより遠距離エコーのＰｔｍ　Ｉ：、ｃ
バ１）ｄ（ｎ−１）　　−１１ｆ（ｎ）ｌ　　−１ｄ（
ｎ−１１１”Ｌ：ｉｌｃ、（１）Ｉ”ただし、上式中、
上の棒記号は集団平均演算であることを表わし、ｄ　（
ｎ）は伝送されるデータ記号を示す。
Ｐｆの値は、次にＰＲＣ５６のＰＬＬ係数の最適の位取
りのために使用される。
モデムは、第９図に示すように、多重プロセッサアーキ
テクチャにより実行できる。すなわち、それは、総合制
御とデータ移動機能を行なうポストプロセッサ６２有す
ると共に、トランスミッタとエコーキャンセラの機能を
行う信号処理エレメント６４を有する。ただし、これは
上述のアルゴリズムの実行を含むものであるが、レシー
バ４０の機能を行う別の信号処理エレメント６６を有す
るものである。
この種のモデムは一般には、クレシ（Ｑｕｒｅｓｈｉ）
らの１９８４年３月６日出願のプロセッサインタフニー
回路と題する米国特許出願番号第５８６，６８１号およ
びその参照に記載がある。
［発明の効果］ 以上説明した様に、本発明は、直接にはエコーキャンセ
ラ係数を推定するものであるが、その場合反復した最適
値にアプローチをするのに数千ボーものトレーニング時
間がかかるという°ことはない。さらに、計算のために
エコ一応答データを集積しなければならない期間はチャ
ネルの全エコー遅延より非常に少ない期間に削減できる
。したがって、本発明は、非常に高速のエコーキャンセ
ラトレーニングを得られるものであり、それは従来のモ
デムにおいて得られたものよりはるかに速いものである
。
本発明は、さらにエコーキャンセラ係数の最適値に非常
に近い値を得ることができ、残留エコーはその最適値の
２ｄＢ以内となる利点を有するものである。従って、代
替法例えば最小２乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムを用い
て、さらにトレーニングすることが不要となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、エコー消去モデムのブロック図である。 第２図は、第１図に示すエコーキャンセラをトレーニン
グするのに使用する複素周期的トレーニングシーケンス
の自己相関の性質を示す図である。 第３図は、第２図に示す自己相関の性質を有する複素周
期的シーケンスの電カスベクトルを示す図である。 第４図は、複素周期的トレーニングシーケンスの周期を
決定するためのアルゴリズムの流れ図である。 第５ａ図〜第５Ｃ図は、第１図に示したモデムが通信を
行う代表的チャネルのエコ一応答を示す図である。 第６図は、複素周期的シーケンスの周期を決定するため
の別のアルゴリズムの流れ図である。 第７図は、トレーナの詳細を示すための第１図に示した
エコー消去モデムの１部のブロック図である。 第８図は、遠距離エコーのパワーおよびフェーズロール
周波数を決定するためのアルゴリズムの流れ図である。 第９図は、本発明を実施するモデムのより具体的なブロ
ック図である。 ２・・・エコーキャンセルモデム ４・・・人力回線 ６・・・スクランブラ／エンコーダ ８・・・変調装置 １０・・・搬送波信号 １２・・・ディジタル伝送信号 １４・・・トランスミッタフィルタ １６・・・Ｄ／Ａ変換器 １８・・・ローパスフィルタ ２０・・・アナログ信号 ２２・・・チャネル ２４・・・ハイブリッドカブラ ２６・・・受信信号 ２８・・・帯域通過ろ波器 ３０・・・Ａ／Ｄ変換器 ３２・・・ディジタル受信信号 ３４・・・コンバイナ ３６・・・推定エコー信号 ３８・・・エコー消去した信号 ４０・・・レシーバ ４２・・・受信データビットの流れ ４４・・・エコーキャンセラモジュール４６・・・遅延
回線 ４８ａ、ｂ・・・信号のグループ ５０・・・近距離エコーキャンセラ ５２・・・遠距離エコーキャンセラ ５４・・・加算器 ５６・・・フェーズロール補償器 ５８・・・訓練信号ジェネレータ ６０・・・トレーナ− ６２・・・上位処理装置 ６４・・・信号処理エレメント ６６・・・信号処理エレメント

Claims (42)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）遠隔ディバイスとチャネルを通して両方向に通信
    するためのモデムにして、 チャネルを通して情報を伝送するためのトランスミッタ
    と、 実数のエコー信号を含むチャネル上の信号を受信するた
    めのレシーバと、 変数の係数を有するエコーキャンセラモジュールとして
    、実数のエコー信号を推定するためのエコーキャンセラ
    と、 トランスミッタに複素トレーニング信号シーケンスを供
    給すると共に、複素トレーニング信号シーケンスと対応
    する実数のエコー信号のみとの間の相関に基づく変数の
    係数を計算するためのトレーナーモジュールと、を具備
    することを特徴とするモデム。
  2. （２）複素トレーニングシーケンスが、周期的であるこ
    とを特徴とする請求項１または４１に記載のモデム。
  3. （３）複素トレーニングシーケンスは、シーケンスの実
    数部と虚数部が互に直交する性質を有することを特徴と
    する請求項１に記載のモデム。
  4. （４）複素トレーニングシーケンスは、実数部の自己相
    関が第１インパルストレインであり、虚数部の自己相関
    が第２インパルストレインである性質を有することを特
    徴とする請求項１または４１に記載のモデム。
  5. （５）複素トレーニングシーケンスは、Ｌが整数である
    場合の２Ｌの周期おび第１および第２インパルストレイ
    ンの周期で周期的となっており、１方が２Ｌの周期で周
    期的であると、他方がＬの周期で周期的であることを特
    徴とする請求項４に記載のモデム。
  6. （６）複素トレーニングシーケンスは、Ｌが整数である
    場合の２Ｌの周期を有すると共に、該複素トレーニング
    シーケンスは、式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）
    、の形式で表現される、ただし式中、Ｐｒ（ｎ）は、ｎ
    次複素信号点の実数部、Ｐｉ（ｎ）は、ｎ次複素信号点
    の虚数部、ｎは、時間インデックス、ｊは、√（−１）
    であって、Ｐ（ｎ）は以下の自己相関の性質を持つ、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、式中において、 Ｏ＿２＿Ｌは円形相関演算を表わし、Ａは正の定数、（
    ）＿Ｍ＿Ｏ＿Ｄ＿２＿Ｌは円形相関演算により使用され
    るモジュロ２Ｌ演算を表わす、 ことを特徴とする請求項１または４１に記載のモデム。
  7. （７）トレーニングシーケンスは、Ｌが整数の場合、周
    期２Ｌ有すると共に、該複素トレーニングシーケンスは
    、式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）の形式で表現
    される、 ただし、式中、Ｐｒ（ｎ）はｎ次複素信号点の実数部、
    Ｐｉ（ｎ）はｎ次複素信号点の虚数部、ｎは時間インデ
    ックス、ｊは√（−１）であって、Ｐｒ（ｎ）とＰｉ（
    ｎ）は次式で表現される。 ａ、０≦ｎ＜Ｌに対し、もし ｉ、Ｌが偶数の場合は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、 １１、Ｌが奇数の場合は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、 ｂ、Ｌ≦ｎ≦２Ｌにおいては、 ｉ、Ｐｒ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ−Ｌ）、および ｉｉ、Ｐｉ（ｎ）＝−Ｐｉ（ｎ−Ｌ）である、ことを特
    徴とする請求項１または４１に記載のモデム。
  8. （８）トレーニングシーケンスは、Ｌが整数である場合
    の周期２Ｌを有すると共に該複素トレーニングシーケン
    スは式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）の形式で表
    現される、ただし式中、Ｐｒ（ｎ）はｎ次複素信号点の
    実数部、Ｐｉ（ｎ）はｎ次複素信号点の虚数部、ｎは時
    間インデックスおよびｊは√（−１）であって、Ｐｒ（
    ｎ）とＰｉ（ｎ）は次式で表現される、 ａ、０≦ｎ＜Ｌにおいては、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、 ｂ、Ｌ≦ｎ＜２Ｌにおいては、 ｉ、Ｐｒ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ−Ｌ）、および ｉｉ、Ｐｉ（ｎ）＝−Ｐｉ（ｎ−Ｌ） である、 ここで、式中、ＩＮＴ［（Ｌ−１）／２］は［（Ｌ−１
    ）／２］以下で最大の整数を示す、ことを特徴とする請
    求項１または４１に記載のモデム。
  9. （９）エコー信号は、概略Ｎ＿１Ｔの範囲を有する近距
    離エコーおよび概略Ｎ＿２Ｔの範囲を有する遠距離エコ
    ーを含み、ここで、Ｎ＿１とＮ＿２は整数であり、Ｔは
    該トレーニング信号シーケンスの記号時間間隔であり、
    近距離エコーと遠距離エコーは遅延ＢＴにより分離され
    ており、トレーニングシーケンスは変数Ｌの整数倍に等
    しい周期を有する周期的シーケンスであるモデムにして
    、このモデムは、さらに、 ｉ、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２）以下の整数に
    を選択し、 ｉｉ、実質上次に定義する間隔Ｒ： ［（Ｂ−Ｎ＿２）／（ｋ＋１）］≦Ｒ≦［（Ｂ−Ｎ＿１
    ）／ｋ］に存在する整数に等しいＬを設定することによ
    り、 変数Ｌの値を決定するための計算要素を具備することを
    特徴とする請求項１または４１に記載のモデム。
  10. （１０）整数ｋが、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２
    ）以下で最大の整数であることを特徴とするの請求項９
    に記載のモデム。
  11. （１１）Ｌが、間隔Ｒに存在する最小の整数となるよに
    選択することを特徴とする請求項９に記載のモデム。
  12. （１２）周期が、２Ｌに等しいことを特徴とする請求項
    ９に記載のモデム。
  13. （１３）遠距離エコーが、フェーズロールを有し、エコ
    ーキャンセラモジュールの演算をフェーズロール周波数
    の推定値を特定とすることにより制御し、計算した相関
    を用いてエコーキャンセラにおける変数の係数の集合を
    決定するモデムにして、このモデムは、さらに、 ｉ、エコーキャンセラ係数の第１集合と第２集合との間
    の位相差を計算し、ここで集合の両者は、トレーナーモ
    ジュールにより生成されたものであり、エコーキャンセ
    ラ係数の第１集合は時間Ｔ＿１に対応し、エコーキャン
    セラ係数の第２集合は後の時間Ｔ＿２に対応し、 ｉｉ、計算された位相差を時間差Ｔ＿２−Ｔ＿１により
    割ってフェーズロール周波数の推定値を得るための計算
    要素を具備することを特徴とする請求項１または４１に
    記載のモデム。
  14. （１４）計算した位相差は、エコーキャンセラ係数の第
    １および第２集合の対応する要素間の位相差の重量平均
    であることを特徴とする請求項１３に記載のモデム。
  15. （１５）チャネルを通って遠隔ディバイスに信号を伝送
    し、遠隔ディバイスから信号を受信し、受信信号は概略
    Ｎ＿１Ｔの範囲を有する近距離エコーおよび概略Ｎ＿２
    Ｔの範囲を有する遠距離エコーとを含み、Ｎ＿１とＮ＿
    ２は整数であり、Ｔは該トレーニング信号シーケンスの
    記号時間間隔であり、近距離エコーと遠距離エコーは遅
    延ＢＴにより分離されているモデムにして、このモデム
    が、 エコーキャンセラと、 エコーキャンセラをトレーニングするために変数Ｌの整
    数倍に等しい周期を有する周期的トレーニングシーケン
    スを生成するトレーニングジェネレータと、 ｉ、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２）以下の整数を
    選択し、 ｉｉ、実質上次に定義する間隔Ｒ： ［（Ｂ−Ｎ＿２）／（ｋ＋１）］≦Ｒ≦［（Ｂ−Ｎ＿１
    ）／ｋ］に存在する整数に等しいＬを設定すること、 により変数Ｌの値を決定するための計算要素と、 を具備することを特徴とするモデム。
  16. （１６）整数ｋは、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２
    ）以下の最大の整数であることを特徴とする請求項１５
    に記載のモデム。
  17. （１７）Ｌを間隔Ｒにおいて存在する最小の整数である
    ように選択することを特徴とする請求項１５に記載のモ
    デム。
  18. （１８）周期が２Ｌに等しいことを特徴とする請求項１
    ５に記載のモデム。
  19. （１９）チャネルを通って遠隔ディバイスに信号を伝送
    し、遠隔ディバイスから信号を受信するためのモデムに
    おいて、受信信号は対応付けしたフェーズロールを有す
    るエコー信号を含み、このモデムはエコーキャンセラモ
    ジュールを含み、その動作をエコーキャンセラ係数の集
    合とフェーズロール周波数の推定値を特定することによ
    り制御するモデムにして、 受信信号に存在するエコーに基づくエコーキャンセラ係
    数の集合を生成するためのトレーナー回路と、 ｉ、エコーキャンセラ係数の第１集合と第２集合との間
    の位相差であって、集合の両者はトレーナー回路により
    生成された集合であり、エコーキャンセラ係数の第１集
    合は時間Ｔ＿１に対応し、エコーキャンセラ係数の第２
    集合は後の時間Ｔ２に対応するような位相差を計算し、
    ｉｉ、計算された位相差を時間差Ｔ＿２−Ｔ＿１で割っ
    てフェーズロール周波数の推定値を得るための計算要素
    と、 を具備することを特徴とするモデム。
  20. （２０）計算した位相差は、エコーキャンセラ係数の第
    １と第２の集合の対応する要素間の位相差の重量平均で
    あることを特徴とする請求項１９に記載のモデム。
  21. （２１）実数のエコー信号の推定値を生成するように設
    定されうる変数の係数を有するエコーキャンセラをトレ
    ーニングする方法にして、 チャネルに複素トレーニング信号シーケンスを適用し、 チャネル上の複素トレーニングシーケンスに対応する実
    数のエコー信号を受信し、 複素トレーニング信号シーケンスと、対応する実数のエ
    コー信号のみとの間の相関を計算し、計算した相関に基
    づく変数の係数を設定する、各ステップからなることを
    特徴とする方法。
  22. （２２）複素トレーニングシーケンスが周期的であるこ
    とを特徴とする請求項２１または４２に記載の方法。
  23. （２３）複素トレーニングシーケンスは、シーケンスの
    実数部と虚数部が互に直交する性質を有することを特徴
    とする請求項２１に記載のモデム。
  24. （２４）複素トレーニングシーケンスは、実数部の自己
    相関が第１インパルストレインであり、虚数部の自己相
    関が第２インパルストレインである性質を有することを
    特徴とする請求項２１または４２に記載の方法。
  25. （２５）複素トレーニングシーケンスは２Ｌの周期、お
    よび第１と第２のインパルストレインの周期で周期的に
    なっており、１方がＬが整数の場合の２Ｌの周期で周期
    的であると、他方がＬの周期で周期的である、ことを特
    徴とする請求項２４に記載の方法。
  26. （２６）複素トレーニングシーケンスは、Ｌが整数の場
    合の２Ｌの周期を有し、該複素トレーニングシーケンス
    は、式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）の形式で表
    現される、ただし、式中、Ｐｒ（ｎ）はｎ次複素信号点
    の実数部、Ｐｉ（ｎ）はｎ次複素信号点の虚数部、ｎは
    時間インデックス、ｊは√（−１）であって、Ｐ（ｎ）
    は以下の自己相関の性質を有し、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、式中： Ｏ＿２＿Ｌは円形相関演算を表わし、Ａは正の定数、（
    ）＿Ｍ＿Ｏ＿Ｄ＿２＿Ｌは円形相関演算により使用され
    るモジュロ２Ｌ演算を表わす、 ことを特徴とする請求項２１または４２に記載の方法。
  27. （２７）トレーニングシーケンスは、Ｌが整数である場
    合の周期２Ｌを有し、該複素トレーニングシーケンスは
    、式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）の形式で表現
    される、ただし、式中、Ｐｒ（ｎ）はｎ次複素信号点の
    実数部、Ｐｉ（ｎ）はｎ次複素信号点の虚数部、ｎは時
    間インデックス、ｊは√（−１）であって、Ｐｒ（ｎ）
    とＰｉ（ｎ）は以下の式で表現される、 ０≦ｎ＜Ｌにおいて、もし、 ｉ、Ｌが偶数の場合は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、および ｉｉ、Ｌが奇数の場合は、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ あり、ならびに、 Ｌ≦ｎ＜２Ｌにおいては、 ｉ、Ｐｒ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ−Ｌ）、および ｉｉ、Ｐｉ（ｎ）＝−Ｐｉ（ｎ−Ｌ）である、ことを特
    徴とする請求項２１または４２に記載の方法。
  28. （２８）トレーニングシーケンスは、Ｌが整数の場合の
    周期２Ｌを有し、ただしＬ該複素トレーニングシーケン
    スは式Ｐ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ）＋ｊＰｉ（ｎ）の形式で表
    現される、ただし、式中、Ｐｒ（ｎ）はｎ次複素信号点
    の実数部、Ｐｉ（ｎ）はｎ次複素信号点の虚数部、ｎは
    時間インデックス、ｊは√（−１）であって、Ｐｒ（ｎ
    ）とＰｉ（ｎ）は以下の式で表現される。 ０≦ｎ＜Ｌにおいては、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ であり、 Ｌ≦ｎ＜２Ｌにおいては、 ｉ、Ｐｒ（ｎ）＝Ｐｒ（ｎ−Ｌ）、および ｉｉ、Ｐｉ（ｎ）＝−Ｐｉ（ｎ−Ｌ） である、 ここで、式中、ＩＮＴ［（Ｌ−１）／２］は［（Ｌ−１
    ）／２］以下で最大の整数である、ことを特徴とする請
    求項２１または４２に記載の方法。
  29. （２９）エコー信号は、概略Ｎ＿１Ｔの範囲を有する近
    エコーおよび概略Ｎ＿２Ｔの範囲を有する遠距離エコー
    を含み、Ｎ＿１とＮ＿２は整数であり、Ｔは該トレーニ
    ング信号シーケンスの記号時間間隔であり、近距離エコ
    ーと遠距離エコーは遅延ＢＴにより分離されており、ト
    レーニングシーケンスは変数Ｌの整数倍に等しい周期を
    有する周期的シーケンスからなる方法にして、この方法
    がさらに、 （Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２）以下である整数ｋ
    を選択し、 実質上次に定義する間隔Ｒ： ［（Ｂ−Ｎ＿１）／（ｋ＋１）］≦Ｒ≦［（Ｂ−Ｎ＿１
    ）／ｋ］に存在する整数に等しいＬを設定する、 各ステップを具備することを特徴とする請求項２１また
    は４２に記載の方法。
  30. （３０）整数ｋは、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２
    ）以下で最大の整数であることを特徴とするの請求項２
    ９に記載の方法。
  31. （３１）Ｌは、間隔Ｒに存在する最小の整数であるよに
    選択されることを特徴とする請求項２９に記載の方法。
  32. （３２）周期が２Ｌと等しいことを特徴とする請求項２
    ９をに記載の方法。
  33. （３３）遠距離エコーが、フェーズロールを有し、エコ
    ーキャンセラの動作が、フェーズロール周波数の推定値
    を規定することによって制御され、計算された相関が、
    エコーキャンセラ係数を決定することに用いられる方法
    にして、 上記方法が、さらに、 エコーキャンセラ係数の第１および第２集合の間の位相
    差を計算する、ただし、上記両集合は、トレーナーモジ
    ュールによって生成され、第１の集合は、時間Ｔ＿１に
    対応し、第２の集合は、時間Ｔ＿２に対応する、 フェーズロール周波数の推定を得るため計算された位相
    差を時間差Ｔ＿１−Ｔ＿２で割る、各ステップから成る
    ことを特徴とする請求項２１または４２に記載の方法。
  34. （３４）計算された位相差が、エコーキャンセラ係数の
    第１および第２の集合に対応する要素間の位相差の重量
    平均であることを特徴とする請求項３３記載の方法。
  35. （３５）エコーキャンセラをトレーニングするための周
    期的トレーニングシーケンスを構築する期間を計算する
    方法にして、トレーニングシーケンスがチャネルに供給
    され、約Ｎ＿１Ｔの範囲を有する近距離エコーおよび約
    Ｎ＿２Ｔの範囲を有する遠距離エコーとを含むエコー信
    号となり、Ｎ＿１とＮ＿２は整数であり、Ｔは該トレー
    ニング信号シーケンスの記号時間間隔であり、近距離エ
    コーと遠距離エコーは、遅延Ｔにより分離されており、 上記方法が、 （Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２）以下の整数にを選
    択し、 実質上以下に定義する間隔Ｒ： ［（Ｂ−Ｎ＿２）／（ｋ＋１）］≦Ｒ≦［（Ｂ−Ｎ＿１
    ）／ｋ］に存在する整数の整数倍に等しい期間を設定す
    る、 各ステップから成ることを特徴とする方法。
  36. （３６）整数ｋが、（Ｂ−Ｎ＿１）／（Ｎ＿１＋Ｎ＿２
    ）より小さい最大整数であることを特徴とする請求項３
    ５に記載の方法。
  37. （３７）Ｌが、インバータＲに存在する最小整数から選
    ばれることを特徴とする請求項３５に記載の方法。
  38. （３８）整数倍が、２と等しいことを特徴とする請求項
    ３５に記載の方法。
  39. （３９）モデムによって受け取られたエコー信号のフェ
    ーズロールを推定する方法にして、上記モデムが、エコ
    ーキャンセラモジュールを含み、その動作が、エコーキ
    ャンセラ係数の集合とフェーズロール周波数の推定値を
    特定することにより制御され、この方法が、 受信エコー信号に基づくエコーキャンセラ係数の第１お
    よび第２信号の集合を生成し、ここで、第１の集合は、
    時間Ｔ＿１に対応する、第２の集合は、時間Ｔ＿２に対
    応するエコーキャンセラ係数の第１および第２の集合の
    間の位相差を計算する、 計算された位相差を時間差、Ｔ＿２−Ｔ＿１で割ってフ
    ェーズロール周波数の推定値を得る、各ステップから成
    ることを特徴とする方法。
  40. （４０）計算した位相差が、エコーキャンセラ係数の第
    １と第２の集合の対応する要素間の位相差の重量平均で
    あることを特徴とする請求項３９に記載の方法。
  41. （４１）遠隔ディバイスとチャネルを通して両方向に通
    信するためのモデムにして、 チャネルを通して情報を伝送するためのトランスミッタ
    と、 実数のエコー信号を含むチャネル上の信号を受信するた
    めのレシーバと、 変数の係数を有するエコーキャンセラモジュールとして
    、実数のエコー信号を推定するためのエコーキャンセラ
    と、 トランスミッタに複素トレーニング信号シーケンスを供
    給すると共に、複素トレーニング信号シーケンスと対応
    する実数のエコー信号のみとの間の相関に基づく変数の
    係数を計算するためのトレーナーモジュールとを具備し
    、 上記複素トレーニングシーケンスが、その実数部と虚数
    部とが互いに直交する性質を持っていることを特徴とす
    るモデム。
  42. （４２）実数エコー信号の推定値を生成するように設定
    される変数の係数を有するエコーキャンセラをトレーニ
    ングする方法にして、 チャネルに複素トレーニング信号シーケンスを適用し、 チャネル上の複素トレーニングシーケンスに対応する実
    数のエコー信号を受信し、 複素トレーニング信号シーケンスと、対応する実数のエ
    コー信号のみとの間の相関を計算し、計算した相関に基
    づく変数の係数を設定する、各ステップから成り、 上記複素トレーニングシーケンスが、その実数部と虚数
    部とが互いに直交する性質を持っていることを特徴とす
    る方法。
JP2078600A 1989-04-05 1990-03-27 高速トレーニングエコーキャンセラ Pending JPH02288622A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US333,992 1989-04-05
US07/333,992 US4987569A (en) 1989-04-05 1989-04-05 Fast training echo canceller

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH02288622A true JPH02288622A (ja) 1990-11-28

Family

ID=23305091

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2078600A Pending JPH02288622A (ja) 1989-04-05 1990-03-27 高速トレーニングエコーキャンセラ

Country Status (7)

Country Link
US (1) US4987569A (ja)
EP (3) EP0632601B1 (ja)
JP (1) JPH02288622A (ja)
AT (1) ATE131675T1 (ja)
CA (1) CA2013797C (ja)
DE (3) DE69033577T2 (ja)
HK (1) HK1000482A1 (ja)

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02280422A (ja) * 1989-04-20 1990-11-16 Nec Corp 音声会議装置用エコーキャンセラのトレーニング方法
EP0403716B1 (en) * 1989-06-22 1995-09-13 International Business Machines Corporation Echo cancelling device providing adjustment of the echo canceller coefficients during full-duplex transmission
JP3158414B2 (ja) * 1990-06-25 2001-04-23 日本電気株式会社 エコーキャンセラ
WO1992010899A1 (en) * 1990-12-12 1992-06-25 AUSTRALIAN AND OVERSEAS TELECOMMUNICATIONS CORPORATION LIMITED: 231 Elizabeth Street Improved qam encoding
US5189664A (en) * 1991-02-19 1993-02-23 Silicon Systems, Inc. Listener echo cancellation
US5153875A (en) * 1991-03-25 1992-10-06 Level One Communications, Inc. Adaptive balancing network
US5214637A (en) * 1991-04-15 1993-05-25 Codex Corporation High speed two wire modem
JP3013613B2 (ja) * 1992-06-29 2000-02-28 ヤマハ株式会社 データ送受信装置
US5546459A (en) * 1993-11-01 1996-08-13 Qualcomm Incorporated Variable block size adaptation algorithm for noise-robust acoustic echo cancellation
KR100233077B1 (ko) * 1994-05-06 1999-12-01 다치카와 게이지 반향소거장치
CA2162571C (en) * 1994-05-07 2001-03-13 Toshiro Kawahara Echo canceler and method for learning for the same
FI97836C (fi) * 1994-10-31 1997-02-25 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä tietoliikenneyhteyden muodostamiseksi
US5761638A (en) * 1995-03-17 1998-06-02 Us West Inc Telephone network apparatus and method using echo delay and attenuation
US5757849A (en) * 1995-03-30 1998-05-26 Lucent Technologies Inc. Timing recovery in a network-synchronized modem
US5790594A (en) * 1995-07-28 1998-08-04 Motorola, Inc. High speed modem and method for expedited timing recovery
US5675644A (en) * 1995-09-26 1997-10-07 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for canceling echo accounting for delay variations
US5812537A (en) * 1995-09-29 1998-09-22 Paradyne Corporation Echo canceling method and apparatus for data over cellular
US5828657A (en) * 1995-09-29 1998-10-27 Paradyne Corporation Half-duplex echo canceler training using a pilot signal
US5870429A (en) * 1996-06-17 1999-02-09 Motorola, Inc. Apparatus method, and software modem for utilizing envelope delay distortion characteristics to determine a symbol rate and a carrier frequency for data transfer
US5963638A (en) 1996-09-04 1999-10-05 Teltrend, Inc. Adjustable hybrid having improved biasing configuration
US5974137A (en) * 1996-09-04 1999-10-26 Teltrend, Inc. AGC amplifier for two-wire line conditioner
US6111949A (en) * 1996-09-04 2000-08-29 Teltrend, Inc. Method of rapid automatic hybrid balancing
US5953412A (en) * 1996-09-04 1999-09-14 Teltrend, Inc. Method and apparatus for controlling line conditioner equalizer
US5790658A (en) * 1996-10-28 1998-08-04 Advanced Micro Devices, Inc. High performance echo canceller for high speed modem
US6078645A (en) * 1997-02-20 2000-06-20 Lucent Technologies Inc. Apparatus and method for monitoring full duplex data communications
US5909426A (en) * 1997-03-31 1999-06-01 Rockwell Science Center, Inc. Orthogonal LMS algorithms for fast line echo canceler training
US6181791B1 (en) * 1998-01-06 2001-01-30 Stmicroelectronics, Inc. Apparatus and method for reducing local interference in subscriber loop communication system
US6317419B1 (en) * 1998-06-10 2001-11-13 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for training an echo canceler in a PCM modem context
US6970415B1 (en) 1999-11-11 2005-11-29 Tokyo Electron Limited Method and apparatus for characterization of disturbers in communication systems
US6834109B1 (en) * 1999-11-11 2004-12-21 Tokyo Electron Limited Method and apparatus for mitigation of disturbers in communication systems
US7864692B1 (en) 1999-11-11 2011-01-04 Tokyo Electron Limited Method and apparatus for the prediction and optimization in impaired communication systems
US6978015B1 (en) 1999-11-11 2005-12-20 Tokyo Electron Limited Method and apparatus for cooperative diagnosis of impairments and mitigation of disturbers in communication systems
US6970560B1 (en) 1999-11-11 2005-11-29 Tokyo Electron Limited Method and apparatus for impairment diagnosis in communication systems
US6870901B1 (en) 1999-11-11 2005-03-22 Tokyo Electron Limited Design and architecture of an impairment diagnosis system for use in communications systems
EP1260033A1 (en) 2000-02-21 2002-11-27 Surf Communication Solution, Ltd. Adaptive echo canceling
US7672447B1 (en) 2000-06-01 2010-03-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Frequency domain echo canceller
US7593511B2 (en) * 2001-11-19 2009-09-22 Alcatel Lucent Method for training line drivers in a communication system
US7046798B2 (en) * 2002-09-03 2006-05-16 Paradyne Corporation System and method for subliminal time domain duplexing
KR100467026B1 (ko) * 2002-12-20 2005-01-24 삼성전자주식회사 하드웨어의 구성을 단순화시킨 에코 제거기를 갖는 비대칭통신 시스템과 에코 제거기의 필터 계수를 다운 로드하는방법
KR101060585B1 (ko) * 2003-07-19 2011-08-31 주식회사 쏠리테크 반향 제거 장치를 갖는 무선 중계기 및 반향 신호 제거 방법
US20050195892A1 (en) * 2004-03-05 2005-09-08 Texas Instruments Incorporated Training and updating for multiple input-output wireline communications
US7619964B2 (en) * 2004-07-08 2009-11-17 Nokia Corporation High doppler channel estimation for OFD multiple antenna systems
US8565416B2 (en) * 2006-03-17 2013-10-22 Cisco Technology, Inc. Cache-based echo canceller
US8126161B2 (en) * 2006-11-02 2012-02-28 Hitachi, Ltd. Acoustic echo canceller system
US8396206B2 (en) * 2007-02-15 2013-03-12 Infineon Technologies Ag Multi-channel communication device and methods for reducing echoes by inserting a training sequence under a spectral mask
US8213597B2 (en) * 2007-02-15 2012-07-03 Infineon Technologies Ag Audio communication device and methods for reducing echoes by inserting a training sequence under a spectral mask
CN101350798B (zh) * 2008-08-29 2010-06-16 北京创毅视讯科技有限公司 回波消除装置和方法、及包含回波消除装置的收发设备
US8135058B2 (en) * 2008-10-10 2012-03-13 Csr Technology Inc. Adaptive known signal canceller

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS594337A (ja) * 1982-06-14 1984-01-11 テ　アール　テ　テレコミュニカシオン　ラジオエレクトリック　エ　テレホニク エコ−キヤンセラの収斂時間を減少させる方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4126770A (en) * 1975-11-07 1978-11-21 Kokusai Denshin Denwa Kabushiki Kaisha Echo canceller
FR2337465A1 (fr) * 1975-12-30 1977-07-29 Ibm France Procede et dispositif pour determiner les valeurs initiales des coefficients d'un egaliseur transversal complexe
USRE31253E (en) * 1976-09-07 1983-05-24 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Echo cancellation in two-wire, two-way data transmission systems
EP0270706B1 (fr) * 1982-06-14 1993-03-24 Telecommunications Radioelectriques Et Telephoniques T.R.T. Procédé destiné à réduire le temps de convergence d'un annuleur d'écho
FR2540314A1 (fr) * 1983-01-31 1984-08-03 Trt Telecom Radio Electr Procede d'initialisation des coefficients de filtres dans un dispositif d'annulation d'echos proche et lointain et dispositif de mise en oeuvre de ce procede
FR2541837A1 (fr) * 1983-02-25 1984-08-31 Trt Telecom Radio Electr Procede de reduction du temps de convergence d'un annuleur d'echo et dispositif pour mettre en oeuvre ce procede
US4594479A (en) * 1983-08-18 1986-06-10 At&T Information Systems Inc. Bell Telephone Laboratories, Inc. Fast start-up of adaptive echo canceler or echo measurement device
US4682358A (en) * 1984-12-04 1987-07-21 American Telephone And Telegraph Company Echo canceller
US4760596A (en) * 1986-02-25 1988-07-26 Gte Laboratories Incorporated Adaptive echo cancellation and equalization system signal processor and method therefor
US4813073A (en) * 1987-07-02 1989-03-14 Codex Corporation Echo cancellation

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS594337A (ja) * 1982-06-14 1984-01-11 テ　アール　テ　テレコミュニカシオン　ラジオエレクトリック　エ　テレホニク エコ−キヤンセラの収斂時間を減少させる方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE69033577T2 (de) 2001-03-08
EP0391715B1 (en) 1995-12-13
EP0391715A2 (en) 1990-10-10
CA2013797A1 (en) 1990-10-05
ATE131675T1 (de) 1995-12-15
EP0630119B1 (en) 2000-07-05
EP0632601A2 (en) 1995-01-04
EP0632601B1 (en) 2000-07-05
DE69024085T2 (de) 1996-07-25
DE69033576T2 (de) 2001-03-08
EP0630119A2 (en) 1994-12-21
HK1000482A1 (en) 1998-03-27
EP0632601A3 (en) 1995-03-08
CA2013797C (en) 1998-01-20
DE69033576D1 (de) 2000-08-10
EP0391715A3 (en) 1993-01-13
EP0630119A3 (en) 1995-03-08
DE69033577D1 (de) 2000-08-10
DE69024085D1 (de) 1996-01-25
US4987569A (en) 1991-01-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH02288622A (ja) 高速トレーニングエコーキャンセラ
US4535206A (en) Echo cancellation in two-wire full-duplex data transmission with estimation of far-end data components
US5309484A (en) Method and apparatus for asynchronous timing recovery using interpolation filter
EP0403716B1 (en) Echo cancelling device providing adjustment of the echo canceller coefficients during full-duplex transmission
US4131767A (en) Echo cancellation in two-wire, two-way data transmission systems
EP1118183B1 (en) Timing recovery for a high speed digital data communication system based on adaptive equalizer impulse response characteristics
JPS5842665B2 (ja) エコ−・順方向一体等化装置
US5425052A (en) High impedance directional signal separator for extracting and separating respective signalling components of a wireline full-duplex digital data link
EP0299648B1 (en) Echo cancellation
EP0340978A2 (en) Modulator/demodulator apparatus
JPS59144225A (ja) フイルタ係数の初期設定方法及び装置
CA1175521A (en) Echo cancellation in two-wire full-duplex data transmission with estimation of far-end data components
JPH04354212A (ja) 多重搬送波信号のエコー打ち消し方法及び装置
US4334128A (en) Echo canceler for homochronous data transmission systems
JPH0722252B2 (ja) エコ−・キヤンセラの収束時間減少方法
US20020181567A1 (en) Rapid identification of transmission media channel characteristics
US3479458A (en) Automatic channel equalization apparatus
US4411006A (en) Digital bit rate synchronizer for digital echo cancellers and similar signal processing devices
Long et al. Fast initialization of data-driven Nyquist in-band echo cancellers
EP0529144B1 (en) Far-end echo canceller
Chen et al. Simultaneous estimation of echo path and channel responses using full-duplex transmitted training data sequences
JPS63274227A (ja) エコーキヤンセラ
EP0388493A1 (en) Digital echo canceller for full-duplex modem with frequency offset tracking
KR100256606B1 (ko) 써귤라콘벌루션기법을 이용한 반향제거기의 빠른 초기화방법 및장치
JP2547782B2 (ja) ノルム算出装置