JPH02228849A - Quadruple phase shift keying detection circuit - Google Patents

Quadruple phase shift keying detection circuit

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JPH02228849A
JPH02228849A JP5051489A JP5051489A JPH02228849A JP H02228849 A JPH02228849 A JP H02228849A JP 5051489 A JP5051489 A JP 5051489A JP 5051489 A JP5051489 A JP 5051489A JP H02228849 A JPH02228849 A JP H02228849A
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JP
Japan
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detection
phase
wave
fading
shift keying
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Application number
JP5051489A
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Japanese (ja)
Inventor
Satoshi Nakamura
聡 中村
Takeshi Takano
健 高野
Eisuke Fukuda
英輔 福田
Yasuyuki Oishi
泰之 大石
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Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
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Publication date
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

PURPOSE:To obtain an excellent detection characteristic independently of the presence of fading by selecting a preferred detection system corresponding to the presence or absence of fading. CONSTITUTION:A detection section 5 having a delay detection section and a synchronizing detection section, a fading detection section 6 detecting the presence or absence of fading and a selection section 7 are provided to a quadruple phase shift keying detection circuit. The fading detection section 6 counts the number of times per time T in which the envelope of an incoming level of a quadruple phase shift keying wave is below mean power of the incoming level and sends a control signal to select the delay detection section when the count exceeds a predetermined setting value and to select the synchronizing detection section when the count does not exceed the predetermined setting value to the selection section 7. Thus, an excellent detection characteristic is obtained independently of the presence or absence of fading.

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 例えば、ディジタル移動無線装置に使用する4相位相シ
フトキーイング検波回路に関し、フェージングの有無に
かかわらず、良好な検波特性が得られる4相位相シフト
キーイング検波回路の提供を目的とし、 遅延検波部分と同期検波部分とを持つ検波部と、入力す
る制御信号の状態に対応して何れか一方の検波部分を選
択する選択部分と、該受信した4相位相シフトキーイン
グ波の着信レベルの包絡線が該着信レベルの平均電力以
下となるT時間当たりの回数をカウントし、カウント値
が予め定めた設定価を越えた時は遅延検波部分を、越え
ない時は同期検波部分を選択する様な制御信号を送出す
るフェージング検出部分とを有する様に構成する。
Detailed Description of the Invention [Summary] For example, regarding a four-phase phase shift keying detection circuit used in a digital mobile radio device, a four-phase phase shift keying detection circuit that can obtain good detection characteristics regardless of the presence or absence of fading is disclosed. A detection section having a delayed detection section and a synchronous detection section, a selection section that selects either one of the detection sections according to the state of an input control signal, and a four-phase phase shift keying method for the received four-phase phase shift keying. Counts the number of times per T time that the envelope of the incoming signal level is less than the average power of the incoming signal level, and when the count value exceeds a predetermined set value, the delayed detection part is used, and when it does not exceed the synchronous detection part. The fading detection section is configured to include a fading detection section that sends out a control signal for selecting the section.

〔産業上の利用分野〕[Industrial application field]

本発明は2例えばディジタル移動無線装置に使用する4
相位相シフトキーイング検波回路に関するものである。
The present invention can be used for example in digital mobile radio equipment.
The present invention relates to a phase shift keying detection circuit.

例えば、自動車電話システムの場合、移動局は800M
H2帯の4相位相シフトキーイング波(以下。
For example, in the case of a car telephone system, the mobile station is 800M
H2 band 4-phase phase shift keying wave (below).

4相psに波と省略する)を受信部で受信して中間周波
帯の4相PSK波に変換した後、4相psに検波回路で
検波して音声信号やデータを取り出す。
After the receiving section receives the 4-phase PSK wave (abbreviated as 4-phase PS wave) and converts it into a 4-phase PSK wave in an intermediate frequency band, the 4-phase PS wave is detected by a detection circuit and audio signals and data are extracted.

この時、移動局と基地局間の見通しがない場合の受信波
は多数の反射波や回折波等の合成であり空間的に定在波
が立っている。移動局がこの定在波中を走行すると受信
波は合成電界強度が変動してフェージングが発生して検
波特性が劣化し、復調波が歪む。しかし、見通しがある
場合は定在波は支たずフェージングは殆ど発生しない。
At this time, when there is no line of sight between the mobile station and the base station, the received wave is a composite of many reflected waves, diffracted waves, etc., and a standing wave stands in space. When a mobile station travels through this standing wave, the combined electric field strength of the received wave fluctuates, causing fading, deteriorating detection characteristics, and distorting the demodulated wave. However, when there is visibility, standing waves are not supported and fading hardly occurs.

そこで、フェージングの有無にかかわらず、良好な検波
特性が得られる4相PSK検波回路の提供が望まれてい
る。
Therefore, it is desired to provide a four-phase PSK detection circuit that can obtain good detection characteristics regardless of the presence or absence of fading.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

一般に、4相psに検波回路としては遅延検波方式と同
期検波方式の2つが知られている。第5図は従来例のブ
ロック図で、第5図(a)は遅延検波方式を用いた4相
PSK検波回路、第5図0))は同期検波方式を用いた
4相PSK検波回路を示す。以下、2つの4相psに検
波回路の動作を説明する。
Generally, two types of detection circuits are known for the 4-phase PS: a delayed detection method and a synchronous detection method. Fig. 5 is a block diagram of a conventional example. Fig. 5(a) shows a 4-phase PSK detection circuit using a delayed detection method, and Fig. 5 0)) shows a 4-phase PSK detection circuit using a synchronous detection method. . The operation of the two 4-phase PS detection circuits will be explained below.

(1)遅延検波方式を用いる場合(第5図(a)参照)
先ず、送信側(図示せず)では伝送したいブタ列Xi・
(a+b+)に和分変換(1ビツト前のデータと和をと
って伝送ビットとする)を施す。
(1) When using delayed detection method (see Figure 5 (a))
First, on the transmitting side (not shown), the pig string Xi・
(a+b+) is subjected to summation conversion (summation with data one bit before is used as a transmission bit).

変換後のデータ列は’14 =Yi−,十Xiで表され
る。このY、を変調信号として、Yム・(cidr)の
O・(00)、 1=(01)、 2・(11)、 3
・(10)に対応して搬送波の位相をπ/4.3π/4
,5π/4,7π/4と変化させて変調信号を伝送する
The data string after conversion is expressed as '14=Yi-, 10Xi. Using this Y as a modulation signal, Ymu・(cidr)O・(00), 1=(01), 2・(11), 3
・Corresponding to (10), change the phase of the carrier wave to π/4.3π/4
, 5π/4, and 7π/4.

ここで、X、は最新のデータ、 vト、はΣX74+1 であり、()内の数字はグレーコード2進数を示す。Here, X is the latest data, vt is ΣX74+1 , and the numbers in parentheses indicate Gray code binary numbers.

受信側では1アンテナで受信された800M■2帯の4
相PSK波は電圧制御発振器(以下、 VCOと省略す
る)19の出力とミキサ11で混合されて中間周波帯の
4相PSK波に周波数変換される。周波数変換された4
相PSに波は遅延素子12によりデータの1シンボルの
時間Tだけ遅延し、更に(−π/4)移相器13により
位相をπ/4進めて基準搬送波とし、この基準搬送波と
中間周波帯の4相PSK波との間で検波器14において
乗積検波を行う。
On the receiving side, 800M received by one antenna ■ 4 of 2 bands
The phase PSK wave is mixed with the output of a voltage controlled oscillator (hereinafter abbreviated as VCO) 19 by a mixer 11, and the frequency is converted into a four-phase PSK wave in an intermediate frequency band. Frequency converted 4
The wave in phase PS is delayed by the time T of one symbol of data by the delay element 12, and the phase is further advanced by π/4 by the phase shifter 13 to obtain a reference carrier wave, and this reference carrier wave and the intermediate frequency band The detector 14 performs multiplicative detection between the four-phase PSK wave and the four-phase PSK wave.

そこで、検波器14から検波出力(以下、ベースバンド
信号と云う)が得られるが、このベースバンド信号は低
域通過形フィルタ15により高周波成分が取り除かれて
識別器32に加えられる。ここには、データタイミング
再生回路31で中間周波帯の4相PSK波から再生した
り°ロックが加えられているので、このクロックに同期
してベースバンド信号が識別されてI chのデータa
1が再生される。
Therefore, a detected output (hereinafter referred to as a baseband signal) is obtained from the detector 14, and this baseband signal is applied to the discriminator 32 after high frequency components are removed by a low-pass filter 15. Here, the data timing regeneration circuit 31 reproduces from the 4-phase PSK wave in the intermediate frequency band and locks it, so the baseband signal is identified in synchronization with this clock and the Ich data a
1 is played.

また、上記の遅延素子12の出力は(π/4)移相器1
6を通った後、検波器17で中間周波帯の4相PSK波
との間で乗積検波をしてベースバンド信号が得られ、低
域通過形フィルタ18.識別器33を用いて上記と同様
な動作によりQ chのデータb、が再生される。
Also, the output of the delay element 12 is (π/4) phase shifter 1
After passing through the detector 17, a baseband signal is obtained by product detection between the four-phase PSK wave in the intermediate frequency band, and the baseband signal is passed through the low-pass filter 18.6. Using the discriminator 33, the Qch data b is reproduced by the same operation as above.

ここで、VCO19の発振周波数がずれると誤った再生
データが増加するので、制御電圧により発振周波数がず
れない様にしているが、この制御電圧は点線で囲った搬
送波再生回路で下記の様にして得ている。即ち、 低域通過形フィルタ15.18の出力を減算器21で減
算したものと加算器22で加算したものとを乗算器23
で乗算する。更に1乗算器25で低域通過形フィルタ1
5.18の出力を乗算した後、この乗算結果と乗算器2
3の乗算結果とを乗算器24で更に乗算して乗算結果を
ループフィルタ26に通すと、 VCOの発振周波数の
ずれに比例した位相差出力が得られ。
Here, if the oscillation frequency of the VCO 19 shifts, incorrect reproduction data will increase, so a control voltage is used to prevent the oscillation frequency from shifting, but this control voltage is controlled by the carrier wave regeneration circuit enclosed by the dotted line as shown below. It has gained. That is, the output of the low-pass filter 15.18 is subtracted by the subtracter 21 and added by the adder 22, and the result is added to the multiplier 23.
Multiply by Furthermore, a low-pass filter 1 is provided by a multiplier 25.
5. After multiplying the output of 18, this multiplication result and multiplier 2
When the multiplication result of 3 is further multiplied by the multiplier 24 and the multiplication result is passed through the loop filter 26, a phase difference output proportional to the shift in the oscillation frequency of the VCO is obtained.

これがvCOの制御電圧となる。This becomes the control voltage of vCO.

(2)同期検波方式を用いる場合(第5図(b)参照)
アンテナで受信された4相PSK波は受信局部発振器4
7の出力とミキサ41で混合されて中間周波帯の4相P
SK波に変換され、検波器43に加えられる。
(2) When using synchronous detection method (see Figure 5(b))
The 4-phase PSK wave received by the antenna is sent to the receiving local oscillator 4.
The output of 7 is mixed with the mixer 41 to produce 4-phase P in the intermediate frequency band.
It is converted into an SK wave and applied to the detector 43.

一方、上記の搬送波再生回路(点線の部分)から送出さ
れた制御電圧で発振周波数が制御されているνC048
からの再生基準搬送波は、(−π/2)移相器42で位
相がπ/2進められて同じく検波器43に加えられてい
る。そこで、2つの波との間で乗積検波が行われてI 
ch用ベースバンド信号が得られる。
On the other hand, νC048 whose oscillation frequency is controlled by the control voltage sent out from the above carrier wave regeneration circuit (dotted line part)
The phase of the reproduced reference carrier wave is advanced by π/2 by a (-π/2) phase shifter 42 and is also applied to a detector 43. Therefore, multiplicative detection is performed between the two waves and I
A channel baseband signal is obtained.

このI ch用ベースバンド信号は低域通過形フィルタ
44を通って高周波成分が除去されて識別回路32に加
えられる。この識別回路にはデータタイミング再生回路
31で中間周波帯の4相PSK波から再生したクロック
が加えられているので、このクロックに同期してI c
hのデータ町が再生される。
This I channel baseband signal passes through a low-pass filter 44 to remove high frequency components, and is applied to the identification circuit 32. Since this identification circuit is supplied with a clock that is recovered from the four-phase PSK wave in the intermediate frequency band by the data timing recovery circuit 31, the I c is synchronized with this clock.
The data town of h is played.

また、中間周波帯の4相PSK波とVCo 4Bからの
再生基準搬送波が直接加えられた検波器45.低域通過
形フィルタ46.識別器33を用いて上記と同様な動作
によりQ chのデータb4が再生される。
Also, a detector 45 to which the four-phase PSK wave in the intermediate frequency band and the reproduction reference carrier wave from the VCo 4B are directly added. Low-pass filter 46. Using the discriminator 33, the Q channel data b4 is reproduced by the same operation as above.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

ここで、移動通信においては上記の様に移動局と基地局
との見通しの有無によりフェージングが発生したり1発
生しなかったりするが、フェージングの有無による遅延
検波方式と同期検波方式の比較をする。
In mobile communications, as mentioned above, fading may or may not occur depending on the presence or absence of line-of-sight between the mobile station and the base station, but let us compare the delayed detection method and the synchronous detection method depending on the presence or absence of fading. .

(1)フェージング無しの場合 同期検波方式では受信した4相PSK波に雑音が含まれ
ていても、基準搬送波はVCOで再生した再生基準搬送
波を使用するので雑音は含まれない。
(1) In the case of no fading In the synchronous detection method, even if the received 4-phase PSK wave contains noise, it does not contain noise because the reference carrier uses the reproduced reference carrier wave reproduced by the VCO.

一方、遅延検波方式では受信した4相PSK波に雑音が
含まれると基準搬送波である1タイムスロツト前の4相
PSに波にも雑音が含まれているので検波器に入力する
2つの4相PSX波は共に雑音が含まれることになり、
前者の方が後者よりも誤り率は良好となる。
On the other hand, in the delayed detection method, if the received 4-phase PSK wave contains noise, the 4-phase PSK wave one time slot before, which is the reference carrier wave, also contains noise, so the two 4-phase PSK waves input to the detector Both PSX waves will contain noise,
The former has a better error rate than the latter.

(2)フェージング有りの場合 同期検波方式ではフェージングにより4相PSに波の位
相ずれが生ずるが、搬送波再生回路中のループフィルタ
26の時定数が大きい為に4相PSに波の位相ずれに再
生基準搬送波の位相変化が追従できない。
(2) In the case of fading In the case of synchronous detection, fading causes a wave phase shift in the 4-phase PS, but because the time constant of the loop filter 26 in the carrier wave regeneration circuit is large, the wave phase shift is regenerated in the 4-phase PS. The phase change of the reference carrier wave cannot be followed.

そこで、ループフィルタの時定数を小さくするとフェー
ジングによる上記の位相ずれには追従できる様になるが
、フェージングがない場合に内部雑音による位相変化の
影響を受けて誤り率が劣化する。
Therefore, by reducing the time constant of the loop filter, it becomes possible to follow the above-mentioned phase shift due to fading, but when there is no fading, the error rate deteriorates due to the influence of phase changes due to internal noise.

一方、遅延検波方式では4相PSK波の位相ずれが生じ
てもlタイムスロット前の4相PSK波も殆ど同じ位相
ずれを起こしている。これは1例えば16Kb/sのデ
ータレートに比べてフェージングピッチ(例えば、 3
0 Hz)が十分遅い為に1タイムスロツトでの4相P
SK波の位相変化が十分小さいからである。この為、後
者の方が前者よりも誤り率が良好となる。
On the other hand, in the differential detection method, even if a phase shift occurs in the four-phase PSK wave, the four-phase PSK wave one time slot before also causes almost the same phase shift. This is a fading pitch (e.g., 3
0 Hz) is sufficiently slow, 4-phase P in one time slot
This is because the phase change of the SK wave is sufficiently small. For this reason, the latter has a better error rate than the former.

即ち、フェージングの有無に対応して好ましい検波方式
が異なるため、フェージングの有無にかかわらず良好な
検波特性が得られる4PSK検波回路が提供されないと
云う問題がある。
That is, since the preferred detection method differs depending on the presence or absence of fading, there is a problem in that a 4PSK detection circuit that can obtain good detection characteristics regardless of the presence or absence of fading cannot be provided.

・本発明はフェージングの有無にかかわらず、良好な検
波特性が得られる4相位相シフトキーイング検波回路の
提供を目的とする。
- An object of the present invention is to provide a four-phase phase shift keying detection circuit that can obtain good detection characteristics regardless of the presence or absence of fading.

〔課題を解決する為の手段〕[Means to solve problems]

第1図は本発明の原理ブロック図を示す。 FIG. 1 shows a block diagram of the principle of the present invention.

5は受信した4相位相シフトキーイング波の一部を分岐
して、1タイムスロツト分の遅延を与えて基準搬送波と
し、該基準搬送波と後続の4相位相シフトキーイング波
との間で乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出す
遅延検波部分と、該受信した4相位相シフトキーイング
波を用いて基準搬送波を再生し、再生基準搬送波と4相
位相シフトキーイング波との乗積検波を行ってベースバ
ンド信号を取り出す同期検波部分とを持つ検波部である
5 branches a part of the received 4-phase phase shift keying wave, delays it by one time slot, and uses it as a reference carrier wave, and performs multiplicative detection between the reference carrier wave and the subsequent 4-phase phase shift keying wave. A delay detection part extracts the baseband signal by performing the following steps, and a reference carrier is regenerated using the received four-phase phase shift keying wave. This is a detection section that has a synchronous detection section that extracts band signals.

また、7は該受信した4相位相シフトキーイング波の着
信レベルの包絡線が該着信レベルの平均電力以下となる
T時間当たりの回数をカウントしカウント値が予め定め
た設定値を越えた時に遅延検波部分を、越えない時に同
期検波部分を選択する様な制御信号を送出するフェージ
ング検出部分である。
In addition, 7 counts the number of times per T time that the envelope of the incoming level of the received four-phase phase shift keying wave is less than the average power of the incoming level, and when the count value exceeds a predetermined set value, there is a delay. This is a fading detection section that sends out a control signal that selects the synchronous detection section when the detection section is not exceeded.

〔作用〕[Effect]

本発明は遅延検波部分と同期検波部分とを持つ検波部5
.フェージングの有無を検出するフェージング検出部分
62選択部分7を設け、フェージング検出部分がフェー
ジング有りを検出した時に選択部分は遅延検波部分を選
択し、フェージング無しを検出した時に同期検波部分を
選択する様な構成にした。
The present invention provides a detection section 5 having a delayed detection section and a synchronous detection section.
.. A fading detection part 62 and a selection part 7 are provided to detect the presence or absence of fading, and when the fading detection part detects the presence of fading, the selection part selects the delayed detection part, and when it detects the absence of fading, the selection part selects the synchronous detection part. I configured it.

これにより、フェージングの有無にかかわらず。This allows for fading or no fading.

良好な検波特性が得られる4相PSK波検波回路の提供
ができる。
A four-phase PSK wave detection circuit that can obtain good detection characteristics can be provided.

〔実施例] 第2図は本発明の実施例のブロック図、第3図は第2図
中のフェージング検出部分のブロック図の一例、第4図
は第2図中の4進差分変換部分のブロック図の一例を示
す。
[Embodiment] Fig. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, Fig. 3 is an example of a block diagram of a fading detection part in Fig. 2, and Fig. 4 is an example of a block diagram of a quaternary difference conversion part in Fig. 2. An example of a block diagram is shown.

ココテ、ミキサ51. VCQ 57.58.遅延素子
52゜移相器53.53 ’ 、56.検波器54.5
4’、低域通過形フィルタ55は検波部5の構成部分、
S−1〜Sk、は選択部分7の構成部分を示す、以下、
第2図〜第4図の動作を説明する。
Kokote, mixer 51. VCQ 57.58. Delay element 52° phase shifter 53, 53', 56. Detector 54.5
4', the low-pass filter 55 is a component of the detection section 5;
S-1 to Sk indicate the constituent parts of the selection part 7, hereinafter,
The operations shown in FIGS. 2 to 4 will be explained.

先ず、第2図のミキサ51から出力された中間周波帯の
4相PSK波を第3図のダイオード61に加えて4相P
SX波の振幅変調成分(包路線成分)を取り出し、低域
通過形フィルタ62.63に加える。低域通過形フィル
タ62の遮断周波数は1例えば100Hzであり、低域
通過形フィルタ63の遮断周波数は。
First, the four-phase PSK wave in the intermediate frequency band output from the mixer 51 in FIG. 2 is added to the diode 61 in FIG.
The amplitude modulation component (envelope component) of the SX wave is extracted and applied to low-pass filters 62 and 63. The cut-off frequency of the low-pass filter 62 is 1, for example, 100 Hz, and the cut-off frequency of the low-pass filter 63 is.

例えば1)Izと前記のフィルタよりも遮断周波数が低
(なっている。
For example, 1) the cut-off frequency is lower than that of Iz and the above-mentioned filters.

そこで、前者から高周波成分が除去された包路線成分(
着信レベルの包絡線に対応する)を取り出し、レベルシ
フト回路64でレベルシフトして比較器65に加える。
Therefore, the envelope line component (
corresponding to the envelope of the incoming signal level), level-shifted by a level shift circuit 64 and applied to a comparator 65.

また、後者から包絡線成分の平均レベル(着信レベルの
平均電力に対応する)を取り出してしきい値として同様
に比較器65に加える。
Further, the average level of the envelope component (corresponding to the average power of the incoming call level) is extracted from the latter and similarly applied to the comparator 65 as a threshold value.

尚、レベルシフトするのはフェージングがない時、低域
通過形フィルタ62からしきい値付近の雑音(例えば、
受信機の内部雑音によるもの)が比較器65に入力し、
この比較器から誤った出力が送出されない様にする為に
しきい値から+側にシフトする。また、フェージングの
ない時は4相PsK波に振幅変調成分が含まれないが1
 フェージングが発生すると振幅変調波成分が含まれる
Note that the level shift is performed when there is no fading, and noise near the threshold value (for example,
(due to internal noise of the receiver) is input to the comparator 65,
In order to prevent an erroneous output from being sent out from this comparator, the threshold value is shifted to the + side. In addition, when there is no fading, the four-phase PsK wave does not include an amplitude modulation component, but 1
When fading occurs, amplitude modulated wave components are included.

さて、比較器65はレベルシフト回路64の出力がしき
い値以下になる度にパルスを出力して1例えば4ビツト
のカウンタ66に加える。
Now, the comparator 65 outputs a pulse and adds it to a 4-bit counter 66, for example, every time the output of the level shift circuit 64 becomes less than the threshold value.

そこで、カウンタ66は入力するパルスをカウントシ、
カウント値をディジタルマグニチュード比較器67に加
える。このディジタルマグニチュード比較器67には予
めスイッチS6〜SW、、により設定値が入力しである
ので、カウント値と設定値との大小の比較を1クロツク
ごとに行い、カウント値の方が設定値よりも大きい時に
Hの比較出力を。
Therefore, the counter 66 counts the input pulses.
The count value is added to the digital magnitude comparator 67. Since the digital magnitude comparator 67 has a set value input in advance through switches S6 to SW, the count value and the set value are compared in magnitude every clock, and the count value is higher than the set value. Comparison output of H when is also large.

小さい時はLの比較出力をDタイプフリップフロップ6
Bを介して出力する。尚、カウンタは1クロツク毎(特
許請求の範囲のT時間当たりに対応する)にリセットさ
れる。
When it is small, the comparison output of L is connected to D type flip-flop 6.
Output via B. Note that the counter is reset every clock (corresponding to every time T in the claims).

次に、第3図を参照して第2図の動作を説明するが、第
2図中のスイッチSW+ ””SWtは上記のフェージ
ング検出部分6からの出力で駆動され、実線の場合は4
相PSK検波回路は遅延検波方式の動作を1点線の場合
は同期検波方式の動作をする。
Next, the operation of FIG. 2 will be explained with reference to FIG. 3. The switch SW+ "" SWt in FIG.
The phase PSK detection circuit operates according to the delayed detection method, whereas the one-dot line indicates the operation according to the synchronous detection method.

(1)遅延検波方式の場合 さて、アンテナで受信された4相PSK波はvC057
の出力とミキサ51で混合されて中間周波帯の4相ps
に波に周波数変換される。周波数変換された4相PSK
波は遅延素子52によりデータの1シンボル時間Tだけ
遅延した後、スイッチSW、を通って(−π/4)移相
器53°で位相がπ/4進んだ後、中間周波帯の4相P
SK波との間で検波器54により乗積検波される。
(1) In case of delayed detection method, the 4-phase PSK wave received by the antenna is vC057
is mixed with the output of
The frequency is converted into a wave. Frequency converted 4-phase PSK
The wave is delayed by one data symbol time T by the delay element 52, passes through the switch SW, advances the phase by (-π/4) by the phase shifter 53° by π/4, and then transfers to the four phases of the intermediate frequency band. P
A detector 54 performs product detection between the SK wave and the SK wave.

そして、検波器54からのベースバンド信号は低域通過
形フィルタ55により高周波成分を取り除いて識別器3
2に加えられるが1 ここにはデータタイミング再生回
路31で再生したクロックが加えられているので、この
クロックを利用してI chのデータa正が再生される
Then, the baseband signal from the wave detector 54 is filtered by a low-pass filter 55 to remove high frequency components, and then passed to the discriminator 3.
Since the clock regenerated by the data timing regeneration circuit 31 is added here, the I channel data a is regenerated using this clock.

また、前記の周波数変換された4相PSK波と遅延素子
52.スイッチSWI、 (π/4)移相器56.検波
器54゛、低域通過形フィルタ55°、識別器33を用
いて上記と同様な動作によりQ chのデータbiが再
生される。
Furthermore, the frequency-converted four-phase PSK wave and the delay element 52. switch SWI, (π/4) phase shifter 56. Using the detector 54', the low-pass filter 55', and the discriminator 33, Qch data bi is reproduced by the same operation as above.

また、 VCO57には従来例と同様に点線で囲った搬
送波再生回路の出力がスイッチSWz、 SWtを介し
て制御電圧として加えられ1発振周波数が制御されてい
る。
Further, as in the conventional example, the output of the carrier wave regeneration circuit surrounded by a dotted line is applied as a control voltage to the VCO 57 via switches SWz and SWt, thereby controlling one oscillation frequency.

(2)同期検波方式の場合 アンテナで受信された4相PSに波はVCO57の出力
とミキサ51で混合されて中間周波帯の4相PSK波に
変換され、検波器54に加えられる。
(2) In the case of the synchronous detection method, the 4-phase PS wave received by the antenna is mixed with the output of the VCO 57 by the mixer 51, converted into a 4-phase PSK wave in the intermediate frequency band, and is applied to the detector 54.

一方、上記の搬送波再生回路(点線の部分)からスイッ
チS−2を介して加えられた制御電圧で発振周波数が制
御されたVCo 58からの再生基準搬送波が、2つの
(−π/4)移相器53.53’で位相が(π/2)進
められて検波器54に加えられているので、この2つの
波は乗積検波されてI ch用ベースバンド信号が得ら
れ、低域通過形フィルタ55を通って高周波成分が除去
されて識別回路32に加えられる。
On the other hand, the regenerated reference carrier wave from the VCo 58, whose oscillation frequency is controlled by the control voltage applied from the carrier regeneration circuit (dotted line part) via the switch S-2, is transmitted through two (-π/4) shifts. Since the phase is advanced by (π/2) by the phase shifters 53 and 53' and applied to the detector 54, these two waves are subjected to product detection to obtain the baseband signal for I channel, which is a low-pass signal. The high frequency components are removed through a filter 55 and applied to the identification circuit 32.

この識別回路32にはデータタイミング再生回路31で
再生したクロックが加えられているので、【ch用デデ
ーCiが取り出される。
Since the clock reproduced by the data timing reproducing circuit 31 is applied to the identification circuit 32, the [de data Ci for channel] is taken out.

また、中間周波帯の4相PSK波は検波器54′にも加
えられるが、ここにはVCo 58からの再生基準搬送
波が(−π/4)移相器53.スイッチSW、、(π/
4)移相器56を介して、移相差Oで加えられているの
で1乗積検波されてQ Chのベースバンド信号が取り
出される。この信号は低域通過形フィルタ55’識別器
33を用いて上記と同様な動作によりOch用デーデー
、が取り出される。
The four-phase PSK wave in the intermediate frequency band is also applied to the detector 54', where the reproduced reference carrier wave from the VCo 58 (-π/4) is applied to the phase shifter 53'. Switch SW, (π/
4) Since the signals are added via the phase shifter 56 with a phase shift difference of O, the Q Ch baseband signal is extracted by first power product detection. From this signal, data for Och is extracted using the low-pass filter 55' discriminator 33 in the same manner as described above.

そして、このI ch用デデーCム、Qch用デーデー
iは4進差分変換部分34に加えられるが、これは前記
の様に送信側で和分変換を行っているので同期検波方式
においては差分変換をして変換前の状態に戻すことが必
要となる。
Then, the I channel data C and the Q channel data i are added to the quaternary difference conversion section 34, but since the summation conversion is performed on the transmitting side as described above, in the synchronous detection method, the difference conversion is performed. It is necessary to do this to return to the state before conversion.

第4図は4進差分変換部分のブロック図の一例である。FIG. 4 is an example of a block diagram of the quaternary difference conversion section.

送信側では前記の様にグレーコード2進数でデータを送
っているので、EX−OR回路341で自然2進数に変
換し、遅延素子342で1シンボル時間Tだけ遅延した
後、更にインバータ343.344で反転する。
On the transmitting side, as mentioned above, the data is sent in Gray code binary numbers, so it is converted into natural binary numbers in the EX-OR circuit 341, delayed by one symbol time T in the delay element 342, and then sent to the inverters 343 and 344. to invert.

そして、自然2進数になったデータCi Sdi とイ
ンバータ343.344の出力と1とを全加算器345
に加えて加算し、加算結果をEX−OR回路346に加
えて変換前の自然2進数データに戻す。その後。
Then, the data Ci Sdi that has become a natural binary number, the outputs of the inverters 343 and 344, and 1 are added to the full adder 345.
, and the addition result is added to the EX-OR circuit 346 to return it to natural binary data before conversion. after that.

更にグレーコード2進数に変換して元のデータa8.b
、を取り出す。
Furthermore, it is converted into Gray code binary numbers and the original data a8. b
, take out.

これにより、フェージングの有無にかかわらず。This allows for fading or no fading.

良好な検波特性が得られる4相PSK検波回路の提供が
可能となる。
It becomes possible to provide a four-phase PSK detection circuit that provides good detection characteristics.

果がある。There is fruit.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明の原理ブロック図、 第2図は本発明の実施例のブロック図、第3図は第2図
中のフェージング検出部分のブロック図の一例、 第4図は第2図中の4進差分変換部分のブロック図の一
例、 第5図は従来例のブロック図を示す。 図において、 5は検波部、 6はフェージング検出部分、 7は選択部分を示す。 〔発明の効果〕 以上詳細に説明した様に本発明によれば、フェージング
の有無にかかわらず、良好な検波特性が得られる4相p
sに検波回路の提供できると云う効不発日月の!理フ′
口・ング■ 第 図 第2図中の7工ジシグ檜出部亦のブロック回の一9Ij
第 餉2図中の4」]1外変」要部分カブ°コゾク図の→す
第 回 千57 従来例のフ゛ロヅク図 第  5V刀
Figure 1 is a block diagram of the principle of the present invention, Figure 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention, Figure 3 is an example of a block diagram of the fading detection part in Figure 2, and Figure 4 is in Figure 2. An example of a block diagram of the quaternary difference conversion part of FIG. 5 is a block diagram of a conventional example. In the figure, 5 indicates a detection section, 6 indicates a fading detection section, and 7 indicates a selection section. [Effects of the Invention] As explained in detail above, according to the present invention, a four-phase p
It is said that the detection circuit can be provided to S! Reason
口・NG■ 19Ij of the block of the 7th plant in Figure 2
4 in Fig. 2]] Main part of ``1 Outer Change'' Kozoku diagram → 1,57th Traditional example of Frodzuku diagram No. 5V sword

Claims (1)

【特許請求の範囲】 受信した4相位相シフトキーイング波の一部を分岐して
、1タイムスロット分の遅延を与えて基準搬送波とし、
該基準搬送波と後続の4相位相シフトキーイング波との
間で乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出す遅延
検波部分と、 該受信した4相位相シフトキーイング波を用いて基準搬
送波を再生し、再生基準搬送波と4相位相シフトキーイ
ング波との乗積検波を行ってベースバンド信号を取り出
す同期検波部分とを持つ検波部(5)と、 入力する制御信号の状態に対応して何れか一方の検波部
分を選択する選択部分(7)と、 該受信した4相位相シフトキーイング波の着信レベルの
包絡線が該着信レベルの平均電力以下となるT時間当た
りの回数をカウントし、カウント値が予め定めた設定値
を越えた時は遅延検波部分を、越えない時は同期検波部
分を選択する様な制御信号を送出するフェージング検出
部分(6)とを有することを特徴とする4相位相シフト
キーイング検波回路。
[Claims] Branching a part of the received four-phase phase shift keying wave, giving it a delay of one time slot and using it as a reference carrier wave,
a delayed detection part that performs multiplicative detection between the reference carrier wave and a subsequent four-phase phase shift keying wave to extract a baseband signal; and regenerating the reference carrier wave using the received four-phase phase shift keying wave; a detection section (5) having a synchronous detection section that performs multiplicative detection of a reproduction reference carrier wave and a four-phase phase shift keying wave to extract a baseband signal; A selection part (7) for selecting a detection part, and counting the number of times per T time that the envelope of the incoming level of the received four-phase phase shift keying wave is equal to or less than the average power of the incoming level, and the count value is set in advance. 4-phase phase shift keying characterized by having a fading detection section (6) that sends out a control signal that selects a delayed detection section when a predetermined set value is exceeded, and a synchronous detection section when it does not exceed a predetermined set value. Detection circuit.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0614066A (en) * 1992-06-26 1994-01-21 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> Receiver
JP2006115243A (en) * 2004-10-15 2006-04-27 National Institute Of Information & Communication Technology Transmitter, receiver, transmitting method, receiving method, communication system and transmitting-receiving method

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JPH0614066A (en) * 1992-06-26 1994-01-21 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> Receiver
JP2006115243A (en) * 2004-10-15 2006-04-27 National Institute Of Information & Communication Technology Transmitter, receiver, transmitting method, receiving method, communication system and transmitting-receiving method

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