JPH0217865A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はエレベータの制御装置等の交流電動機の制御
を行なう交流電動機の制御装置に関する・しので、特に
、電源側のパルス幅変調形インバータで直流に変換し、
その直流を負荷側のパルス幅変調形インバータで可変電
圧可変周波数の交流に変換する交流電動機の制御装置に
関するものである。

［従来の技術］ この種の交流電動機の制御装置の従来例として、例えば
、特公昭６１−３７８６４号公報に掲載された交流電動
機の制御装置を挙げることができる。

第５図は上記公報に示された従来の交流電動機の制御装
置の回路構成図である。

第５図において、（１）はゲートターンオフサイリスク
（ＧＴＯ）で構成された電源側のパルス幅変調形（以下
、単に「ＰＷＭｊと記す）インバータで、交流側リアク
トル（２４）を介して商用三相交流電源（ＡＣ）のＲ，
Ｓ、Ｔ相に接続されている。前記電源側のＰＷＭインバ
ータ（１）の出力側には、ゲートターンオフサイリスタ
で構成された負荷側のＰＷＭインバータ（２）が接続さ
れている。前記の電源側のＰＷＭインバータ（１）及び
負荷側のＰＷＭインバータ（２）は、Ｒ，Ｓ。

Ｔ相のグー１〜ターンオフサイリスタのアノード相互と
カソード相互が接続されており、また、それらの各グー
１〜ターンオフサイリスクには、並列に逆バイアス状態
の帰還ダイオードが接続されており、互いにゲートター
ンオフサイリスタのブリッジ回路及びダイオードのブリ
ッジ回路を形成している。

また、（１５）は電源側のＰＷＭインバータ（１）と負
荷側のＰＷＭインバータ（２〉とを接続する直流回路間
の平滑コンデンサ、（３）は負荷側のＰＷＭインバータ
（２）の交流側に接続した交流電動機、（８）は負荷側
のＰＷＭインバータ（２）の出力周波数及び電圧を指令
する周波数指令回路、（９）は波高値一定で可変周波数
の三相正弦波信号を発生する三相正弦波信号発振器、（
１０）は前記周波数指令回路（８）と前記三相正弦波信
号発振器（９）の各出力信号を掛粋し振幅値を変える乗
算器、（１１）は三角波の搬送波信号を発生する搬送波
信号発振器、（１２）は搬送波信号発振器（１１）の搬
送波信号と乗算器（１０）の出力信号を比較しパルス幅
変調信号を出力する比較器、（１３）は負荷側のＰＷＭ
インバータ（２）のゲートターンオフサイリスクのゲー
ト信号を出力するゲート回路である。

そして、（１４）は電源側のＰＷＭインバータ（１）の
直流出力電圧の大きさを指令する電圧指令回路、（１６
）は平滑コンデンサ（１５）の電圧を検出プる電圧検出
器、（１７）は電圧指令回路（１４）の電圧指令信号と
電圧検出器（１６）の出力電圧の偏差を増幅する電圧偏
差増幅器、（１Ｂ）は交流電源（ＡＣ）の電圧を絶縁し
て取出す変圧器、（２０）は電圧偏差増幅器（１７）の
出力と変圧器（１８）で検出された電源電圧と電流検出
器（１９）から検出された電流から有効電力と無効電力
との電力８差を１ｑる電力偏差検出装置、（２５）は変
圧器（１８）及び電流検出器（１９）及び電力偏差検出
回路（２０）の出力信号により電源側のＰＷＭインバー
タ（１）の交流入力電圧の基本渡分（瞬時値）の指令信
号を出力する電圧演算回路、（２１）は三角波の搬送波
信号を発生する搬送波信号発振器、（２２）は搬送波信
号と電圧演算回路（２５）の出力信号を比較しパルス幅
変調信号を出力する比較器、（２３）は電源側のＰＷＭ
インバータ（１）のグー！へ回路で必る。

次番こ、上記のように構成された従来の交流電動機の制
ｉｌｌ装置の動作について説明する。

電圧検出器（１６）によって検出された平滑コンデンサ
（１５）の電圧と、電圧指令回路（１４）で生成された
電圧指令との偏差を電圧偏差増幅器（１７）で検出する
。変圧器（１８）で検出された電源電圧と、変流器等の
電流検出器（１９）で検出された電流から有効電力と無
効電力とを電力偏差検出回路（２０）で生成し、前記電
圧偏差増幅器（１７）の出力と比較して電圧指令を生成
する。電圧演算回路（２５）では前記電圧指令と変圧器
（１８）で検出された電源電圧から各相の瞬時電圧指令
を生成し、搬送波信号発振器（２１）で生成される三角
波信号と、比較器（２２）で比較してＰＷＭ信号を生成
する。ＰＷＭ信号はグート回路（２３）で増幅され、電
源側のＰＷＭインバータ（１）のゲートターンオフサイ
リスタのゲート信号となり、ゲートターンオフサイリス
タをオン・オフする。このようにして、平滑コンデンυ
（１５）の電圧が制御される。

一方、負荷側のＰＷＭインバータ（２）は周波数指令回
路（８）で生成された周波数指令と、三相正弦波信号発
振器（９）で生成された正弦波信号とを乗算器（１０）
で掛は合わせ、三相の瞬時電圧指令を生成する。前記瞬
時電圧指令は搬送波信号発振器（１１）で生成される三
角波と、比較器（１２）で比較されＰＷＭ信号が生成さ
れる。

前記ＰＷＭ信号はゲー］・回路（１３）で増幅され負荷
側のＰＷＭインバータ（２）のゲートターンオフサイリ
スタをオン・オフし、誘導電動ｇｉ（３）に印加する交
流電圧を制御する。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、第５図に示した従来の交流電動機の制御装置で
は、電源側のＰＷＭインバータ（１）を点弧する時、電
源電圧と電源側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧と
の差によって、突入電流が流れ、平滑コンデンサ（１５
）の急速充電により平滑コンデンサ−（１５）、電源側
のＰＷＭインバータ（１）を構成するゲートターンオフ
サイリスタを損傷する恐れがある。

そこで、この発明は平滑コンデンサの突入電流を抑える
ことができる交流電動機の制御装置の提供を課題とする
ものである。

［課題を解決づるための手段］ この発明にかかる交流電動機の制御装置は、交流電源を
直流に変換する電源側のＰＷＭインバータと、そこで変
換した直流出力を可変電圧用変周波数の交流に変換する
負荷側のＰＷＭインバータと、その間の直流回路間に接
続された平滑コンデンＩすと、主開閉器が開放している
ときに前記平滑コンデンサを充電する補助開閉器を有す
る充電回路を具備し、制御手段で直流回路の直流電圧の
大ぎさを所定の直流電圧指令値とするように電源側のＰ
ＷＭインバータの点弧制御を行なうと共に、前記電圧検
出手段の出力により前記交流電源電圧を算出して、前記
電源側のＰＷＭインバータの入力電圧が前記交流電源電
圧に略相当する値になったとき主開閉器を投入及び電源
側のＰＷＭインバータを点弧制御するものである。

［作用］ この発明における交流電動機の制御装置は、電源側のＰ
ＷＭインバータで直流に変換し、その直流を負荷側のＰ
ＷＭインバータで可変電圧可変周波数の交流に変換する
。主開閉器が開放されているとき、充電回路により平滑
コンデンナを充電し、その充電された平滑コンデンυの
充電電圧を電圧検出手段で検出し、その充電電圧から交
流電源電圧を算出し、電源側のＰＷＭインバータの入力
電圧が交流電源電圧に略相当する値になったとき主開閉
器を投入制御する。また、電源側のＰＷＭインバータを
点弧するものである。したがって、電源側のＰＷＭイン
バータを点弧するとき、突入電流の発生を防止できる。

［実施例］ 以下、この発明の実施例について説明する。

第１図は本発明の交流電動機の制御装置をエレベータの
制御ｌＩＩ装置に使用した実施例の回路構成図である。

第１図において、（１）はゲートターンオフサイリスタ
で構成された電源側のＰＷＭインバータで、交流リアク
トル（２４）を介して商用三相交流電源（ＡＣ）のＲ，
Ｓ、Ｔ相に接続されている。

（２）は前記電源側のＰＷＭインバータ（１）の出力側
に接続されたゲートターンオフサイリスタで構成された
負荷側のＰＷＭインバータ、（１５）は電源側のＰＷＭ
インバータ（１）と負荷側のＰＷＭインバータ（２）と
を接続する直流回路間の平滑コンデンサ、（３）は負荷
側のＰＷＭインバータ（２）の交流側に接続した交流電
動機、（１３）は負荷側のＰＷＭインバータ（２）のグ
ー１〜ターンオフサイリスタのゲート信号を出力するグ
ト回路、（２３）は電源側のＰＷＭインバータ（１）の
ゲート回路である。

そして、（２６）は誘導電動機（３）に取付けられた速
度検出器、（２７）は主ロープ（２８）を索引する網車
、（２９）は主ロープ（２８）の端部に接続された釣合
鍾、（３０）は主ロープ（２８）の釣合鍾（２９）の反
対側端部に接続されたエレベータカゴである。

また、（３１）は変圧器（１８）の出力電圧から電源電
圧の位相を検出する位相検出回路、（３２）は電源側の
ＰＷＭインバータ（１）と負荷側のＰＷＭインバータ（
２）を制御するマイクロコンピュータである。（３３）
は主開閉器、（３４）は起動時に平滑コンデンサ−（１
５）を充電する抵抗、（３５）は前記抵抗（３４）の投
入遮断を行なう補助開閉器である。

なお、前記マイクロコンピュータ（３２）は、従来の交
流電動機の制御装置の周波数指令回路（８）の機能、及
び電圧指令回路（１４）等の機能を有しており、前記負
荷側のＰＷＭインバータ（２）のゲートターンオフザイ
リスタのゲート信号を出力するゲート回路（１３）及び
電源側のＰＷＭインバータ（１）のグー１〜回路（２３
）に、ＰＷＭ信号を出力するものである。

次に、第１図に示したエレベータの制御装置の動作を説
明する前に、第２図の電源電圧と電源側のＰＷＭインバ
ータ（１）の入力電圧とのベクトル図を用いて、電源電
圧と電源側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧の関係
を説明する。

電源電圧と電源側のＰＷＭインバータ（１〉の入力電圧
の関係は、次式のように表わされる。

Ｖａｃ＝ｊＸＩ＋ＶＩＮ　　−−−−−−−（ｉ）ここ
で、 ｖａｃ：電源電圧ベクトル Ｘ：交流リアクトル（２４） のインピーダンス Ｉ：電源側のＰＷＭインバータ（１） の入力電流 ＶＩＮ：電源側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧ベ
クトル また、前記０式は次式のように表現できる。

Ｊ　−（Ｖａｃ−ＶＩＮ＞　／ｊ　Ｘ　　−・−−■し
たがって、主開閉器（３３）を投入する時、電源電圧ベ
クトル［Ｖａｃ］と入力側インバータである電源側のＰ
ＷＭインバータ（１）の入力電圧ベクトル［ＶＩＮ］が
一致していないと、前記０式で表わせるような電流が流
れ込む。

前述したように、交流リアクトル（２４）の大きさは、
通常、数［％］〜１０［％コ稈度に選定されるため、僅
かな電圧の差で過大な突入電流が流れ、平滑コンデンサ
−（１５）を急速充電して、平滑コンデンサ（１５）或
いはゲートターンオフザイリスタを劣化させることがあ
る。

そこで、本実施例では、エレベータの図示しない起動ス
イッチが投入されると、まず、補助開閉器（３５）がオ
ンされ充電抵抗（３４）を介して平滑コンデンサ（１５
）が充電される。この時の充電電圧［ＶＣ］は次式で表
される。

Ｖｃ　＝１．３５ｘＶａｃｘ　（１−ｅｘｐ（−ＣＲｔ
））・・・・・■ ここで、 ｙａｃ：電源電圧 Ｃ；平滑コンデンサ（１５）の静電容量Ｒ：充電抵抗 ｔ：補助開閉器（３５）が オンしてからの充電時間 前記時定数（ＣＲ）に対して充電時間ｔが充分に長い時
は、充電電圧は指数関数的に上昇した後に飽和するから
、前記０式は、 ＶＣ＝１．３５ＸＶａＣ−−−−−■ と表わされ、電源電圧［ＶａＣ］を平滑コンデンサ（１
５）の充電電圧から算出することができる。

一方、エレベータが走行するときの平滑コンデンサ（１
５）の電圧は、第３図の補助開閉器（３５）及び主開閉
器（３３）の開閉と平滑コンデンサ”（１５）の電圧と
のタイムチャートに示すように、前記０式の電圧よりも
高い値で制御される。

主開閉′ＰＩ（３３）がオフされエレベータが停止する
と、平滑コンデンサ（１５）の電圧は放電抵抗（図示せ
ず）で決まる時定数で徐々に低下する。

やがて、数秒程度経過後に、再び、主開閉器（３３）が
オンされると、この時、平滑コンデンサ（１５）の電圧
は、前記０式の値より高い値になっているので、この時
の平滑コンデンサく１５）の電圧から電源電圧［Ｖａｃ
ｌを算出することはできない。そこで、この時は、主開
閉器（３３）をオフする時の入力端子［ＶＩＮ］をマイ
クロコンピュータ（３２）に記憶し、次に、主開閉器（
３３）をオンするときの電源側のＰＷＭインバータ（１
）の入力電圧指令とすることにより、主開閉器（３３）
のオン時の突入電流を阻止できる。

第４図は上記実施例の交流電動機の制御装置を、マイク
ロコンピュータ（３２）で制御する電源側のＰＷＭイン
バータ（１）の点弧動作を説明するフローヂャートであ
る。

まず、マイクロコンビコータ（３２）か電源側のＰＷＭ
インバータ（１）の点弧の必要性を判断すると、このル
ーチンをコールする。

ステップＳ１で補助開閉器（３５）をオンとし、ステッ
プＳ２で平滑コンデンサ（１５）の充電電圧を読込み、
ステップＳ３で補助開閉器（３５）のオン時間が所定の
時間［ＴＯＮ］以上であるか判定する。ステップＳ３で
オン時間が所定の口）間［Ｔ　ＯＮ　］未満のとき、こ
のルーチンを脱する。

ステップ８３で補助開閉器（３５）のオン時間が所定の
時間［Ｔ　ＯＮ　］以上であると判定すると、ステップ
Ｓ４で主開閉器（３３）のオフ時間が所定の時間［ＴＯ
ＦＦ　］以上であるか判定する。主開閉器（３３）のオ
フ時間が所定の口）間［丁叶Ｆ］以上継続しているとき
には、平滑コンデンサ（１５）の充電電圧は補助開閉器
（３５）のオン時間に左右される電圧に一致または近似
するから、ステップＳ６で電源電圧［ＶａｃｌをＶＣ／
１．３５とする。また、主開閉器（３３）のオフ時間が
所定の時間［ＴＯＦＦ　］だけ継続していないときには
、電源電圧［ＶａＣ］は充電回路の充電電圧に左右され
ないから、ステップＳ５で電源電圧［ＶａＣ］を主開閉
器（３３）のオフ時の入力電圧［ＶＩＮ］とする。そし
て、ステップＳ７で電源位相の読込みを行ない、ステッ
プＳ８で電源側のＰＷＭインバータ（１）の点弧を行な
う電源電圧ベクトル［Ｖａｃｌと入力側インバータであ
る電源側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧ベクトル
［ＶＩＮ］のタイミングを計紳し、ステップＳ９でその
タイミングか到来すると、ステップＳ１０で主開閉器（
３３）をオン、ステップ３１１で電源側のＰＷＭインバ
ータ（１）を点弧する。

上記のＪ：うに、本発明の実施例の交流電動機の制り１
１装置は、交流電源（ＡＣ）を直流に変換する電源側の
ＰＷＭインバータ（１）と、前記電源側のＰＷＭインバ
ータ（１）で変換した直流出力を可変電圧可変周波数の
交流に変換する負荷側のＰＷＭインバータ（２）と、前
記負荷側のＰＷＭインバータ（２）により駆動される交
流電動機（３）と、前記電源側のＰＷＭインバータ（１
）と負荷側のＰＷＭインバータ（２）間を接続する直流
回路間に接続された平滑コンデンサ（１５）と、前記電
源側のＰＷＭインバータ（１）と交流電源（ＡＣ）の間
に接続され交流電源（ＡＣ）の投入遮断を行なう主開閉
器（３３）と、前記主開閉器（３３）が開放している間
に前記平滑コンデンサ（１５）を充電する補助開閉器（
３５）を右する充電回路と、前記平滑コンデンサ（１５
〉か接続された直流回路の電圧を検出する電圧検出器（
１６）等の電圧検出手段と、前記直流回路の直流電圧の
大きさを所定の直流電圧指令値とりるように電源側のＰ
ＷＭインバータ（１）の点弧制御を行なうと共に、前記
電圧検出手段の出力により前記交流電源電圧を算出して
、前記電源側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧が前
記交流電源電圧に略相当する値になったとき、前記主開
閉器（３３）を役人制御及び電源側のＰＷＭインバータ
（１）を点弧制御する制御手段からなるものである。

したがって、主開閉器（３３）及び電源側のＰＷＭイン
バータ（１）を投入する時、電源電圧［Ｖａｃｌと電源
側のＰＷＭインバータ（１）の入力電圧［ＶＩＮ］を一
致させることができるから、平滑コンデンサ（１５）に
対して過大な突入電流を防止できるから、平滑コンデン
サ（１５）或いはゲートターンオフザイリスタを劣化さ
せることかない。

特に、この実施例では、電源電圧と電源側のＰＷＭイン
バータ（１）の入力電圧との差を直接検出して、電源側
のＰＷＭインバータ（１）の点弧のタイミングを得るも
のではないので、電源電圧と電源側のＰＷＭインパーク
（１）の入力電圧を検出する手段を必要としないから、
両電圧を検出する手段を必要としないだけ装置が廉価と
なる。

また、上記実施例では、前記主開閉器（３３）が開放し
てから次に投入するまでの時間が所定時間より短い時は
、前記主開閉器（３３）の開放時の前記電源側のＰＷＭ
インバータ（１）の入力電圧を制御手段に記憶し、次に
、前記主開閉器（３３）を投入する時、前記電源側のＰ
ＷＭインバータ（１）の入力電圧を前記主開閉器（３３
）の聞敢前の値に制御するものであるから、主開閉器（
３３）がオフからオンになるタイミングが短い場合にも
、突入電流を少くした主開閉器（３３）のオン、電源側
のＰＷＭインバータ（１）の点弧を行なうことができる
。

ところで、上記実施例の電圧検出手段の出力により交流
電源電圧を算出して、主開閉器を投入制御及び電源側の
ＰＷＭインバータを点弧制御するタイミングは、電源側
のＰＷＭインバータの入力電圧が交流電源電圧に相当す
る等しい値になったときが好ましいが、近似する値であ
れば一応の突入電流を抑える効果が得られる。

また、上記実施例の直流回路の直流電圧の大きざを所定
の直流電圧指令値とするように電源側のＰＷＭインバー
タの点弧制御を行なうと共に、電圧検出手段の出力によ
り交流電源電圧を算出して、電源側のＰＷＭインバータ
の入力電圧が交流電源電圧に略相当する値になったとぎ
、主開閉器を投入制御及び電源側のＰＷＭインバータを
点弧制御する制御手段は、マイクロコンピュータで行な
っているが、本発明を実施する場合には、これに限定さ
れるものではなく、従来技術のように、個々の機能を有
する回路で構成してもよい。

なお、上記実施例では交流電動機の制御装置をエレベー
タの制御装置に使用した事例で説明したが、本発明を実
施する場合には、このように特定用途に限定されるもの
ではなく、ＰＷＭインバータを使用した交流電動機の制
御装置一般に使用できるものである。

［発明の効果］ 以上のように、この発明の交流電動機の制御装置によれ
ば、交流電源を直流に変換する電源側のＰＷＭインバー
タと、そこで変換した直流出力を可変電圧可変周波数の
交流に変換する負荷側のＰＷＭインバータと、その間の
直流回路間に接続された平滑コンデン１すと、主開閉器
が開放しているときに前記平滑コンデンυを充電する補
助開閉器を有する充電回路を具備し、制御手段で直流回
路の直流電圧の大きざを所定の直流電圧指令値とするよ
うに電源側のＰＷＭインバータの点弧制御を行なうと共
に、前記電圧検出手段の出力により前記交流電源電圧を
痒出して、前記電源側のＰＷＭインバータの入力電圧が
前記交流電源電圧に略相当する値になったとき主開閉器
を投入及び電源側のＰＷＭインバータを点弧制御するも
のである。

したがって、主開閉器を投入する時、平滑コンデンサ°
の充電電圧から電源電圧を算出し、電源側インバータの
入力電圧を電源電圧に略相当する値として投入制御する
ものであるから、主開閉器投入及び電源側のＰＷＭイン
バータの点弧時の突入電流の発生を防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交流電動機の制御装置をエレベータの
制御装置に使用した実施例の回路構成図、第２図は第１
図の電源電圧と電源側のＰＷＭインバータの入力電圧及
び入力電流とのベクトル図、第３図は補助開閉器及び主
開閉器の開閉と平滑コンデンサ電圧とのタイムチャー１
・、第４図は第１図の上記実施例のマイクロコンピュー
タで制御する電源側のＰＷＭインバータの点弧動作を説
明するフローチＶ−ト、第５図は従来の交流電動機の制
御装置の回路構成図である。 図において、 １：電源側のパルス幅変調形インバータ、２：負荷側の
パルス幅変調形インバータ、３：交流電動機、　　　１
５：平滑］ンデンリー１１６：電圧検出器、　　３３：
主開閉器、３５：補助開閉器、　　ＡＣ：交流電源、で
ある。 なあ、図中、同−符号及び同一記号は同一または相当部
分を示すものである。 代理人　弁理士　大吉　増雄　外２名 第２図 手 続 補 正 町自発〉 ５゜ 補止の対象 明細書の特許請求の範囲の欄 ６゜ 補正の内容 １、事件の表示 特願昭 ６３−１６７３０２号 明細書の特許請求の範囲の欄を別紙のと４５り補２、発
明の名称 ｉＥ　ＦＪる。 交流電動機の制御装置 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 住　所　　　　東京都千代田区丸の内二丁目２番３号名
　称　　（６０１）三菱電機株式会社代表者志岐守哉 ４、代　理 住所 人 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 ２、特許請求の範囲 交流電源を直流に変換する電源側のパルス幅変調形イン
バータと、 前記電源側のパルス幅変調形インバータで変換した直流
出力を可変電圧可変周波数の交流に変換する負荷側のパ
ルス幅変調形インバータと、前記負荷側のパルス幅変調
形インバータにより駆動される交流電動機と、 前記電源側のパルス幅変調形インバータと負荷側のパル
ス幅変調形インバータ間を接続する直流回路間に接続さ
れた平滑］ンデンリーと、前記電源側のパルス幅変調形
インバータと交流電源の間に接続され交流電源の投入遮
断を行なう主開閉器と、 前記主開閉器が開放している間に前記平滑コンデンサを
充電する補助開閉器を有する充電回路と、前記平滑コン
デン瞥すが接続された直流回路の電圧を検出する電圧検
出手段と、 前記直流回路の直流電圧の大きざを所定の直流電圧指令
値とするように電源側のパルス幅変調形インバータの点
弧制御を行なうと共に、前記１皿する制御手段と、 を置端することを特徴とする交流電動はの制御装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流電源を直流に変換する電源側のパルス幅変調形イン
   バータと、 前記電源側のパルス幅変調形インバータで変換した直流
   出力を可変電圧可変周波数の交流に変換する負荷側のパ
   ルス幅変調形インバータと、前記負荷側のパルス幅変調
   形インバータにより駆動される交流電動機と、 前記電源側のパルス幅変調形インバータと負荷側のパル
   ス幅変調形インバータ間を接続する直流回路間に接続さ
   れた平滑コンデンサと、 前記電源側のパルス幅変調形インバータと交流電源の間
   に接続され交流電源の投入遮断を行なう主開閉器と、 前記主開閉器が開放している間に前記平滑コンデンサを
   充電する補助開閉器を有する充電回路と、前記平滑コン
   デンサが接続された直流回路の電圧を検出する電圧検出
   手段と、 前記直流回路の直流電圧の大きさを所定の直流電圧指令
   値とするように電源側のパルス幅変調形インバータの点
   弧制御を行なうと共に、前記電圧検出手段の出力により
   前記交流電源電圧を算出して、前記電源側のパルス幅変
   調形インバータの入力電圧が前記交流電源電圧に略相当
   する値になったとき、前記主開閉器を投入制御及び電源
   側のパルス幅変調形インバータを点弧制御する制御手段
   と、 を具備することを特徴とする交流電動機の制御装置。