JPH02179366A - 直流抵抗溶接装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は直流を用いてワークを抵抗溶接する直流抵抗溶
接装置に関し、−層詳細には、例えば、三相交流を整流
して直流化し、この直流をインバータを用いて高周波交
流に変換した後、出力トランスと整流器を用いて再び直
流に変換し、この直流を溶接電極に供給することにより
ワークを溶接するインバータ式の直流抵抗溶接装置にお
いて、前記インバータの出力と前記溶接トランスとの間
にコンデンサを介装して共振回路を形成することにより
インバータ部における電力損失を軽減することが可能と
なり、しかも小型軽量化を同時に達成するようにした直
流抵抗溶接装置に関する。

［発明の背景コ 抵抗溶接装置は、例えば、一対の電極によって一組のワ
ークを挟持し、この電極間に溶接電流を通電することに
よりジュール熱を生じさせ且つ前記電極を相対的に押圧
してワークを接合する装置である。当該抵抗溶接装置は
、接合の際に、溶接棒等を必要としないことから作業能
率に優れた接合法である。

この場合、抵抗溶接による接合法は、例えば、アーク溶
接接合法等に比較して極めて大きい溶接電流が必要とさ
れることから、溶接トランスが大型且つ大重量になりが
ちである。従って、これが溶接ロボット等のアーム部に
取着する際の難点として指摘されている。

そこで、最近では、この溶接用トランスの小型化を図る
ため、直流を、−旦、高周波交流に変換し、この高周波
交流を前記出力トランスに供給して降圧した後、整流器
を用いて再び直流化して溶接ガンアームに供給するイン
バータ式の直流抵抗溶接装置が採用され始めている。高
周波交流に変換する理由は出力トランスを構成するトラ
ンスコアの断面積が前記高周波交流の周波数と反比例の
関係にあることを利用して出力トランスを比較的小型軽
量に構成出来るからである。また、再び直流化して溶接
ガンアームに供給する理由は溶接ガンアームの長さおよ
びその形状に起因するストレイインダクタンスによる高
周波インピーダンスの増加に基づ（電圧降下と表皮効果
による電圧降下を回避することが可能となり、高効率の
装置を構築出来るからである。

この種のインバータ式直流抵抗溶接装置を第１図に示す
。当該装置はコンバータ部２とインバータ部４および出
力トランス部６とから構成され、商用の三相交流電源７
から出力される三相交流をコンバータ部２を構成する整
流器８とコンデンサ１０によって直流化し、この直流を
トランジスタ１２ａ乃至１２ｄ等から構成されるフルブ
リッジ型のインバータ部４によって前記三相交流の周波
数に比較して高周波の交流に変換した後、再びセンタタ
ップ付の出力トランス１４と整流器１６ａ、１６ｂによ
り直流に変換して溶接電極１８ａ、１８ｂ間に供給する
構成となっている。

なあ、溶接電極１８ａは整流器１６ａ、１６ｂの共通接
続点に接続され、電極１８ｂは出力トランス１４を構成
する２次コイルのセンタタップ１９に接続されている。

このような構成によって一対のワークＷ１、Ｗｂが溶接
電極１８ａ、１８ｂ間に挟持されると溶接電流が通電さ
れ、ワークＷ４、Ｗｂとの接触部位が溶融して接合する
。

ところで、このように構成されるインバータ式の直流抵
抗溶接装置においては、供給電流の大電流化および当該
装置の小型化が常に要請されている。これによって、鋼
板の溶接に対してメツキ鋼板等の融点の異なる材質が存
在する鋼板あるいはアルミニウム板等の熱伝導率の大き
い材質の溶接を行うに際しても大電流を供給し得ること
が　出来るからである。

然しなから、従来の直流抵抗溶接装置において、さらに
高周波化を図り且つ電流容量を増加しようとすると、第
２図に示すように、インバータ部４を構成するトランジ
スタ１２ａ乃至１２ｄのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖａ
ｔとコレクタ電流Ｉ、との積によって規定される電力損
失Ｐｃ（図中、ハツチング部に対応する分）が増加する
。結局、インバータ部４にふける効率が低下することに
なり、しかもこの電力損失Ｐｃの増加に対応する放熱構
造を採用しなければならず、また、トランジスタ１２ａ
乃至１２ｄを、夫々、並列接続構成とする必要性が生じ
ることからさほどには当該装置の小型化が図れないとい
う不都合が露呈する。

［発明の目的］ 本発明は前記の不都合を克服するためになされたもので
あって、インバータ式の直流抵抗溶接装置において、イ
ンバータ部の負荷が共振回路を構成することによりトラ
ンジスタのスイッチング時における電力損失を極めて小
さくすることが出来、それによってインバータ部の高周
波化が図れ溶接トランスを小型軽量化することを可能と
する直流抵抗溶接装置を提供することを目的とする。

［目的を達成するための手段］ 前記の目的を達成するために、本発明は直流をインバー
タを用いて交流に変換した後、その交流を出力トランス
の１次コイルに導入し、前記出力トランスの２次コイル
に誘起する交流を整流し再び直流にしてワークを溶接す
る直流抵抗溶接装置において、前記インバータの出力側
と前記出力トランスの１次コイルとの間にコンデンサを
接続し、インバータの出力側から出力・トランス側を見
たインダクタンスと前記コンデンサとで共振回路を形成
するよう構成することを特徴とする。

［実施態様］ 次に、本発明に係る直流抵抗溶接装置について好適な実
施態様を挙げ、添付の図面を参照しながら以下詳細に説
明する。

第３図は本発明に係る共振回路付直流抵抗溶接装置の概
略構成を示す。当該直流抵抗溶接装置は基本的に三相交
流電源２０から出力される三相交流を直流に変換するコ
ンバータ部２２と、このコンバータ部２２の出力である
直流を所定の高周波交流に変換するインバータ部２４と
、このインバータ部２４の出力端子２５ａ、２５ｂから
出力される電流と電圧を検出する電流電圧検出部２６と
、前記インバータ部２４の負荷であり且つ共振回路を構
成するコンデンサ２８および共振用補助コイル２９と、
この共振用補助コイル２９の他端側に接続される出力ト
ランス３２、および前記電流電圧検出部２６の出力側に
接続される波形整形回路３４ａ、３４ｂを介して前記イ
ンバータ部２４を構成するフルブリッジ型のトランジス
タ３６ａ乃至３６ｄに対してパルス幅変調されたベース
電流を供給するベースドライブ回路３８を駆動する共振
制御回路４０とから構成される。

なあ、前記コンバータ部２２は整流ダイオードスタック
４２とリアクトル４４とコンデンサ４６から構成され、
電流電圧検出部２６は交流電流ｉの検出手段としての変
流器４８と交流電圧Ｖの検出手段としての抵抗分圧回路
５０とから構成され、出力トランス３２は入力端子５１
ａ、５１ｂと１次コイル５２とトランスコア５４と２次
コイル５６と出力端子５５ａ、５５ｂおよびセンタタッ
プ５７とから構成される。さらに、前記２次コイル５６
は整流器３０ａ、３０ｂの一端側に接続され、前記整流
器３０ａ、３０ｂの他端側の共通接続端子および出力ト
ランス３２のセンタタップ５７はワークＷいＷ。

を挟持する溶接電極５８ａおよび５８ｂに接続される。

第４図は第３図に示す直流抵抗溶接装置の中、共振制御
回路４０の詳細等を示すブロック図である。共振制御回
路４０は位相比較器６０を含み、この位相比較器６０は
位相差検出器６２．２回路２接点の連動スイッチ６４．
６６および積分器６８とから構成されている。この位相
比較器６０を構成する位相差検出器６２の夫々の入力端
子５２ａ、６２ｂには前記波形整形回路３４ａ、３４ｂ
から出力される電流の位相を表す電圧信号Ｉ　（以下、
電流信号という）および電圧の位相を表す電圧信号Ｖ（
以下、電圧信号という）が導入されている。

位相差検出器６２の出力信号Ｓ、　ＳＳ、は出力端子６
２Ｃ，６２ｄから前記スイッチ６４および６６を構成す
る接点６４Ｇ、６６Ｃに導入される。ここで、スイッチ
６４を構成する接点６４ｂは電源＋５ｖに接続され、ス
イッチ６６を構成する接点６６ｂは積分用電源７０に接
続されている。なお、スイッチ６４．６６は前記位相差
検出器６２の出力端子６２ｅから出力する信号によって
同時に切り換えられる。

前記スイッチ６４および６６の共通接点６４ａ、６６ａ
は夫々積分器６８の入力端子６８ａおよび６８ｂと接続
されている。

前記積分器６８の出力端子６８ｃから出力信号Ｓ、が電
圧を周波数に変換する電圧−周波数変換器７２（以下、
Ｖ／Ｆ変換器という）と微分手段等から形成される変化
点検出回路７４０入力側に導入される。前記Ｖ／Ｆ変換
器７２の出力信号である位相制御信号ω、は前記インバ
ータ部２４を構成するフルブリッジ型のトランジスタ３
６ａ乃至３６ｄのベースを駆動するためのベースドライ
ブ回路３８を駆動するインバータ制御回路７６に導入さ
れる。この場合、インバータ制御回路７６の他方の入力
端子には前記変化点検出回路７４からの制御停止信号Ｓ
、が導入されている。

インバータ部２４の出力信号は基本的にコンデンサ２８
とインバータ部２４の出力側から出力トランス３２側を
見たインダクタンスとからなる共振回路７８を駆動する
。この場合、当該インダクタンスはインバータ部２４の
出力端子２５ａ、２５ｂから出力トランス３２の入力端
子５１ａ、５１ｂに至るまでの配線インダクタンスと前
記共振用補助コイル２９のインダクタンスおよび出力ト
ランス３２の入力端子５１ａ、５１ｂから二次側を見た
インダクタンスの合成インダクタンスとなる。前記共振
回路７８の交流電流ｉと交流電圧Ｖとが変流器４８と抵
抗分圧回路５０によって検出された後波形整形回路３４
ａと３４ｂにおいて所定の電圧振幅に変換され、電流信
号Ｉおよび電圧信号■として共振制御回路４０を構成す
る前記位相比較器６０の入力側に帰還されている。

第５図は第４図に示す共振制御回路４０の中、積分用電
源７０を含む位相比較器６０の具体的な回路図を示す。

前記したように、位相比較器６０は位相差検出器６２と
積分器６８とから構成されている。位相差検出器６２は
その人力部にＤタイプフリップフロップ８０．８２を含
み（以下、Ｄ−Ｆ／Ｆという）このＤ−Ｆ／Ｆ８０．８
２のクロック入力端子ＣＫ、、ＣＫ２に、夫々前記電流
信号ｌ並びに電圧信号Ｖが導入されており、この電流信
号Ｉと電圧信号Ｖの立ち上がりエツジによって当該Ｄ−
Ｆ／Ｆ８０．８２が動作する。この場合、Ｄ−Ｆ／Ｆ８
０．８２のデータ入力端子Ｄ１、Ｄ２、プリセット端子
ＰＲ，、ＰＨ１は夫々電源電圧＋５Ｖに接続されている
。Ｄ−Ｆ／Ｆ８０．８２の出力端子ＱＩＳＱ２は夫々ナ
ントゲート８４、エクスクル−シブオアゲート８６（以
下、ＥＸ−ＯＲという）の２つの入力端子に接続されて
おり、ナントゲート８４の出力端子は前記Ｄ−Ｆ／Ｆ８
０．８２のクリア入力端子ＣＬＩ、ＣＬ２に接続されて
いる。

前記位相差検出器６２の一方の出力信号Ｓｔ　はスイッ
チ６４を介して積分器６８を構成する電界効果トランジ
スタ８８（以下ＦＥＴという）のゲート端子に導入され
ると共に、１次微分手役等から構成されスイッチ６４．
６６を切換制御する位相差判定回路９０に導入される。

一方、位相差検出器６２の他方の出力信号Ｓ２はスイッ
チ６６および抵抗９２を介して前記ＦＥＴ８８のソース
側と接続されている。この場合、ＦＥＴ８８のソース側
には抵抗９４を介して電源電圧−１２Ｖに接続されてい
る。前記ＦＥＴ９８のドレイン側はオペアンプ９６と帰
還コンデンサ９８とからなる帰還増幅器１００に接続さ
れ、この帰還増幅器１００の出力信号Ｓ、は第４図に示
す共振制御回路４０を構成するＶ／Ｆ変換器７２と変化
点検出回路７４０入力側に導入されている。

なお、本実施態様に係る直流抵抗溶接装置は図示しない
制御回路によってその動作が制御される。この制御回路
の記憶手段に記憶された制御動作のアルゴリズムを第６
図のフローチャートに示す。

本実施態様に係る直流抵抗溶接装置は基本的には以上の
ように構成されるものであり、次にその作用並びに効果
について添付の図面を参照しながら以下詳細に説明する
。

そこで、先ずワークＷａ、Ｗｂが溶接電極５８ａ右よび
５８ｂによって挟持されると共に初期加圧がなされる（
第６図、５ＴＰ１）。次に、時刻ｔｏ　　（第７図参照
）において共振制御回路４０を構成する積分器６８と積
分用電源７０とが接続される（ＳｒＦ２）。すなわち、
スイッチ６４．６６の共通接点６４ａ、６６ａと接点６
４ｂ、６６ｂとが接続される（第５図における接続状態
）。

この状態に右いて三相交流電源２０から出力される三相
交流はコンバータ部２２を構成する整流ダイオードスタ
ック４２と、リアクトル４４およびコンデンサ４６によ
って直流化され、この直流がインバータ部２４０入力端
子に導入される。

一方、積分用電源７０からの出力信号（この場合、接地
電位信号）はスイッチ６６を構成する接点６６ｂ１共通
接点６６ａを介して積分器６８０入力端子６８ｂ側に導
入される。図の接続状態において、Ｆ　Ｅ　Ｔａ２は能
動状態とされているのでソース電位と前記接地電位信号
並びに電源−１２Ｖと抵抗９２．９４で決定される積分
電流がＦ　Ｅ　Ｔａ２のドレイン側からソース側に通流
する。従って、積分器６８の出力信号Ｓ、が徐々に増加
する。この変化により、Ｖ／Ｆ変換器７２の出力信号で
ある位相制御信号ω、の周波数は、第７図の当該位相制
御信号ωｆの周波数変化特性の時刻ｔ０点以降に示すよ
うに、その周波数が徐々に増加方向に向かう。この位相
制御信号ω、の周波数に応じてインバータ制御回路７６
は駆動され、ベースドライブ回路３８においてインバー
タ部２４を構成するフルブリッジ型のトランジスタ３６
ａ乃至３６ｄを駆動するのに十分なベース電流に増幅さ
れ、この増幅後のベース電流によってインバータ部２４
が駆動される。インバータ部２４の出力交流は前記コン
デンサ２８、共振用補助コイル２９を介して出力トラン
ス３２０１次コイル５２に導入される。１次コイル５２
に導入された交流は出力トランス３２によって変圧され
２次コイル５６に所定の交流を誘起し、２次コイル５６
に誘起された交流は整流器３０ａ、３０ｂによって整流
された後、その共通接続点と前記出力トランス３２のセ
ンタタップ５２とから溶接電極５８ａ、５８ｂを介して
ワークＷいＷｂに供給される（ＳｒＦ２）。

ここで、共振回路７８の共振周波数ω、は、前記したよ
うに、コンデンサ２８と、化カドランス３２０１次側か
ら２次側を見たインダクタンスとインバータ部２４の出
力端子２５ａ、２５ｂから出力トランス３２０入力端子
５１ａ、５１ｂまでの配線インダクタンス並びに共振用
補助コイル２９のインダクタンスによってその周波数が
規定されている。一方、インバータ部２４の出力交流の
中、交流電流ｉに係る成分は変流器４８を介して波形整
形回路３４ｂに導入され、交流電圧Ｖに係る成分は抵抗
分圧回路５０を介して波形整形回路３４ａに導入される
。この波形整形回路３４ａ、３４ｂに導入された交流電
流ｉに係る成分と交流電圧Ｖに係る成分とは、前記した
ように、位相差検出器６２を構成するＤ−Ｆ／Ｆ８０．
８２で処理し得るレベルの電圧信号に変換される。この
ように変換された実際には電圧信号である前記交流電流
成分に比例する電流信号ｌと交流電圧成分に比例する電
圧信号Ｖが位相差検出器６２の入力端子６２ａ、６２ｂ
を介して夫々Ｄ−Ｆ／Ｆ８０．８２のフロップ入力端子
に導入される。ここで、Ｄ−Ｆ／Ｆ８０．８２は前記し
たように信号の立ち上がりエツジで動作するフリップフ
ロップである。

ところで、当該直流抵抗溶接装置の電源投入時刻ｔ０か
ら時刻ｔ、に至る時間において電流信号Ｉと電圧信号Ｖ
との極性は、第８図ａ、　ｂに示すように、電流信号Ｉ
の位相が電圧信号Ｖの位相に比較して進相となっている
。この場合、両信号■とＶとの位相差θ（実際には時間
差）はＥＸ−ＯＲ８６の出力端子に出力信号Ｓｌとして
表れる（ＳｒＦ２、第８図Ｃ参照）。

次いで、位相差判定回路９０において出力信号Ｓ、に係
る位相差θが所定時間、例えば、電流信号Ｉの１周期Ｔ
に対応する時間内に零値であるか否かが判定される（Ｓ
ｒＦ２）。この場合、位相差θは零値でないのでこの判
定は成立せず、スイッチ６４．６６は第５図の状態がそ
のまま保持され、位相差θを検出する毎に積分器６８に
よってその出力信号Ｓ、の値が増加する（第８図Ｃ参照
）。この状態において、積分器６８の出力信号Ｓ、が増
加するとＦ／Ｖ変換器７２の出力信号である位相制御信
号ω、の周波数が増加し、これによってインバータ制御
回路７６、ペースドライブ回路３８を通じてインバータ
部２４を構成するフルブリッジ型のトランジスタ３６ａ
乃至３６ｄから出力される交流電流が増加する（再び５
ＴＰ３）。次いで、再び位相差検出器６２においてこの
増加した電流に対応する電流信号Ｉと電圧信号Ｖとの位
相差θが検出される（再び５ＴＰ４）。

前記位相差判定回路９０はＥ　Ｘ　−ＯＲ８６の出力信
号Ｓ１　に係る位相差θが零値に至った時にスイッチ６
４．６６の共通接点６４ａ、６６ａを接点６４Ｃ１６６
ｃ側に切り換えられるものであり、今、時刻１＋　　（
第７図参照）において電流信号■と電圧信号Ｖとの位相
差θが零値、すなわち、位相制御信号ωｆの周波数が共
振周波数ω、に等しくなるものとする（第９図ａ乃至ｄ
参照）。この時刻ｔ３点において第６図のフローチャー
トに示すステップ５における判断が成立し、ステップ６
に示すように、位相差判定回路９００作用下にスイッチ
６４．６６の共通接点６４ａ、６６ａは接点５４ｃ、６
６Ｃ側へ切り換えられ（ＳｒＦ２）、当該直流抵抗溶接
装置が共振状態を保持しつつフイードバック動作をする
。なお、位相制御信号ωｆの周波数が共振周波数ω、に
なった時には積分器６８の出力信号Ｓ３は第９図ｅに示
すように一定値となる。

次に、時刻ｔ３点以降のフィードバック動作について説
明する。先ず、変化点検出回路７４は位相制御信号ω、
に対応する積分器６８の出力信号Ｓ、の変化、例えば、
出力信号Ｓ３の微分係数が所定の正の値から急激に小さ
な値に変化した２回目の時点で制御停止信号Ｓ、を付勢
しインバータ制御回路７６の動作を停止させるように構
成されている。この場合、位相制御信号ω。

の周波数の増減と出力信号Ｓ３の信号の大きさの増減と
が比例することから出力信号Ｓ、の時間変化特性は第７
図に示す位相制御信号ω、と同一または相似の特性と考
えることが出来るので、微分係数の変化は煩雑を避ける
ためこの特性曲線について考慮する。そうすると、時刻
１、点において第１回目の変化点が検出されるので、時
刻ｔ１点以降時刻ｔ２の間では少なくともステップ７の
判定は成立しない（ＳｒＦ２）。

そこで、時刻ｔ３点以降においては、フィードバック動
作が遂行される。すなわち、第８図に示すように、電圧
信号Ｖに対して電流信号Ｉが進み信号である場合には積
分信号Ｓ３が増加する方向に働いて位相差信号Ｓ１にお
ける位相差θが小さくなるように動作し、一方、第１０
図に示すように、電流信号■が電圧信号Ｖに比較して遅
れ信号である場合には積分信号Ｓ３の値は減少方向にな
り、位相差信号Ｓ１の位相差θが小さくなるように動作
することによって、第７図に示すように、時刻ｔｌ乃至
ｔ２間においては巨視的に観察すると、共振周波数ω、
は略一定値となっている（ＳｒＦ２．５ＴＰ９）。

次いで、時刻ｔ２点において前記ワークＷ１、Ｗ１間の
接触部位においてナゲツトが生成されると、前記出力ト
ランス３２０１次側から２次側を見たインダクタンスが
変化するので、このインダクタンスの変化に起因して共
振周波数ω。

が変化する。そこで、時刻ｔ５点において所定のナゲツ
トが完全に生成されると、暫くの間（図中、ｔ１点まで
）はナゲツトがそれ以上には大きくならないことが確認
されている。

時刻ｔ３点において変化点検出回路７４によって微分係
数が所定の正の値から急激に小さな値に変化する２回目
の点が検出されることになるので、ステップ７における
判定が成立しく５ＴＰ７）、変化点検出回路７４の出力
信号である制御停止信号Ｓｐが付勢され、インバータ制
御口ｖ＆７６の動作が停止する（ＳｒＦ２）。このため
、インバータ部２４は動作を停止し、溶接電極５８ａ１
５８ｂ間に供給される溶接電流が零値となる。この状態
においてもワークＷ、　、Ｗ、は加圧保持される（Ｓｒ
Ｆ２）。そこで、保持されているワークＷ−、Ｗｂ間に
生成された図示しないナゲツトが略完全に固化し、ワー
クＷ、とＷ、とが接合される。しかる後、図示しない制
御機構によって電極５８ａ、５８ｂ間が離間してワーク
Ｗａ、　Ｗｂが取り出され新たなワークＷ１、Ｗｂが介
装される。

この場合、本実施態様によれば、インバータ部２４の出
力回路を共振回路に構成しているので、トランジスタ３
６ａ乃至３６ｄのベース電流Ｉ、に対してコレクタ・エ
ミッタ間の電圧ＶＣＩ！とコレクタ電流Ｉ。は第１１図
ａ、ｂに示すような関係となり、電力損失Ｐｃは図に示
すハツチング部分のみとなり、第２図に示した従来技術
に係る電力損失Ｐ。に比較して極めてその値を小さなも
のとすることが出来る。従って、インバータ部における
発振周波数を高周波化した場合においても電力損失の増
加はなく、極めて効率の高い直流溶接抵抗装置が得られ
る。

［発明の効果コ 以上のように、本発明によれば、インバータ式直流抵抗
溶接装置において、その出力回路を共振形にしてワーク
に対して溶接電流を供給するように構成している。この
ため、インバータを構成するトランジスタのコレクタ・
エミッタ間を通流する電流の立ち上がり並びに立ち下が
り時における傾斜が緩やかになり、スイッチング時に発
生する電力損失を略零値に低減することが出来る。従っ
て、インバータ式直流抵抗溶接装置の高周波化が可能と
なり、この高周波化に伴い出力トランスの小型化等、装
置の小型化が図れる。しかも、この電力損失によってト
ランジスタから外部に放出される熱量が減少するので当
該インバータ部を構成するフルブリッジ型トランジスタ
の並列接続を回避することが出来る。

以上、本発明について好適な実施態様を挙げて説明した
が、本発明はこの実施態様に限定されるものではなく、
例えば、積分用電源を方形波信号発生器に代替する等、
本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並び
に設計の変更が可能なことは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術に係るインバータ式直流抵抗溶接装置
の構成図、 第２図は第１図に示す直流抵抗溶接装置のインバータ部
におけるトランジスタの電力損失の説明図、 第３図は本発明に係る共振回路を取着した直流抵抗溶接
装置の構成説明図、 第４図は第３図に示す直流抵抗溶接装置の中、共振制御
回路等の構成ブロック図、 第５図は第４図に示す共振制御回路の中、位相比較器の
詳細回路図、 第６図は当該直流抵抗溶接装置の動作を説明するフロー
チャート、 第７図は当該直流抵抗溶接装置の動作を説明する周波数
変化特性図、 第８図乃至第１０図は当該直流抵抗溶接装置の動作を説
明するタイムチャート、 第１１図は当該直流抵抗溶接装置のインバータ部にふけ
るトランジスタの電力損失の説明図である。 ２２・・・コンバータ部２４・・・インバータ部２６・
・・電流電圧検出部２８・・・コンデンサ３２・・・出
力トランス　　　４０・・・共振制御回路４８・・・変
流器　　　　　　５２・・・１次コイル５４・・・トラ
ンスコア ６０・・・位相比較器 ６８・・・積分器 ５６・・・２次コイル ６２・・・位相差検出器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流をインバータを用いて交流に変換した後、そ
   の交流を出力トランスの１次コイルに導入し、前記出力
   トランスの２次コイルに誘起する交流を整流し再び直流
   にしてワークを溶接する直流抵抗溶接装置において、前
   記インバータの出力側と前記出力トランスの１次コイル
   との間にコンデンサを接続し、インバータの出力側から
   出力トランス側を見たインダクタンスと前記コンデンサ
   とで共振回路を形成するよう構成することを特徴とする
   直流抵抗溶接装置。