JPH02269478A

JPH02269478A - インバータ回路およびその制御方法

Info

Publication number: JPH02269478A
Application number: JP2006092A
Authority: JP
Inventors: Nils-Ole Harvest; ニルス　オレ　ハーフェスト
Original assignee: Danfoss AS
Current assignee: Danfoss AS
Priority date: 1989-01-14
Filing date: 1990-01-12
Publication date: 1990-11-02
Also published as: DK651889A; DE3901034C1; CA2007023A1; CA2007023C; DK651889D0; US5093771A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、直流源からの直流を少なくとも単相の交流に
変換するインバータ回路に関し、この回路は、該直流源
の二つの極の間の直列に接続された各相のための二つの
半導体スイッチング素子を備え、各半導体スイッチング
素子と並列の回復ダイオードが該直流源に関して遮断方
向に配置されると共に交流出力端子が前記２つの半導体
スイッチング素子間に配置されてふり、更に、パルス幅
変調操作信号により該半導体スイッチング素子を操作す
る制御回路を備えている。本発明はまた、直流を少なく
とも単相の交流に変換し、各相において、直流源の二つ
の極の間に接続されている回復ダイオードが並列接続さ
れた二つの半導体スイッチング素子を備えたインバータ
回路を制御する方法に関するものであり、２つの半導体
スイッチング素子間の交流出力端子から交流電流を取り
出すことができ、半導体ズイッチング素子はパルス幅変
調操作信号で操作される。

（従来技術）パルス幅変調信号と制御回路により操作されるインバー
タ回路（米国特許第４．６１７．６２２号）が知られて
いる。この制御回路の信号は論理値０及び１を取ること
が出来る。値１では、直流源の正極に接続された半導体
スイッチング素子は導通状態となり、負極に接続された
半導体スイッチング素子は遮断状態となり、値Ｏではこ
の逆となる。動作は、操作信号の立ち上がりエツジ又は
立ち下がりエツジで生じる。走査比、即ち、１周期にお
いて該信号が値ｌを有する持続時間の該周期の全長に対
する比、が該交流出力端子における電圧を支配する。直
流源の負極の電圧を参照する交流出力端子の電圧は、直
流源の２極間の電圧差と該走査比との積に対応する。直
流源が対称的に構成されていれば、即ち、負極の電圧が
正極の電圧と正確に同じであれば、走査比０．５で交流
出力端子に電圧０が得られる。走査比を、例えば正弦曲
線の形で時間の経過と共に変化させることにより、パル
ス幅変調の周期が正弦曲線の周期より相当短いならば、
インバータの出力電圧を時間の経過と共に変化させるこ
とができる。即ち、変調周波数は交流の周波数より相当
高くなければならない。

理想的な場合には、インバータの出力電圧はパルス幅変
調信号の走査比に正確に比例する。しかし、実際には、
制御可能な半導体スイッチング素子は、全て、オフに転
じるのにある程度の時間を必要とする。このスイッチン
グオフ時間は、例えば、値１から値０への遷移によって
、操作信号により、該スイッチング素子がオフ状態に転
じるべき瞬間から、該スイッチング素子を流通する電流
が消える瞬間まで、即ち、該スイッチング素子が実際に
遮断される瞬間まで、計算される。これに対して、スイ
ッチングオフ時間、即ち、例えば値Ｏから値１への操作
信号の立ち上がりエツジによる「操作」信号の到達前の
時間から全電流に達するまでの時間は著しく短い。この
現象は、特にある種のバイポーラトランジスタについて
顕著である。

従って、米国特許第４．６１７．６２２号では、各制御
ラインには、各半導体スイッチング素子の前に、他方の
スイッチング素子のスイッチングオフ時間と少なくとも
同等でなければならない時間だけ該半導体スイッチング
素子の点火即ち動作開始を遅らせる遅延手段が設けられ
ている。遅延時間を短くすべきときには、一方のスイッ
チング素子がまだ閉じられていない間に、他方のスイッ
チング素子が操作され、各動作について直流源の両極間
に短絡がある。有害な調波を防止するために、別の遅延
素子がパルス幅変調操作信号の信号経路に導入され、そ
の遅延は可変で、負荷電流に比例して減じられる。正電
流では、遅延は立ち下がりエツジでだけ生じ、負電流で
は立ち上がりエツジでだけ生じる。この方式は、半導体
のスイッチングオフ時間における線形電流依存性を補償
するのに特に適している。

半導体スイッチング素子のスイッチングオフ時間は、半
導体の種類と製法、統計的ばらつき、即ち、同じ種類及
び製法の半導体の個々の試料間の差異、温度変化、スイ
ッチングオフ時間が温度上昇に伴って高くなること、及
び負荷電流等の多くの要素にしたがって、大幅に変化す
る。また、充分な安全マージンがなければならず、これ
により殆どの動作条件において点火遅れは半導体の実際
のスイッチングオフ時間より相当長くなる。各遅延手段
は、半導体の実際のスイッチングオフ時間より３ないし
４倍長い時間だけ操作信号を遅延させるのが、通常であ
る。

（先行技術の問題点）しかし、遅延時間が長すぎる結果として、実際の走査比
が所望の走査比と一致しなくなり、その結果、インバー
タの出力電圧は所定のように正確には追従せず、インバ
ータ出力にふける正方向の電流については所望値より小
さくて、インバータ出力にあける負方向の電流について
は所望値より太き（なる。正電流方向は、スイッチング
素子が開いている時に、即ち、作動している時にインバ
ータ出力から電流が流出することを意味し、負電流方向
は、電流がインバータ出力に流入することを意味してい
る。インバータに抵抗性負荷があるとき、即ち、電流及
び電圧間に位相差が無いとき（ｃｏｓφ＝１）、交流出
力電圧の振幅は所定値より低くなり、誘導性負荷（ｃｏ
ｓφ＝０）があるときには、出力電圧の振幅は所定電圧
と一致する。

この現象は、可変周波数で非同期モータを作動させると
きに特に不利である。特に、基本波の電圧の振幅も低い
低周波数では、極度に低い電圧ではモータのトルクが非
常に減少するので、小さな電圧損でも破裂的となろう。

しかし、特に停止状態から始動する際には大トルクが望
ましいことが知られている。普通は、電圧が増すように
制御回路においてパルス褐変１ｍ作信号の走査比を補正
することによって問題が解決される。これにより、過度
の低トルクの問題が軽減されるけれども、トルクが減少
した時にはＣａＳφが低下するので無負荷状態ではモー
タに過度の高電圧が供給されることとなる。その結果、
モータは低周波数で不当に高いアイドリング電流を必要
とし、これにより過熱の危険が増大する。負荷電流に応
じて電圧が高められる普通の１ｘＲ補償では、電流とＣ
Ｏ３−との間に明確な関係が無いので、問題は解決され
ない。パルス幅変調操作信号の変調周波数を下げること
も試みられた。しかし、これはロス及びモータのノイズ
を増大させることとなるので、変調周波数を出来るだけ
高く保つことが依然として好ましい。

（発明の目的）それ故、本発明の目的は、負荷により与えられるｃｏｓ
φとは無関係に且つ電流の方向と無関係に所定の出力電
圧を発生させることのできる前述の種類のインバータ回
路を提供することにある。

（発明の構成）本発明のこの目的は、前述の種類のインバータ回路にお
いて、制御回路が、操作信号により、交流出力端子を流
れる電流の極性と対応する極性を持った直流源の極を交
流出力端子に接続するように、一方の位相の半導体スイ
ッチング素子のみを導通状態に制御するとともに、他方
の半導体スイッチング素子が該操作信号とは無関係に閉
じるように構成することにより解決される。

よって、本発明によれば、直流源の正極及び負極間に短
絡は生じないから、短絡の発生を顧慮することなく、半
導体スイッチング素子を操作することができる。従って
、走査比を変えるために操作信号の信号経路に過度に長
い遅延を設ける必要はなく、よって、出力電圧はより正
確に所望の過程を辿ることが出来る。電圧損失は生じな
いので、かかる損失のｃｏｓφや電流方向への依存も無
い。

好適な実施例では、制御回路は遮断手段を備え、該手段
は、交流出力端子での電流の極性に応じて制御論理によ
り開かれて、操作信号を半導体素子に作用させ、或いは
、遮断される。該遮断手段が開かれると、該手段は操作
信号の信号経路を開放し、すると、該信号は半導体スイ
ッチング素子の制御電極に影響を与える。この実施例は
、インバータ回路を非常に単純に制御することを可能に
するものである。操作信号は、従来と同様にして発生さ
せることができる。操作信号発生器に複雑な変更を加え
ることは不要である。回路の状態に起因して望ましくな
い場合には、半導体スイッチング素子への操作信号の到
達が単に禁止される。

遮断手段をＡＮＤゲートで形成し、その出力端子を、関
連する半導体スイッチング素子の対応する制御電極に接
続し、該半導体スイッチング素子の一方の入力端子に、
関連する半導体スイッチング素子のための操作信号を作
用させ、他方の入力端子に制御論理の出力信号を作用さ
せると有利である。ＡＮＤゲートは、遮断手段として特
に簡単に使用することの出来るものである。この一方の
入力端子に対応する信号、例えば論理１が作用する限り
は、他方の入力端子の信号が出力端子に出現する。一方
、ＡＮＤゲートの第１入力端子に論理値Ｏが供給される
と。他方の入力端子における信号の原因にかかわらず、
この値０は出力端子に現れる。

各遮断手段と、関連する半導体スイッチング素子との間
に配置された各遅延手段は、操作信号の、該半導体スイ
ッチング素子の動作を生じさせる部分を所定遅延時間だ
け遅延させるようにすると有利である。操作信号の半導
体素子を動作させる部分は、直流源の正極をインバータ
の出力端子に接続する半導体スイッチング素子について
は、例えば立ち上がりエツジであり、直流源の負極をイ
ンバータの出力端子に接続する他方の半導体スイッチン
グ素子については、例えば操作信号の立ち下がりエツジ
である。この構成には次のような利点がある。即ち、ス
イッチングオン時間、即ち、操作信号の各エツジの到達
から全電流までの時間がスイッチングオフ時間より相当
短いときには、走査比が所望の値より大きくなり、その
結果として、過度に高い出力電圧がインバータの出力端
子に現れるが、遅延時間を設けることにより、この現象
を大幅に補正することが出来る。

遅延手段を短い遅延時間及び長い遅延時間に切り換える
ことができるようにすると有利である。

既に述べたように、スイッチングオフ時間は特に電流の
強度に依存する。負荷に応じて、もし種々の電流につい
てのスイッチングオフ時間の依存性を考慮しなければな
らない時は、スイッチングオフ補正時間のために、短い
遅延時間又は長い遅延時間を選択することができる。

しかし、インバータの出力端子における電流の極性に応
じて、制御論理により切替えを行うのが特に好都合であ
り、導通状態にされるべき半導体スイッチング素子のた
めの遅延手段は短い遅延時間に切り換えられる。これに
より、短い遅延時間の影響を受けるのは常に瞬間的に導
通すべきスイッチング素子であることが保証される。操
作信号のレベルの次の変化の間に、即ち、立ち上がりエ
ツジ又は立ち下がりエツジの間に、誤って、他方の半導
体スイッチング素子が切り換えられると、そこでの切替
えは、対応して、長い遅延時間にわたって生じるので、
ここでも、短絡状態を確実に防止することができる。

約０の狭い電流範囲においては、電流の極性の判定がし
ばしば困難となる。このために、０の上下の所定範囲内
の交流電流の値で、制御論理は両方の半導体スイッチン
グ素子の遮断手段を開く。

その結果、両方のスイッチング素子に操作信号が供給さ
れるが、電流は実際上口なので、損失は生しない。

両方の遮断手段が開かれたときには、制御論理が遅延手
段を長い遅延時間に切り換えると有利である。その場合
、安全上の理由から、一方の半導体スイッチング素子は
、他方が確実に閉じている時にのみ点火可能となってい
る。この時に生じる損失は、実際上電流が流れていない
ので、前述のように問題を生じない。

制御論理は、インバータの出力端子を流れる電流の方向
と量とを検出する手段と、該電流がゼロより小さくない
時に二つの遮断手段の一方について解放信号を生成する
と共に該電流がゼロより大きくないときに他方の遮断手
段について解放信号を生成する比較手段とを備えている
ことが有利である。従って、電流が実質的にゼロである
時には、両方の信号が生成される。これは、ゼロの付近
の狭い電流値範囲において両手導体スイッチング素子が
作動することを保証する簡単な方法である。

好ましくは、一方の半導体スイッチング素子の遮断手段
についての解放信号は、他方の半導体スイッチング素子
の遅延手段を短い遅延時間から長い遅延時間へ変化させ
る。その結果、両方の遮断手段が開かれるので、両方の
半導体スイッチング素子に操作信号が供給され得ること
となった瞬間に、必ず長い遅延時間に切り換えられる。

好適な実施例においては、インバータ回路は、位相が各
々電気的に１２０°ずれた３相の交流電流を生成する。

この実施例は、特に非同期３相交流モータに使用するの
に特に有利である。

前述の種類の方法において、インバータの出力端子にお
ける電流が一方の極性を持っている限り、交流出力端子
を同じ極性の極に接続する半導体スイッチング素子のみ
に操作信号が供給され、他方の半導体スイッチング素子
は遮断されたままとすることによって、その課題が解決
される。

（実施例）以下、単相インバータを示す添付図面を参照して、本発
明の好適な実施例につき、詳細に説明を加える。

添付図面に示すインバータは、直流源の二つの極Ｕ＋、
Ｕ−間に直列に接続された二つの半導体スイッチング素
子！、２を有している。各半導体スイッチング素子１．
２と並列に、回復ダイオード３．４がそれぞれ設けられ
ている。双方の回復ダイオード３．４が、直流源の電圧
方向に関して遮断方向の極性を持っている。この二つの
半導体スイッチング素子の間で、交流電流をインバータ
出力端子５に接続することができる。

各半導体スイッチング素子１．２に、制御回路６により
操作信号が入力される。制御回路６は、操作信号１１を
生成する操作信号発生器７を有する。この操作信号は、
二つの論理値０．１を取るパルス幅変調信号である。直
流源の正極Ｕやを交流出力端子５に接続する一方の半導
体スイッチング素子１は、操作信号のレベルＯからレベ
ル１への変化により導通状態となり、即ち、点火又は操
作され、直流源の負極Ｕ−を交流出力端子５に接続する
他方の半導体スイッチング素子２はレベル１からレベル
０への変化により点火又は操作される。点火後、操作さ
れた半導体スイッチング素子１．２は、操作信号が再び
レベルを変化させるまでは、即ち、半導体スイッチング
素子１については１から０へ復帰し、半導体スイッチン
グ素子２についてはＯから１へ復帰するまでは、電流が
流れる状態を維持し続ける、即ち、開いたまま状態にあ
る。同じ半導体スイッチング素子の使用を可能にするた
めに、半導体スイッチング素子２についての操作信号は
インバータ１９により反転される。しかし、立ち上がり
エツジ又は立ち下がりエツジは、それぞれの半導体スイ
ッチング素子１．２を直ちに遮断するのではなくて、遮
断をもたらすだけである。このエツジの発生から現実の
遮断（即ち、それぞれの半導体素子を通る全ての電流の
停止）までの間に、所謂「スイッチングオフ時間」があ
る。

操作信号１１は、半導体スイッチング素子の点火電極に
直接加えられるのではない。各半導体スイッチング素子
には、点火遅延手段１２．１３が設けられており、点火
遅延手段手段１２．１３はそれぞれの半導体スイッチン
グ素子１．２の制御電極に接続されている。点火遅延手
段１２．１３はＡＮＤゲートの形の遮断手段８．９から
人力信号を受は取る。各ゲートは二つの入力端子を有し
ており、その一つには発生器７から操作信号１１が入力
される。遮断手段８．９の他方の入力端子は制御論理１
０に接続されている。制御論理１０は出力端子１７に信
号を生成し、その信号は、電流がゼロより小さくない（
即ち、ゼロより大きいか又は等しい）時には論理１の値
をとる。この信号は、直流源の正極に接続されている半
導体スイッチング素子ｌの遮断手段８に供給される。制
御論理１０の他の出力端子は電流がゼロより大きくない
とき、すなわち、ゼロより小さいか又は等しいときに、
論理１の信号を出力する。この信号は直流源の負極に接
続されている半導体スイッチング素子２の遮断手段９に
供給される。出力線１７．１８は、論理１の値を出力し
ていない時は、論理０を出力する。出力線１７．１８に
信号を生成するために、制御論理１０は交流出力端子５
の交流電流の強さと極性を検出する電流変換器１４を有
している。電流変換器１４により得られた信号は、電流
がゼロより小さいか等しいかを判定する略本した比較器
１５と、電流がゼロより大きいか等しいかを判定する略
本した比較器１６とに供給される。両方の比較器１５．
１６は、前記の比較の結果がイエスである時に、即ち、
条件が満たされたときに、論理１の信号レベルを生成し
、それ以外の時には論理Ｏの信号レベルを生成する。

点火遅延手段１２．１３は、２種類の、長さの異なる遅
延時間に切り換えることが出来る。この切替えは、制御
論理１０の出力線１７．１８の信号によりおこなわれる
。比較器１５が、電流がゼロより小さいか又は等しいと
判定したときは、遅延手段１２の遅延時間は長い値にセ
ットされる。

比較器１５が、条件が満たされないと判定したときは、
即ち、電流がゼロより大きいと判定したときは、遅延手
段１２は短い遅延時間にセットされる。遅延手段１３は
、比較器１６が、電流がゼロより大きいか又は等しいと
判定したときに、長い遅延時間にセットされる。一方、
遅延手段１３の遅延時間は、比較器１６が、電流がゼロ
より小さいと判定したときには、短い値にセットされる
。

交流出力端子５にほぼ正弦波形の交流電流を生成するた
めに、インバータが使用されたと仮定する。操作信号発
生器７は、パルス幅変調操作信号１１を生成し、これは
二つの遮断手段８．９に供給される。直流源の正極Ｕや
を交流出力端子５に接続する半導体スイッチング素子１
の遮断手段８は、交流出力端子５における電流がゼロよ
り大きいか等しいことを制御論理１０が検出したときに
のみ、そのゲートが開かれる。この場合には、操作信号
１１は、遅延手段１２を経て、半導体スイッチング素子
１の制御電極に到達することができるので、半導体スイ
ッチング素子１が操作される。

従って、電流が直流源の正極Ｕ＋から交流出力端子５へ
流れることができ、ここで正電流、即ち、インバータか
ら流出する電流が生成される。操作信号１１の操作パル
スの持続時間に応じて、半導体スイッチング素子ｌは所
定時間後に再び閉じられる。やや遅れて、即ち、スイッ
チングオフ時間が経過した後に、直流源の正電極Ｕ＋か
ら交流出力端子５への電流が停止する。電流と電圧とが
同相となる抵抗性負荷では、電流は全く停止する。

しかし、交流出力端子５に誘導性負荷がある時には、電
流は流れ続けようとする。従って、上側の半導体スイッ
チング素子１が閉じられているかぎりは、直流源の負極
Ｕ−から回復ダイオード４を経て、交流出力端子５へ電
流が流れる。正電流が交流出力端子５に流れている間は
、下側の半導体スイッチング素子２は閉じられたままで
ある。操作信号の走査比はやや正弦波状に変化させられ
る。

従って、正半波では、上側のスイッチング素子１を操作
するパルスは、パルス間の休止より長い。

従って、交流出力端子５の電圧も同じく正弦波状に変化
する。交流出力端子５の電流が正半波にある間は、半導
体スイッチング素子１のみが操作される。半導体スイッ
チング素子２は永久に遮断されたままである。いずれに
しても、直流源の正極Ｕやから負極Ｕ−の間に短絡は生
じない。

正半波終端時に、交流出力端子の電流はゼロに近づく。

この範囲では、電流変換器１４は、もはや、電流の方向
が正か負かを確実に判定することができない。従って、
制御論理は、その出力端子線１７．１８０両方に、論理
値１の信号を生成する。その結果、制御信号のための両
方の遮断手段８．９が導通状態にされる。操作信号１１
は、ともに長い遅延時間に切り換えられている遅延手段
１２．１３を介して両方の半導体スイッチング素子１．
２の制御電極に到達する。半導体スイッチング素子は、
短時間の間、即ち、電流が値ゼロの付近の狭い範囲から
負方向に離れるのに要する時間、普通に操作される。そ
の後、電流変換器１４は、再び、負電流のみが交流出力
端子５を流れることを、即ち、電流が負荷からインバー
タに流入することを、確実に判定することが出来−る。

負半波時には、遮断手段８は上側の半導体スイッチング
素子１については遮断され、操作信号１１は遮断手段９
及び遅延手段１２を経て半導体スイッチング素子２に到
達するだけである。交流出力端子における電流の実効値
がゼロに等しくても、スイッチング素子１．２は交互に
操作される。

誘導性負荷では、電流と電圧との間に位相差がある。こ
の場合には、正電圧が負荷にかかり、負電流が流れてい
るという状態がおこり得る。負電流が流れている間は、
半導体スイッチング素子１を電流が流れることはないの
で、半導体スイッチング素子１が操作され得るか否かは
重要なことではない。この場合には、所要の電流は、下
側の半導体スイッチング素子２に並列に接続されている
回復ダイオード４を介して供給される。逆の場合には、
主として負電圧で正電流の時には、電流分布は正反対で
ある。即ち、上側の回復ダイオード３が電流を伝導する
が、下側の半導体スイッチング素子２が操作され得るか
否かは重要でない。半導体スイッチング素子１に、操作
信号１１が供給されて直流源の正極Ｕ＋と交流出力端子
５との間に導通接続状態を間欠的につくり出すのは、電
流が再び正になった時、即ち、半導体スイッチング素子
１も電流を導通し得るようになった時だけである。

遅延手段１２．１３は、原理的には省略することが可能
である。しかし、はとんどの場合、スイッチングオフ時
間はスイッチングオン時間より長いので、走査比は、従
ってインバータの出力電圧は、所望値より大きくなる。

そのため、遅延手段１２．１３は、半導体スイッチング
素子１．２のスイッチングオフ時間に対応する遅れを持
っている。しかし、遅延時間を少しでも大きく設定して
はならず、これにより過渡の死期間を防止することがで
きる。電流がゼロにほぼ等しい値を有する領域において
は例外である。この範囲では、電流の極性が正か負かを
電流変換器１４が判定することは困難である。従って、
遮断手段８．９は、両方とも開かれ、操作信号１１は半
導体スイッチング素子１．２の双方へ送られる。この作
動状態でも、直流源の両極Ｕ＋及びＵ−の間に短絡が生
じるのを防止するために、遅延手段１２．１３は長い遅
延時間に、即ち、半導体スイッチング素子１．２のスイ
ッチングオフ時間の倍数となる遅延時間にセットされる
。遅延手段は、常に、他方の半導体スイッチング素子１
．２に随伴する遮断手段の状態に依存して操作されるの
で、たとえ遮断手段８．９の双方が、制御信号１１を半
導体スイッチング素子１．２へ送っても、両方の遅延手
段１２．１３に長い遅延時間が常にセットされることが
保証される。

当然に、操作信号１１の走査比は、任意の時間関数に従
って変化し、時間の経過と共に、同じ時間関数に従って
変化するインバータ出力電圧を生成することができる。

いずれの場合にも、直流源の両極間に短絡が生じるのを
防止しつつ、所望の電圧にほぼ対応するインバータ出力
電圧を確実に生成することができる。

【図面の簡単な説明】

図は、単相インバータのブロックダイアグラムである。１．２・・・・半導体スイッチング素子、３．４・・・
・回復ダイオード、５・・・・交流出力端子、６・・・・制御回路、８．９・・・・遮断手段、０・・・・制御論理、１・・・・パルス幅変調操作信号、２．１３・・・・点火遅延手段、４・・・・電流変換器、５．１６・・・・比較器。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）直流源からの直流を少なくとも単相の交流に変換
するインバータ回路であって、該直流源の二つの極の間
に直列に接続された各相のための二つの半導体スイッチ
ング素子を備え、各半導体スイッチング素子と並列の回
復ダイオードが該直流源に関して遮断方向に配置される
と共に交流出力端子が前記２つの半導体スイッチング素
子間に配置されており、更に、パルス幅変調操作信号に
より該半導体スイッチング素子を操作する制御回路を備
え、該制御回路（６）が、操作信号（１１）により、交
流出力端子を流れる電流の極性と対応する極性を持った
直流源の極を交流出力端子（５）に接続するように、一
方の位相の半導体スイッチング素子（１、２）のみを導
通状態に制御するとともに、他方の半導体スイッチング
素子（２、１）が該操作信号（１１）とは独立に閉じる
ことを特徴とするインバータ回路。
（２）前記制御回路は、交流出力端子（５）における電
流の極性に応じて、制御論理（１０）により開かれて、
操作信号（１１）を半導体スイッチング素子（１、２）
へ切り換えるか又は遮断される遮断手段（８、９）を備
えたことを特徴とする請求項（１）に記載のインバータ
回路。
（３）前記遮断手段（８、９）は、ＡＮＤゲートから成
り、その出力端子は、関連する前記半導体スイッチング
素子（１、２）の制御電極に接続されており、一方の入
力端子は、関連する半導体スイッチング素子（１、２）
に対する操作信号（１１）の影響を受け、他方の入力端
子は制御論理（１０）の出力信号の影響を受けるように
構成されたことを特徴とする請求項（２）に記載のイン
バータ回路。
（４）前記各遮断手段（８、９）と、関連する前記半導
体スイッチング素子（１、２）との間に、前記半導体ス
イッチング素子の動作を生じさせる前記操作信号の部分
を所定遅延時間だけ遅らせる遅延手段（１２、１９）を
備えたことを特徴とする請求項（２）又は（３）に記載
のインバータ回路。
（５）前記遅延手段（１２、１３）が、短い遅延時間及
び長い遅延時間に切り換え可能に構成されたことを特徴
とする請求項（４）に記載のインバータ回路。
（６）前記遅延手段（１２、１３）の切り換えは、交流
出力端子（５）における電流の極性に応じて制御論理（
１０）により行われ、導通状態にされるべき前記半導体
スイッチング素子（１、２）の遅延手段（１２、１３）
は短い遅延時間に切り換えられることを特徴とする請求
項（５）に記載のインバータ回路。
（７）ゼロの上下の所定範囲内の交流電流では、前記制
御論理（１０）が、両方の前記半導体スイッチング素子
の前記遮断手段（８、９）を開くように構成されたこと
を特徴とする請求項（２）ないし（６）のいずれか一項
に記載のインバータ回路。
（８）両方の前記遮断手段（８、９）が開かれたときは
、前記制御論理（１０）が、前記遅延手段（１２、１３
）を長い遅延時間に切り換えるように構成されたことを
特徴とする請求項（７）に記載のインバータ回路。
（９）前記制御論理（１０）が、前記交流出力端子（５
）を流れる電流の方向と量とを検出する手段（１４）と
、該電流がゼロより小さくないときには一方の遮断手段
（８）について解放信号を生成し、該電流がゼロより大
きくないときには他方の遮断手段（９）について解放信
号を生成する比較手段（１５、１６）とからなることを
特徴とする請求項（２）ないし（８）のいずれか一項に
記載のインバータ回路。
（１０）一方の前記半導体スイッチング素子（１、２）
の前記遮断手段（８、９）についての解放信号によって
、他方の前記半導体スイッチング素子（２、１）の前記
遅延手段（１３、１２）が短い遅延時間から長い遅延時
間へ切り換えられるように構成されたことを特徴とする
請求項（９）に記載のインバータ回路。
（１１）前記インバータ回路が、位相が電気的に１２０
°ずれている３相の交流電流を生成することを特徴とす
る請求項（１）ないし（１０）のいずれか一項に記載の
インバータ回路。
（１２）各相に二つの半導体スイッチング素子を有し、
並列接続の回復ダイオードが直流源の２極間に接続され
ている、直流を少なくとも単相の交流に変換する請求項
（１）ないし（１１）のいずれか一項に記載のインバー
タ回路を制御する方法であって、該交流は２つの前記半
導体スイッチング素子間の前記交流出力端子から取り出
され、該半導体スイッチング素子はパルス軸変調操作信
号により操作され、該電流が該交流出力端子において一
方の極性を有している間は、該交流出力端子を同極性の
極に接続する半導体スイッチング素子のみに該操作信号
が供給され、他方の半導体スイッチング素子は遮断され
たままであることを特徴とするインバータ回路の制御方
法。