JPH02146959A - トランスと減磁装置とを持つ、シングルエンデツド導通形変換器 - Google Patents
トランスと減磁装置とを持つ、シングルエンデツド導通形変換器Info
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- JPH02146959A JPH02146959A JP1048666A JP4866689A JPH02146959A JP H02146959 A JPH02146959 A JP H02146959A JP 1048666 A JP1048666 A JP 1048666A JP 4866689 A JP4866689 A JP 4866689A JP H02146959 A JPH02146959 A JP H02146959A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
- H02M3/33553—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、トランスを含む、そして減磁装置を有するシ
ングルエンデツドψ通形ｆ使器に関するものである。
ングルエンデツドψ通形ｆ使器に関するものである。
従来技術
シングルエンデツド導通形変換器は米国特許第４．４１
５．９５６号ψ１細ｔＶＣおいて開示されている。この
特許におけるトランスは、蓄積コンデンサーと共に共振
回路を形成する漏れインダクタンスを故意に含むように
設けられたものである。電子スイッチは正弦波大刀電流
の半周期の終わりにオープンとなり、次にＦｉ無電流条
件となる。制御回路を持つ電子スイッチの制御において
は、スイッチが開回路である間のオフ時間は、１定のオ
ン時間とは異なるものである。
５．９５６号ψ１細ｔＶＣおいて開示されている。この
特許におけるトランスは、蓄積コンデンサーと共に共振
回路を形成する漏れインダクタンスを故意に含むように
設けられたものである。電子スイッチは正弦波大刀電流
の半周期の終わりにオープンとなり、次にＦｉ無電流条
件となる。制御回路を持つ電子スイッチの制御において
は、スイッチが開回路である間のオフ時間は、１定のオ
ン時間とは異なるものである。
ＬＣフィルタ一部はフリーホイールダイオードの後にあ
シ、７１ノーホイールダイオードは蓄積コンデンサーの
後に並列に接続される。そのようなフリーホイールダイ
オードは、蓄積コンデンサーが実質的に放電してしまう
と直ちに、各エネルギー伝送サイクルの間に通電状態と
なる。
シ、７１ノーホイールダイオードは蓄積コンデンサーの
後に並列に接続される。そのようなフリーホイールダイ
オードは、蓄積コンデンサーが実質的に放電してしまう
と直ちに、各エネルギー伝送サイクルの間に通電状態と
なる。
オン時間の終わった後のトランスの減磁は、電子スイッ
チを用いるか、または適当な回路ネットワークを用いる
ことによって実施される〇米国特許第４．４４１．１４
６号明細書は、制御回路中にコンデンサーと電子スイッ
チの直列回路を持つ、導通形変換器用の、減磁装置を開
示している。仁の発明の減磁装置は比較的高価である。
チを用いるか、または適当な回路ネットワークを用いる
ことによって実施される〇米国特許第４．４４１．１４
６号明細書は、制御回路中にコンデンサーと電子スイッ
チの直列回路を持つ、導通形変換器用の、減磁装置を開
示している。仁の発明の減磁装置は比較的高価である。
発明の目的
比較的に高価ではない減磁装置が設けられ、そして理想
的に、減磁エネルギーが浪費されることのない、シング
ルエンデッド導通形変換器を提供することが、本発明の
目的である。
的に、減磁エネルギーが浪費されることのない、シング
ルエンデッド導通形変換器を提供することが、本発明の
目的である。
発明の構成
本発明によれば、シングルエンデツド導通形変換器はト
ランスを含んで形成されており、トランスの１次側回路
における１次巻線第１は電子スイッチＳを通してＤＣ源
ＱＫＭ続されて、電子スイッチが制御パルスによって交
互的にターンオンおよびオフとされ、またトランスの２
次側回路における２次巻＃！Ｗ２はｋｉＡ器Ｄ器上１し
て蓄積コンデンサー０１に接続され、この蓄積コンデン
サーは１次側回路または２次側回路に直列に接続された
インダクタンスＬ１と共に主共振回路を形成する。電子
スイッチのターンオンフェーズの後にトランスのコアを
減磁するための減磁装置は、トランスの２次巻線Ｖｌ／
２に接続された少なくとも１つの付加コンデンサーｃ３
を含んでおり、この付加コンデンサーＣ３の容量値ｆｉ
、Ｃ３と、トランスのシャントインダクタンスであるＬ
ｑとによる付加共振回路が、Ｌｌと０１を含む共振回路
の主共振周波数に実質的に等しい共振周波数を持つよう
に選定される、１次側および／又は出力回路に接続され
たインダクタンスは、トランスに付加的に設けられた、
そしてトランスに直接的に接続された９４器でもよい。
ランスを含んで形成されており、トランスの１次側回路
における１次巻線第１は電子スイッチＳを通してＤＣ源
ＱＫＭ続されて、電子スイッチが制御パルスによって交
互的にターンオンおよびオフとされ、またトランスの２
次側回路における２次巻＃！Ｗ２はｋｉＡ器Ｄ器上１し
て蓄積コンデンサー０１に接続され、この蓄積コンデン
サーは１次側回路または２次側回路に直列に接続された
インダクタンスＬ１と共に主共振回路を形成する。電子
スイッチのターンオンフェーズの後にトランスのコアを
減磁するための減磁装置は、トランスの２次巻線Ｖｌ／
２に接続された少なくとも１つの付加コンデンサーｃ３
を含んでおり、この付加コンデンサーＣ３の容量値ｆｉ
、Ｃ３と、トランスのシャントインダクタンスであるＬ
ｑとによる付加共振回路が、Ｌｌと０１を含む共振回路
の主共振周波数に実質的に等しい共振周波数を持つよう
に選定される、１次側および／又は出力回路に接続され
たインダクタンスは、トランスに付加的に設けられた、
そしてトランスに直接的に接続された９４器でもよい。
それはトランスの漏れインダクタンスによって形成され
ることが望ましい。
ることが望ましい。
減磁ネットワークの使用によって、遮断時の電子スイッ
チには実際土偶の誘導性電圧ピークも生じない。別の利
点としては、トランスが実質的に対称的な正弦波励磁を
受けるため、コア材料を最適、１ｉｒｉ用でとるという
ことである。
チには実際土偶の誘導性電圧ピークも生じない。別の利
点としては、トランスが実質的に対称的な正弦波励磁を
受けるため、コア材料を最適、１ｉｒｉ用でとるという
ことである。
本発明の別の構成では、付加的なコンデンサーＣ３が直
列抵抗Ｒｌ’と接続されて、よＱ改善された結果を得る
ことができる。当該の請求項２の構成要件では附随する
高周波ノイズは特に少ない。上記抵抗Ｒ１は、インダク
タンスＬ１とコンデンサー０１とによって形成される付
加的共振回路に関するダンピング抵抗を形成する。
列抵抗Ｒｌ’と接続されて、よＱ改善された結果を得る
ことができる。当該の請求項２の構成要件では附随する
高周波ノイズは特に少ない。上記抵抗Ｒ１は、インダク
タンスＬ１とコンデンサー０１とによって形成される付
加的共振回路に関するダンピング抵抗を形成する。
本発明のさらに別の構成では、電子スイッチの制御入力
が、可変できる周波しを持つクロックで制御されるモノ
フロップの出力に接続されており、モノフロップの出力
パルスは主共振回路の約半分の周期継続時間となるよう
に選定されていることである。
が、可変できる周波しを持つクロックで制御されるモノ
フロップの出力に接続されており、モノフロップの出力
パルスは主共振回路の約半分の周期継続時間となるよう
に選定されていることである。
本発明の別の構成では、モノフロップが、基準電圧と導
通形変換器の出力とに接続された。ｌ”ｌｊ得制御増幅
器によって制御される周波数を持つ電圧周波数変換器に
よって制御されることである。
通形変換器の出力とに接続された。ｌ”ｌｊ得制御増幅
器によって制御される周波数を持つ電圧周波数変換器に
よって制御されることである。
請求項３の本発明の構成によるオリ点とするところは、
電子スイッチの投入接続の際減磁装置のコンデンサーに
主共振回路のインダクタンスが前ｔＲ接続されていて、
充Ｋｍ流を制限することである。
電子スイッチの投入接続の際減磁装置のコンデンサーに
主共振回路のインダクタンスが前ｔＲ接続されていて、
充Ｋｍ流を制限することである。
請求項５の構成では基本的に（方式的に）条件づけられ
ている別の高周波共振（振動）回路が非周期的に減衰（
ダンプ）され、その際他の機能を害なわない。
ている別の高周波共振（振動）回路が非周期的に減衰（
ダンプ）され、その際他の機能を害なわない。
請求項８の手段によっては阻止期間（ブロッキングフェ
ーズ）中、最大の負の値への励磁電流の移行（切換）到
達後励磁過程が所期のように終了されるようになる。上
記の負の最大励磁電流はダイオードＤＩと、定量化チョ
ーク電流ｆＬ２の流れるダイオードＤ２とを介して流れ
、次の投入期間（オンフェーズ）まで実質的に値の変化
は起らない。このことはトランスの所定の対称的励磁の
ための前提条件である。
ーズ）中、最大の負の値への励磁電流の移行（切換）到
達後励磁過程が所期のように終了されるようになる。上
記の負の最大励磁電流はダイオードＤＩと、定量化チョ
ーク電流ｆＬ２の流れるダイオードＤ２とを介して流れ
、次の投入期間（オンフェーズ）まで実質的に値の変化
は起らない。このことはトランスの所定の対称的励磁の
ための前提条件である。
本発明の別の目的、特長および利点は添付図面と関連し
てなされる、特定の望ましい実施例に関する以下の説明
から明らかとなるであろうが、本発明の新しい概念の精
神や範囲から離れることな〈実施可能な変形や変更もあ
シ得ることにも注目すべきである。
てなされる、特定の望ましい実施例に関する以下の説明
から明らかとなるであろうが、本発明の新しい概念の精
神や範囲から離れることな〈実施可能な変形や変更もあ
シ得ることにも注目すべきである。
実施例
第１図に示されたシングルエンデツド導通形変換器は、
トランスＴ「を有している。１次側回路におけｂトｉラ
ンスＴｒの１次巻線Ｗ１は、インダクタンスＬ１と電子
スイッチＳを通して直流源Ｑに接続されている。トラン
スＴｒの２次巻線は、２次側回路にあって、整流器Ｄ１
を通して蓄積コンデンサーＣ１に接続されている。
トランスＴ「を有している。１次側回路におけｂトｉラ
ンスＴｒの１次巻線Ｗ１は、インダクタンスＬ１と電子
スイッチＳを通して直流源Ｑに接続されている。トラン
スＴｒの２次巻線は、２次側回路にあって、整流器Ｄ１
を通して蓄積コンデンサーＣ１に接続されている。
１次側回路のインダクタンスＬ１と蓄積コンデンサーＣ
１とは主共振回路を形成する。フリーホイールダイオー
ドＤ２は蓄積コンデンサーＣ１に並列に接続される。こ
のフリーホイールダイオード０２０次には、直列討導器
Ｌ２と並列コンデンサー０２からなるフィルタ一部があ
る。
１とは主共振回路を形成する。フリーホイールダイオー
ドＤ２は蓄積コンデンサーＣ１に並列に接続される。こ
のフリーホイールダイオード０２０次には、直列討導器
Ｌ２と並列コンデンサー０２からなるフィルタ一部があ
る。
負荷抵抗ＲＬは、導通形変換器の出力であるコンデンサ
ーＣ２に並列に接続されている。
ーＣ２に並列に接続されている。
コンデンサー０３と抵抗Ｒ１とで形成される直列回路は
、トランスＴｒの２次巻１ＶＶ２と並列であり、そして
減磁装置を形成する。この直列回路は直接的に、そして
継続的にトランスＴｒの巻ｍＷ２に接続されている。コ
ンデンサー０３の容ｆは、コンデンサーＣ３の容量とト
ランスＴｒのシャントインダクタンスとで形成される別
の共振回路が、主共振回路と近似の共振周波数を持つよ
うに選定される。
、トランスＴｒの２次巻１ＶＶ２と並列であり、そして
減磁装置を形成する。この直列回路は直接的に、そして
継続的にトランスＴｒの巻ｍＷ２に接続されている。コ
ンデンサー０３の容ｆは、コンデンサーＣ３の容量とト
ランスＴｒのシャントインダクタンスとで形成される別
の共振回路が、主共振回路と近似の共振周波数を持つよ
うに選定される。
主共振回邪のインダクタンスが完全に、あるいは部分的
に２次側回路にある場合、このＲＣ直列回路はそのイン
ダクタンスを通して２次巻線Ｗ２に接続されているので
ある。
に２次側回路にある場合、このＲＣ直列回路はそのイン
ダクタンスを通して２次巻線Ｗ２に接続されているので
ある。
電子スイッチＳは、ドライバー１によって駆動される制
御電極を持つ電界効果トランジスターで形成される。ド
ライバー１はモノフロップ２０田力を受ける。モノフロ
ップ２の出力パルスの継続時間は、それに接続されてい
るＲＣ素子凸によって決められるものであり、主共振回
路の半分の継続時間となるように選択される。
御電極を持つ電界効果トランジスターで形成される。ド
ライバー１はモノフロップ２０田力を受ける。モノフロ
ップ２の出力パルスの継続時間は、それに接続されてい
るＲＣ素子凸によって決められるものであり、主共振回
路の半分の継続時間となるように選択される。
利得制御増幅器６は、導通形変換器の出力に接続された
反転入力と、基準電圧Ｕｒｅｆに接続された非反転入力
とを持っている。第１−１得制御増幅器６の出力は、フ
ォトカプラー５を通って電圧−周波数発振器４に達する
が、発、振器４は、フォトカプラー５の出力電圧に依存
した繰り返し速度を持つモノフロップ２に出力制御・９
ルスを供給する。
反転入力と、基準電圧Ｕｒｅｆに接続された非反転入力
とを持っている。第１−１得制御増幅器６の出力は、フ
ォトカプラー５を通って電圧−周波数発振器４に達する
が、発、振器４は、フォトカプラー５の出力電圧に依存
した繰り返し速度を持つモノフロップ２に出力制御・９
ルスを供給する。
出力電圧は、それを基準電圧Ｕｒｅｆに比較する利得制
御増幅器６に供給される。その出力はフォトカプラ−５
を通して、電圧変動を抑えるように電圧−周波数変換器
ヰを制御する。その動作は、出力電圧の上方変動は発掘
器ヰの周波数を低下させ、そして下方変動は変換器ヰの
周波数を増加させるように行なわれる。
御増幅器６に供給される。その出力はフォトカプラ−５
を通して、電圧変動を抑えるように電圧−周波数変換器
ヰを制御する。その動作は、出力電圧の上方変動は発掘
器ヰの周波数を低下させ、そして下方変動は変換器ヰの
周波数を増加させるように行なわれる。
電圧−周波数変換器４は出力クロック毎にモノフロップ
２をトリが−する。モノ７０ツブ２の出カッ４ルスの継
続時間は、スイッチングトランジスターにおける電流半
波の継続時間となるように選定される。この時間はＬｌ
と０１で構成される共振周波数によってｌし的に決めら
れる。これに対して、負荷の、または継続時間における
入力電圧の、そして電子スイッチ５の電流半波の継続時
間における入力電圧の、それぞれの影響は會めて小さい
。結果として、スイッチングトランジスター６のオン時
間は、１作の全体的な範囲にわたって一定に保たれる。
２をトリが−する。モノ７０ツブ２の出カッ４ルスの継
続時間は、スイッチングトランジスターにおける電流半
波の継続時間となるように選定される。この時間はＬｌ
と０１で構成される共振周波数によってｌし的に決めら
れる。これに対して、負荷の、または継続時間における
入力電圧の、そして電子スイッチ５の電流半波の継続時
間における入力電圧の、それぞれの影響は會めて小さい
。結果として、スイッチングトランジスター６のオン時
間は、１作の全体的な範囲にわたって一定に保たれる。
ドライバー１はスイッチングトランジスター５を、モノ
フロップ２の出力に基づいて駆動する。
フロップ２の出力に基づいて駆動する。
第１図の導通形変換器の機能は以下の通りである。簡単
にするため、この説明ではトランスＴｒの変成比はｕ＝
１と仮定する。しかし、他の変成比も用いることができ
る。
にするため、この説明ではトランスＴｒの変成比はｕ＝
１と仮定する。しかし、他の変成比も用いることができ
る。
１次近似式においては、抵抗Ｒ１は無視され、短絡され
ていると考える。シャントインダクタンスＬｑまたは主
インダクタンスそれぞれは、漏れインダクタンスまたは
インダクタンスＬ１それぞれよりも、より大きな要因と
なっている。
ていると考える。シャントインダクタンスＬｑまたは主
インダクタンスそれぞれは、漏れインダクタンスまたは
インダクタンスＬ１それぞれよりも、より大きな要因と
なっている。
コンデンサー０３の容量は、シャントインダクタンスＬ
ｑと共に共振回路を形成するように選定され、この共振
回路の共振周波数は次のように求められる。
ｑと共に共振回路を形成するように選定され、この共振
回路の共振周波数は次のように求められる。
これはインダクタンスＬ１とコンデンサーＣ１で形成さ
れる第１共振回路の共振周波数と等しい値であって、第
１共娠回路のそれは次の通りである。
れる第１共振回路の共振周波数と等しい値であって、第
１共娠回路のそれは次の通りである。
整流器Ｄｌ中の電流がゼロとなった後に、励磁１’［ｒ
ｌｊ １ｍはシャントインダクタンスＬｑ中に残ってい
る。これは電源ＵＥと、まだ閉じられているスイッチＳ
とを通して初期的には況れ続ンデンザーＣ３を通して流
れ続ける。このようにして形成された負の、正弦波電圧
はトランスＴｒがオン時間中に充電される正の電圧−時
間（面）曲線と同様の電圧−時間曲線を持つ。実質的に
対称な励磁を有する、トランスＴｒの所定の動作は、こ
のようにして得られる。励磁市、流１ｍが負方向におい
てその最大値に戻る時、それＶｉ整蹄器し１およびＤ２
を通して流れ続ける。このフェーズにおける、極めて高
い、印加された出力音、流のために、Ｄ２は導通する。
ｌｊ １ｍはシャントインダクタンスＬｑ中に残ってい
る。これは電源ＵＥと、まだ閉じられているスイッチＳ
とを通して初期的には況れ続ンデンザーＣ３を通して流
れ続ける。このようにして形成された負の、正弦波電圧
はトランスＴｒがオン時間中に充電される正の電圧−時
間（面）曲線と同様の電圧−時間曲線を持つ。実質的に
対称な励磁を有する、トランスＴｒの所定の動作は、こ
のようにして得られる。励磁市、流１ｍが負方向におい
てその最大値に戻る時、それＶｉ整蹄器し１およびＤ２
を通して流れ続ける。このフェーズにおける、極めて高
い、印加された出力音、流のために、Ｄ２は導通する。
スイッチが翔び閉じた時に、新しいサイクルが開始され
る。
る。
再投入の際（Ｐ３ひオンになると）、インダクタンスＬ
１は抵抗に１と共に、スイッチＳを通しての、コンデン
サーＣ３の急速な放電を■止する。次のスイッチングサ
イクルは、減磁作用の終結の降、直ちに開始される。も
しｆ１＝１２であれば、次の式が成立する。
１は抵抗に１と共に、スイッチＳを通しての、コンデン
サーＣ３の急速な放電を■止する。次のスイッチングサ
イクルは、減磁作用の終結の降、直ちに開始される。も
しｆ１＝１２であれば、次の式が成立する。
ｆＴＡＫＴｍａｘ＝’ｌ＝’２ （３）すな
わち、最高クロック周波数は共幾周波砂に相当している
。
わち、最高クロック周波数は共幾周波砂に相当している
。
スイッチング作用は総て、徐々に（“）７ト１）に開始
されるので、第２図から第４図において理解できるよう
に、無線周波数妨害は最小となる。
されるので、第２図から第４図において理解できるよう
に、無線周波数妨害は最小となる。
第２図から第４図のパルスダイヤグラムは、第１図に示
した導通形変換器に関する総ての重要な電流と電圧曲線
を、１作の全周期について示したものである。
した導通形変換器に関する総ての重要な電流と電圧曲線
を、１作の全周期について示したものである。
第２図は、１次回路の電流曲線１１と２次回路のコンデ
ンサー′胤圧Ｕｃ１ とを示したものである。６時間ｔ
ＥＩＮから時間ｔ ＡＵＳにわたって、すなわちオンフ
ェーズの期間は、スイッチＳは閉じられている。時間ｔ
ＡＵＳから時間ｔＥＩＮ。
ンサー′胤圧Ｕｃ１ とを示したものである。６時間ｔ
ＥＩＮから時間ｔ ＡＵＳにわたって、すなわちオンフ
ェーズの期間は、スイッチＳは閉じられている。時間ｔ
ＡＵＳから時間ｔＥＩＮ。
すなわち禁止フェーズの期間は、スイッチＳは開いてい
る。ターンオンフェーズと禁止フェーズからなるスイッ
チングサイクルの後には、次のスイッチングサイクルが
続く。
る。ターンオンフェーズと禁止フェーズからなるスイッ
チングサイクルの後には、次のスイッチングサイクルが
続く。
第２図に示されるように、ターンオンフェーズの間に１
次側回路にｆｆ１１れる電ｆｉｒ、、ｌｌは半波の正弦
波の形をしている。それに続く、１次側には何の電流も
流れない期間である禁止フェーズは、ターンオンフェー
ズよりも長く絖〈もので命長さである。
次側回路にｆｆ１１れる電ｆｉｒ、、ｌｌは半波の正弦
波の形をしている。それに続く、１次側には何の電流も
流れない期間である禁止フェーズは、ターンオンフェー
ズよりも長く絖〈もので命長さである。
コンデンサー０１に現われる電圧ＵＣＩ はターンオン
フェーズの間に立ち上がる。禁止フェーズの開始皓点に
おいて、そして図示されている例においてにその前半の
期間では、電圧ＵＣＩにフリーホイールダイオードＤ２
０オン状ｉｔ圧ｕ□の値にまで低下する。この電圧は禁
止フェーズが終わるまで維持される。
フェーズの間に立ち上がる。禁止フェーズの開始皓点に
おいて、そして図示されている例においてにその前半の
期間では、電圧ＵＣＩにフリーホイールダイオードＤ２
０オン状ｉｔ圧ｕ□の値にまで低下する。この電圧は禁
止フェーズが終わるまで維持される。
第３図は励磁状伸を示したものである。ｔＥＩＮ−ｔＡ
Ｕｓの時間においては、変成比ｕ−１と仮定したトラン
スＴｒの１次巻線Ｗ１に現われる電圧ＵＴｒ は、ダ
イオードＤ１の残り電圧を除けば、鎖、２図に示したコ
ンデンサー電圧ＵＣＩと同等で・ある。この時間周期に
おいては、トランスＴｒのシャントインダクタンスＬｑ
ｉ！、励磁電ＩＡｔ、 ｌ ｍ、すなわち入力１！泗と
出力゛電流との差、の印加電圧に従って増加する。
Ｕｓの時間においては、変成比ｕ−１と仮定したトラン
スＴｒの１次巻線Ｗ１に現われる電圧ＵＴｒ は、ダ
イオードＤ１の残り電圧を除けば、鎖、２図に示したコ
ンデンサー電圧ＵＣＩと同等で・ある。この時間周期に
おいては、トランスＴｒのシャントインダクタンスＬｑ
ｉ！、励磁電ＩＡｔ、 ｌ ｍ、すなわち入力１！泗と
出力゛電流との差、の印加電圧に従って増加する。
周期ｔＡＵｓ−ｔＭの間は、励磁市、流１ｍは正の最大
値から負の最大値まで、基本的にはコサイン関数に従っ
た形で、振動する。その結果、トランスＴｒにおける電
圧ＵＴｒ はシヌソイド的に負方向に進む。電流がゼ
ロ軸を通過する時に、電圧ｕＴｒ はその負側最大飴
に達する。時間ｔＡＵｓからのトランス電圧ＵＴｒは電
圧ＵＣＩよりも低いので、励磁回路と出力回路は、ダイ
オードＤＩによって結合が断たれるｃ減結合される）。
値から負の最大値まで、基本的にはコサイン関数に従っ
た形で、振動する。その結果、トランスＴｒにおける電
圧ＵＴｒ はシヌソイド的に負方向に進む。電流がゼ
ロ軸を通過する時に、電圧ｕＴｒ はその負側最大飴
に達する。時間ｔＡＵｓからのトランス電圧ＵＴｒは電
圧ＵＣＩよりも低いので、励磁回路と出力回路は、ダイ
オードＤＩによって結合が断たれるｃ減結合される）。
時間ｔＭにおいてはじめて共振回路Ｌｑ。
Ｃ３はトランス電圧ＵＴｒ を再び正方向に増加させ
ようとする。しかし、これは既に説明したように実質的
に励磁７３ 流、 ｆ ｍを短絡させる、導通状態にあ
るフリーホイールダイオードＤ２によって妨げられる。
ようとする。しかし、これは既に説明したように実質的
に励磁７３ 流、 ｆ ｍを短絡させる、導通状態にあ
るフリーホイールダイオードＤ２によって妨げられる。
時間ｔＭ−ｔＥＩＮにおいて見られるように、負の励磁
定流：ｍは１定のままである。
定流：ｍは１定のままである。
第４図は、！ｌＦ！、＊器電１圧ＵＬＩと同様に、入力
電圧ＵＥ、トランス電圧ＵＴｒで形成される、スイッチ
ＳＫおける電圧曲線を示している。第４図に示すように
、スイッチＳにおける電圧はターンオンフェーズの間は
実際的にゼロである。禁止フェーズの開始時点で、この
電圧は最大値にまで増加して、そして供給電圧ＵＥの値
に低下する。スイッチＳにおける電圧は禁止フェーズの
終わりまで１定に維持される。
電圧ＵＥ、トランス電圧ＵＴｒで形成される、スイッチ
ＳＫおける電圧曲線を示している。第４図に示すように
、スイッチＳにおける電圧はターンオンフェーズの間は
実際的にゼロである。禁止フェーズの開始時点で、この
電圧は最大値にまで増加して、そして供給電圧ＵＥの値
に低下する。スイッチＳにおける電圧は禁止フェーズの
終わりまで１定に維持される。
しかし、インダクタンスＬ１とコンデンサー０３の容量
とは、別の、望ましくない共振回路を構成する。こねは
、Ｌ ｌ ＞ Ｌ ｑであるために、実質的にｆｌおよ
びｆ２よりも高い央振周波数を持つものであって、その
周波数は で求められる。この共振回路をダンプし、周波数ｆ３の
発振が重なつ九高い周波数を除くために、抵抗Ｒ１がコ
ンデンサー０３に直列に接続される。非周期的な限界と
するには次のように設定するのが妥轟である。
とは、別の、望ましくない共振回路を構成する。こねは
、Ｌ ｌ ＞ Ｌ ｑであるために、実質的にｆｌおよ
びｆ２よりも高い央振周波数を持つものであって、その
周波数は で求められる。この共振回路をダンプし、周波数ｆ３の
発振が重なつ九高い周波数を除くために、抵抗Ｒ１がコ
ンデンサー０３に直列に接続される。非周期的な限界と
するには次のように設定するのが妥轟である。
１方、以下の関係が成立するならば抵抗Ｒ１は減磁共振
口跡に実質的に影響しない。
口跡に実質的に影響しない。
Ｌ ｑ ＞ Ｌ １
本発明は望ましい実施例に関して説明されてきたが、特
許請求の範囲によって規定される範囲内での変更や変形
を制限するものではない。
許請求の範囲によって規定される範囲内での変更や変形
を制限するものではない。
発明の効果
本発明により比較的に高価でなく、減磁エネルギーを浪
費することのない、シングルエンデツド導通形変換器を
提供できる。
費することのない、シングルエンデツド導通形変換器を
提供できる。
第１図は本発明によるシングルエンデツド導通形変換器
の電気的な概略回路図であり、穿２図はコンデンサー０
１の電圧と１次側回路の電流を示す図であり、第５図は
トランスの入力電圧と励磁ｔ＆を示す図であり、Ｕ・４
図は時間の関数として電子スイッチの電圧を示す図であ
る。 １・・・ドライバー ２・・・モノフロツツ、３・・・
ＲＣ素子、ヰ・・・電圧−周波数変換器、５・・・スイ
ッチングトランジスター ６・・・利得制御増幅器、Ａ
・・・出力、Ｃ「」・・・コンデンサー Ｄ「」・・・
ダイオード、ＬｒＪ・・・誘梼器、Ｑ・・・電源、Ｒｒ
Ｊ・・・抵抗、Ｓ・・・電子スイッチ、Ｔｒ・・・トラ
ンス、Ｕ「」・・・電圧、Ｗｒ Ｊ・・・巻線。 ＩＧＩ 舅−盃−―−Ｄ
の電気的な概略回路図であり、穿２図はコンデンサー０
１の電圧と１次側回路の電流を示す図であり、第５図は
トランスの入力電圧と励磁ｔ＆を示す図であり、Ｕ・４
図は時間の関数として電子スイッチの電圧を示す図であ
る。 １・・・ドライバー ２・・・モノフロツツ、３・・・
ＲＣ素子、ヰ・・・電圧−周波数変換器、５・・・スイ
ッチングトランジスター ６・・・利得制御増幅器、Ａ
・・・出力、Ｃ「」・・・コンデンサー Ｄ「」・・・
ダイオード、ＬｒＪ・・・誘梼器、Ｑ・・・電源、Ｒｒ
Ｊ・・・抵抗、Ｓ・・・電子スイッチ、Ｔｒ・・・トラ
ンス、Ｕ「」・・・電圧、Ｗｒ Ｊ・・・巻線。 ＩＧＩ 舅−盃−―−Ｄ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、トランス（Ｔｒ）と減磁装置とを有し前記トランス
（Ｔｒ）はその１次側回路において制御パルスによつて
交互的にターンオンおよびオフされることの可能な電子
スイッチ（Ｓ）を介して直流電源（Ｑ）に接続されてい
る１次巻線（Ｗ１）と、整流器（Ｄ１）を介して蓄積コ
ンデンサー（Ｃ１）に接続されたトランス（Ｔｒ）の２
次巻線（Ｗ２）とを有し、前記蓄積コンデンサー（Ｃ１
）は１次側および／または２次側に接続された誘導器（
Ｌ１）と共に主共振回路を形成し、前記減磁装置は電子
スイッチ（Ｓ）のターンオンフェーズの後にトランス（
Ｔｒ）のコアを減磁させるために設けられているものに
おいて、前記減磁装置（Ｃ３；Ｒ１）はトランス（Ｔｒ
）の巻線（Ｗ２）に常時接続された少なくとも１つの別
のコンデンサー（Ｃ３）を含んでおり、そして上記の別
のコンデンサー（Ｃ３）の容量は、前記別のコンデンサ
ー（Ｃ３）の容量とトランス（Ｔｒ）のシャントインダ
クタンスとによつて形成される別の共振回路が主共振回
路（Ｌ１、Ｃ１）と近似的に等しい共振周波数を持つよ
うに選定されていることを特徴とする、シングルエンデ
ッド導通形変換器。 ２ 前記別のコンデンサー（Ｃ３）の１つないし複数個
の各々は直列抵抗（Ｒ１）に接続されていて、減磁装置
が少なくとも１つのＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）を有す
るような、特許請求の範囲第１項記載の導通変換器。 ３、主共振回路のインダクタンスが少なくとも１つの漏
れインダクタンスによつて形成され、そして減磁装置は
トランス（Ｔｒ）回路の２次巻線（Ｗ２）に接続された
単に１つのＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）からなるような
、特許請求の範囲第２項記載の導通形変換器。 ４、前記ＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）の抵抗（Ｒ１）の
回路定数は、主共振回路（Ｌ１、Ｃ１）のインダクタン
ス（Ｌ１）とＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）の容量とによ
つて形成される別の共振回路に対するダンピング抵抗と
して選定されるような、特許請求の範囲第３項記載の導
通形変換器。 ５、ＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）の抵抗（Ｒ１）の回路
定数は、主共振回路（Ｌ１、Ｃ１）のインダクタンス（
Ｌ１）とＲＣ直列回路（Ｒ１、Ｃ３）の容量とによつて
形成される共振回路が非周期的にダンプされるよう選定
されるような、特許請求の範囲第４項記載の導通形変換
器。 ６、前記電子スイッチ（Ｓ）の制御入力側が、可変クロ
ック周波数を持つクロックで制御されるモノフロップ（
２）の出力側に接続され、そして例えばドライバー（１
）を介してそれに接続され、モノフロップ（２）の出力
パルスの継続時間は少なくとも主共振回路（Ｌ１、Ｃ１
）の周期の半分となるように選定されるような、特許請
求の範囲第１項から第５項のいずれかに記載の導通形変
換器 ７、前記モノフロップ（２）は電圧−周波数変換器（４
）により制御されこの変換器の周波数は基準電圧（Ｕｒ
ｅｆ）に接続された、また導通形変換器の出力にも接続
された利得制御増幅器（６）によつて制御される特許請
求の範囲第６項記載の導通形変換器。 ８、蓄積コンデンサー（Ｃ１）と変換器の出力側（Ａ）
との間に前置接続されたフリーホィールダイオード（Ｄ
２）を有するＬＣフイルター回路（Ｌ２、Ｃ２）が設け
られているような特許請求の範囲第１項から第７項まで
のうちのいずれかに記載の導通形変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3807120.7 | 1988-03-04 | ||
| DE3807120 | 1988-03-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02146959A true JPH02146959A (ja) | 1990-06-06 |
| JPH0695831B2 JPH0695831B2 (ja) | 1994-11-24 |
Family
ID=6348881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1048666A Expired - Lifetime JPH0695831B2 (ja) | 1988-03-04 | 1989-03-02 | トランスと減磁装置とを持つ、シングルエンデツド導通形変換器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4951186A (ja) |
| EP (1) | EP0330987B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0695831B2 (ja) |
| AT (1) | ATE92220T1 (ja) |
| DE (1) | DE58904996D1 (ja) |
| DK (1) | DK169188B1 (ja) |
| FI (1) | FI100926B (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5111380A (en) * | 1986-10-10 | 1992-05-05 | Nilssen Ole K | Controlled series-resonance-loaded inverter |
| US5235502A (en) * | 1989-11-22 | 1993-08-10 | Vlt Corporation | Zero current switching forward power conversion apparatus and method with controllable energy transfer |
| DE3941420C1 (ja) * | 1989-12-15 | 1991-04-11 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| DE3941421A1 (de) * | 1989-12-15 | 1991-06-20 | Ant Nachrichtentech | Gleichspannungswandler, insbesondere vom typ eines quasi-resonanzwandlers |
| ATE143738T1 (de) * | 1990-07-13 | 1996-10-15 | Andre Bonnet | Magnetisches steuerverfahren von energieübertragung in einem statischen konverter |
| CA2047980A1 (en) * | 1990-08-09 | 1992-02-10 | Hideo Sugimori | Luminaire |
| DE59105933D1 (de) * | 1991-02-15 | 1995-08-10 | Siemens Ag | Taktgesteuerter Umrichter mit Strombegrenzung. |
| JPH04299070A (ja) * | 1991-03-26 | 1992-10-22 | Hitachi Ltd | スイッチングレギュレータ |
| EP0609875B1 (de) * | 1993-02-05 | 1996-04-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil |
| ES2056747B1 (es) * | 1993-03-31 | 1997-10-16 | Alcatel Standard Electrica | Circuito de conversion de continua-continua. |
| JP3284114B2 (ja) * | 1999-09-13 | 2002-05-20 | 株式会社リコー | 成形金型 |
| TWI505612B (zh) * | 2013-08-23 | 2015-10-21 | Delta Electronics Inc | 用於電流互感器的取樣電路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4415959A (en) * | 1981-03-20 | 1983-11-15 | Vicor Corporation | Forward converter switching at zero current |
| US4441146A (en) * | 1982-02-04 | 1984-04-03 | Vicor Corporation | Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters |
| US4675797A (en) * | 1985-11-06 | 1987-06-23 | Vicor Corporation | Current-fed, forward converter switching at zero current |
-
1988
- 1988-12-19 US US07/286,331 patent/US4951186A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-12-22 DK DK716888A patent/DK169188B1/da active
-
1989
- 1989-02-22 DE DE8989103068T patent/DE58904996D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-02-22 EP EP89103068A patent/EP0330987B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-22 AT AT89103068T patent/ATE92220T1/de not_active IP Right Cessation
- 1989-03-02 JP JP1048666A patent/JPH0695831B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 FI FI891039A patent/FI100926B/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI100926B (fi) | 1998-03-13 |
| DK716888A (da) | 1989-09-05 |
| EP0330987A1 (de) | 1989-09-06 |
| US4951186A (en) | 1990-08-21 |
| JPH0695831B2 (ja) | 1994-11-24 |
| DK716888D0 (da) | 1988-12-22 |
| EP0330987B1 (de) | 1993-07-28 |
| ATE92220T1 (de) | 1993-08-15 |
| DK169188B1 (da) | 1994-09-05 |
| FI891039A0 (fi) | 1989-03-03 |
| DE58904996D1 (de) | 1993-09-02 |
| FI891039A (fi) | 1989-09-05 |
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