JPH0213977B2 - - Google Patents
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- JPH0213977B2 JPH0213977B2 JP59083886A JP8388684A JPH0213977B2 JP H0213977 B2 JPH0213977 B2 JP H0213977B2 JP 59083886 A JP59083886 A JP 59083886A JP 8388684 A JP8388684 A JP 8388684A JP H0213977 B2 JPH0213977 B2 JP H0213977B2
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- Japan
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- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 claims description 8
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 14
- 238000004260 weight control Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J99/00—Subject matter not provided for in other groups of this subclass
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はデイジタル通信方式のベースバンド帯
においてデイジタル信号処理を用いた全デイジタ
ル形交さ偏波干渉補償装置の構成に関するもので
ある。
においてデイジタル信号処理を用いた全デイジタ
ル形交さ偏波干渉補償装置の構成に関するもので
ある。
（背景技術）
交さ偏波干渉補償装置は周波数特性を有する干
渉成分を除去する場合、第１図に示すような構成
が主流である。すなわち主偏波信号にもれ込んだ
交さ偏波信号成分と同一の周波数特性を得るた
め、トランスバーサルフイルタを用いる。このト
ランスバーサルフイルタは、クロツク周期に相当
するアナログ遅延線３，４，５，６および遅延線
の各タツプ出力信号とタツプ重み制御信号とを乗
算するアナログ乗算器７，８，９，１０，１１と
その出力信号をアナログ加算し、主偏波信号にも
れ込んだ交さ偏波信号と逆相で加算する加算回路
１２および各タツプ重みを制御する制御回路１３
により構成されていた。
渉成分を除去する場合、第１図に示すような構成
が主流である。すなわち主偏波信号にもれ込んだ
交さ偏波信号成分と同一の周波数特性を得るた
め、トランスバーサルフイルタを用いる。このト
ランスバーサルフイルタは、クロツク周期に相当
するアナログ遅延線３，４，５，６および遅延線
の各タツプ出力信号とタツプ重み制御信号とを乗
算するアナログ乗算器７，８，９，１０，１１と
その出力信号をアナログ加算し、主偏波信号にも
れ込んだ交さ偏波信号と逆相で加算する加算回路
１２および各タツプ重みを制御する制御回路１３
により構成されていた。
補償装置が対象とする信号源が比較的、多値数
の小さい方式（例えば4PSK）では従来、使用さ
れている上記の構成でもよい。しかし、多値数が
大きい、高能率な方式（例えば64QAM、
256QAM）では乗算器および加算器の信号電力
対雑音電力比が高く、しかも高精度化が望まれ
る。このようなアナログ信号処理方式では回路の
不完全性による特性劣化も大きな問題となる。
の小さい方式（例えば4PSK）では従来、使用さ
れている上記の構成でもよい。しかし、多値数が
大きい、高能率な方式（例えば64QAM、
256QAM）では乗算器および加算器の信号電力
対雑音電力比が高く、しかも高精度化が望まれ
る。このようなアナログ信号処理方式では回路の
不完全性による特性劣化も大きな問題となる。
（発明の課題）
本発明は以上の欠点を解決するため復調信号を
Ａ／Ｄ変換器を用いてデイジタル化し、デイジタ
ル信号処理により高精度化、低雑音化を可能にす
る交さ偏波干渉補償装置を提供するものである。
Ａ／Ｄ変換器を用いてデイジタル化し、デイジタ
ル信号処理により高精度化、低雑音化を可能にす
る交さ偏波干渉補償装置を提供するものである。
（発明の構成および作用）
本発明の一実施例として256QAM（直交振幅変
調）のような超多値信号を考える。直交幅変調波
を直交検波すると復調信号は同相成分および直交
成分が生成される。従つて交さ偏波干渉補償装置
は、同相および直交の２次元となる。ここでは、
簡単のため１次元について説明する。第２図は本
発明の一実施例である。第２図において、１５は
主偏波信号入力端子、１６は交さ偏波信号入力端
子、１７はクロツク信号入力端子である。
256QAM信号の復調信号は16値（16×16＝256）
の波形である。従つてこの16値信号を識別するに
は4bit以上（24＝16）のＡ／Ｄ変換器が必要であ
る。さらに符号間干渉を検出するには5bit以上必
要となる。例えば符号間干渉量として量子化精度
を60dB以上を確保するためには10bit以上
（20log210≒60dB）のＡ／Ｄ変換器が必要とな
る。本実施例は10bitの場合について説明する。
交さ偏波信号１６を10bitのＡ／Ｄ変換器２１で
デイジタル化する。その信号を10bitのＭ段シフ
トレジスタ２２，２３，２４を通す。そのシフト
レジスタの各タツプ（Ｍ＋１）段について、タツ
プ重み制御回路３７からのＫビツトの制御信号
（Ｍ＋１）系列３０，３１，３２，３３，３４と
乗算器２５，２６，２７，２８，２９によりそれ
ぞれデイジタル乗算をおこないその出力を全加算
器３５によりデイジタル加算をおこなう。その出
力と主偏波信号１５をＡ／Ｄ変換した結果とを全
加算器３６によりデイジタル加算することによ
り、主偏波信号にもれ込んだ交さ偏波信号成分を
消去することができる。従つて、全加算器３６出
力の上位4bitの信号は、干渉成分の存在しない主
偏波信号の識別結果３８となる。
調）のような超多値信号を考える。直交幅変調波
を直交検波すると復調信号は同相成分および直交
成分が生成される。従つて交さ偏波干渉補償装置
は、同相および直交の２次元となる。ここでは、
簡単のため１次元について説明する。第２図は本
発明の一実施例である。第２図において、１５は
主偏波信号入力端子、１６は交さ偏波信号入力端
子、１７はクロツク信号入力端子である。
256QAM信号の復調信号は16値（16×16＝256）
の波形である。従つてこの16値信号を識別するに
は4bit以上（24＝16）のＡ／Ｄ変換器が必要であ
る。さらに符号間干渉を検出するには5bit以上必
要となる。例えば符号間干渉量として量子化精度
を60dB以上を確保するためには10bit以上
（20log210≒60dB）のＡ／Ｄ変換器が必要とな
る。本実施例は10bitの場合について説明する。
交さ偏波信号１６を10bitのＡ／Ｄ変換器２１で
デイジタル化する。その信号を10bitのＭ段シフ
トレジスタ２２，２３，２４を通す。そのシフト
レジスタの各タツプ（Ｍ＋１）段について、タツ
プ重み制御回路３７からのＫビツトの制御信号
（Ｍ＋１）系列３０，３１，３２，３３，３４と
乗算器２５，２６，２７，２８，２９によりそれ
ぞれデイジタル乗算をおこないその出力を全加算
器３５によりデイジタル加算をおこなう。その出
力と主偏波信号１５をＡ／Ｄ変換した結果とを全
加算器３６によりデイジタル加算することによ
り、主偏波信号にもれ込んだ交さ偏波信号成分を
消去することができる。従つて、全加算器３６出
力の上位4bitの信号は、干渉成分の存在しない主
偏波信号の識別結果３８となる。
次に、（Ｍ＋１）段の全加算器３５の一実施例
を示す。Ｍ＝７の場合を例にとると10bitの信号
を８系列加算することになる。第３図に実施例を
示す。第３図において10bit、８系列を入力信号
とし、10buh全加算器３９−１，３９−２，３９
−３，３９−４，３９−５，３９−６，３９−
７，３９−８、により２入力づつデイジタル加算
する。さらに、それらの出力11bitに対し、11bit
全加算器４０−１，４０−２，４０−３，４０−
４により２入力づつデイジタル加算する。さら
に、それらの出力12bitに対し、12bit全加算器４
１−１，４１−２により２入力づつデイジタル加
算する。そして、それらの13bitに対し13bit全加
算器４２によりデイジタル加算する。その結果、
10bit、８系列の出力14bitを得ることができる。
を示す。Ｍ＝７の場合を例にとると10bitの信号
を８系列加算することになる。第３図に実施例を
示す。第３図において10bit、８系列を入力信号
とし、10buh全加算器３９−１，３９−２，３９
−３，３９−４，３９−５，３９−６，３９−
７，３９−８、により２入力づつデイジタル加算
する。さらに、それらの出力11bitに対し、11bit
全加算器４０−１，４０−２，４０−３，４０−
４により２入力づつデイジタル加算する。さら
に、それらの出力12bitに対し、12bit全加算器４
１−１，４１−２により２入力づつデイジタル加
算する。そして、それらの13bitに対し13bit全加
算器４２によりデイジタル加算する。その結果、
10bit、８系列の出力14bitを得ることができる。
次にタツプ重み制御回路について、８タツプの
場合の一実施例を第４図に示す。交さ偏波信号の
極性に対する識別結果（Ａ／Ｄ変換器出力の最上
位ビツト）43および主偏波信号の符号間干渉の方
向を示す（Ａ／Ｄ変換器出力の上位５ビツト目）
信号（誤差信号）４４を入力信号としクロツク周
期の遅延回路４５，４６，４７，４８，４９，５
０，５１，５２をそれぞれ通し、各タイムスロツ
ト間の相関をとるための排他的論理回路５３，５
４，５５，５６，５７，５８，５９，６０を通
し、積分器６１，６２，６３，６４，６５，６
６，６７，６８にそれぞれ入れる。その積分器で
所望のビツト分平均化され、所望のＫビツトの８
タツプのタツプ重み制御信号を得る。なおタツプ
重み制御については、「1.544Mbit／secPCM−
FDM伝送方式用自動波形等化器」（電気通信研究
所研究実用化報告、1974年６月、第23巻、頁1115
−1149）に記述されている。
場合の一実施例を第４図に示す。交さ偏波信号の
極性に対する識別結果（Ａ／Ｄ変換器出力の最上
位ビツト）43および主偏波信号の符号間干渉の方
向を示す（Ａ／Ｄ変換器出力の上位５ビツト目）
信号（誤差信号）４４を入力信号としクロツク周
期の遅延回路４５，４６，４７，４８，４９，５
０，５１，５２をそれぞれ通し、各タイムスロツ
ト間の相関をとるための排他的論理回路５３，５
４，５５，５６，５７，５８，５９，６０を通
し、積分器６１，６２，６３，６４，６５，６
６，６７，６８にそれぞれ入れる。その積分器で
所望のビツト分平均化され、所望のＫビツトの８
タツプのタツプ重み制御信号を得る。なおタツプ
重み制御については、「1.544Mbit／secPCM−
FDM伝送方式用自動波形等化器」（電気通信研究
所研究実用化報告、1974年６月、第23巻、頁1115
−1149）に記述されている。
次に、積分器について、8191（213−１）ビツト
分、積分する場合の一実施例を第５図に示す。第
５図は13段の“up−down”カウンタを示してお
り、クロツク信号６９と第４図の相関器出力信号
７０を入力信号とし、13個のＴ−フリツプフロツ
プ回路７１，７２，７３，７４に対し、７０の信
号が“１”のときクロツク信号６９を１だけイン
クリメント、すなわち“up”カウントし、７０
の信号が“０”のときクロツク信号６９を１だけ
デクレメント、すなわち“down”カウントする。
分、積分する場合の一実施例を第５図に示す。第
５図は13段の“up−down”カウンタを示してお
り、クロツク信号６９と第４図の相関器出力信号
７０を入力信号とし、13個のＴ−フリツプフロツ
プ回路７１，７２，７３，７４に対し、７０の信
号が“１”のときクロツク信号６９を１だけイン
クリメント、すなわち“up”カウントし、７０
の信号が“０”のときクロツク信号６９を１だけ
デクレメント、すなわち“down”カウントする。
従つて、最上位ビツトで8191のクロツク分、平
均化された値が出力される。タツプ制御信号の所
要ビツト数分だけ、up−downカウンタの上位ビ
ツトからとり出すことにより任意のＫ（Ｋ≦13）
ビツトのタツプ重み制御信号をとり出すことがで
きる （発明の効果） 以上説明したように、本発明による交さ偏波干
渉補償装置は受信したベースバンド信号を高精度
のＡ／Ｄ変換器でデイジタル化し、すべてデイジ
タル信号処理で実現可能であり、高精度化、無調
整化、低雑音化にきわめて有効である。
均化された値が出力される。タツプ制御信号の所
要ビツト数分だけ、up−downカウンタの上位ビ
ツトからとり出すことにより任意のＫ（Ｋ≦13）
ビツトのタツプ重み制御信号をとり出すことがで
きる （発明の効果） 以上説明したように、本発明による交さ偏波干
渉補償装置は受信したベースバンド信号を高精度
のＡ／Ｄ変換器でデイジタル化し、すべてデイジ
タル信号処理で実現可能であり、高精度化、無調
整化、低雑音化にきわめて有効である。
第１図は従来の交さ偏波補償装置のブロツク
図、第２図は本発明による交さ偏波補償装置のブ
ロツク図、第３図は全加算器のブロツク図、第４
図はタツプ重み制御回路のブロツク図、第５図は
積分器のブロツク図である。 １……主偏波信号入力端子、２……交さ偏波信
号入力端子、３，４，５，６，……クロツク周期
遅延回路、７，８，９，１０，１１……タツプ重
み回路、１２……加算器、１３……タツプ重み制
御回路、１４……出力端子、１５……主偏波信号
入力端子、１６……交さ偏波信号入力端子、１
７，１８，１９……クロツク信号入力端子、２
０，２１……Ａ／Ｄ変換器、２２，２３，２４…
…10bitのフリツプフロツプ、２５，２６，２７，
２８，２９……Ｎビツト×Ｋビツト乗算器、３
０，３１，３２，３３，３４……タツプ重み制御
信号、３５，３６……全加算器、３７……タツプ
重み制御回路、３８……出力信号、３９−１，−
２，−３，−４，−５，−６，−７，−８……１０ビツ
ト全加算器、４０−１，−２，−３，−４……１１
ビツト全算器、４１−１，−２……１２ビツト全
加算器、４２……１３ビツト全加算器、４３……
交さ偏波側極性信号入力端子、４４……主偏波側
誤差信号入力端子、４５，４６，４７，４８，４
９，５０，５１，５２……クロツク周期遅延回
路、５３，５４，５５，５６，５７，５８，５
９，６０……相関回路（排他的論理和）、６１，
６２，６３，６４，６５，６６，６７，６８……
積分器、６９……クロツク信号入力端子、７０…
…“up”又は“down”信号、７１，７２，７
３，７４……Ｔフリツプフロツプ、７５，７６，
７９，８０，８３，８４……２入力AND回路、
７７，８１，８５……２入力NOR回路、７８，
８２，８６，８７……インバータ回路。
図、第２図は本発明による交さ偏波補償装置のブ
ロツク図、第３図は全加算器のブロツク図、第４
図はタツプ重み制御回路のブロツク図、第５図は
積分器のブロツク図である。 １……主偏波信号入力端子、２……交さ偏波信
号入力端子、３，４，５，６，……クロツク周期
遅延回路、７，８，９，１０，１１……タツプ重
み回路、１２……加算器、１３……タツプ重み制
御回路、１４……出力端子、１５……主偏波信号
入力端子、１６……交さ偏波信号入力端子、１
７，１８，１９……クロツク信号入力端子、２
０，２１……Ａ／Ｄ変換器、２２，２３，２４…
…10bitのフリツプフロツプ、２５，２６，２７，
２８，２９……Ｎビツト×Ｋビツト乗算器、３
０，３１，３２，３３，３４……タツプ重み制御
信号、３５，３６……全加算器、３７……タツプ
重み制御回路、３８……出力信号、３９−１，−
２，−３，−４，−５，−６，−７，−８……１０ビツ
ト全加算器、４０−１，−２，−３，−４……１１
ビツト全算器、４１−１，−２……１２ビツト全
加算器、４２……１３ビツト全加算器、４３……
交さ偏波側極性信号入力端子、４４……主偏波側
誤差信号入力端子、４５，４６，４７，４８，４
９，５０，５１，５２……クロツク周期遅延回
路、５３，５４，５５，５６，５７，５８，５
９，６０……相関回路（排他的論理和）、６１，
６２，６３，６４，６５，６６，６７，６８……
積分器、６９……クロツク信号入力端子、７０…
…“up”又は“down”信号、７１，７２，７
３，７４……Ｔフリツプフロツプ、７５，７６，
７９，８０，８３，８４……２入力AND回路、
７７，８１，８５……２入力NOR回路、７８，
８２，８６，８７……インバータ回路。
１ 伝送すべき情報信号に応じて発振周波数を変
化させる発振器と、前記発振器が発振する発振信
号をクロツクとして擬似雑音を発生する擬似雑音
発生手段と、前記発振信号を前記擬似雑音により
変調する変調手段と、前記変調手段の出力を受信
機側に送出する出力手段とを具備するスペクトラ
ム拡散送信機。 ２ 発振器は、伝送すべき情報信号の電圧変化に
応じて発振周波数を変化する電圧制御発振器であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
スペクトラム拡散送信機。 ３ 擬似雑音発生手段は、発振器が発振する発振
信号を分周して分周信号を得る分周器と、前記分
周信号をクロツク信号として擬似雑音を発生する
擬似雑音発生器とを具備することを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のスペクトラム拡散送信
機。 ４ 分周器の分周比は１以下であることを特徴と
する特許請求の範囲第３項記載のスペクトラム拡
散送信機。 ５ 出力手段は電灯線を介して受信機に変調手段
の出力を伝送するトランス、あるいはコンデンサ
を具備することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のスペクトラム拡散送信機。
化させる発振器と、前記発振器が発振する発振信
号をクロツクとして擬似雑音を発生する擬似雑音
発生手段と、前記発振信号を前記擬似雑音により
変調する変調手段と、前記変調手段の出力を受信
機側に送出する出力手段とを具備するスペクトラ
ム拡散送信機。 ２ 発振器は、伝送すべき情報信号の電圧変化に
応じて発振周波数を変化する電圧制御発振器であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
スペクトラム拡散送信機。 ３ 擬似雑音発生手段は、発振器が発振する発振
信号を分周して分周信号を得る分周器と、前記分
周信号をクロツク信号として擬似雑音を発生する
擬似雑音発生器とを具備することを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のスペクトラム拡散送信
機。 ４ 分周器の分周比は１以下であることを特徴と
する特許請求の範囲第３項記載のスペクトラム拡
散送信機。 ５ 出力手段は電灯線を介して受信機に変調手段
の出力を伝送するトランス、あるいはコンデンサ
を具備することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のスペクトラム拡散送信機。
Claims (1)
- の相関検出回路と、その各出力を（2L＋１）ビツ
ト（ＬはＬ≧Ｋの整数）分だけ積分するＬ段の可
逆カウンタによる（Ｍ＋１）個の積分手段と、を
有し、その各出力のＬビツトのうち上位のＫビツ
トが前記デイジタル乗算器に提供されることを特
徴とする交さ偏波干渉補償装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59083886A JPS60229438A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 交さ偏波干渉補償装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59083886A JPS60229438A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 交さ偏波干渉補償装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60229438A JPS60229438A (ja) | 1985-11-14 |
| JPH0213977B2 true JPH0213977B2 (ja) | 1990-04-05 |
Family
ID=13815136
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59083886A Granted JPS60229438A (ja) | 1984-04-27 | 1984-04-27 | 交さ偏波干渉補償装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60229438A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2536207B2 (ja) * | 1990-01-23 | 1996-09-18 | 日本電気株式会社 | 干渉補償器 |
-
1984
- 1984-04-27 JP JP59083886A patent/JPS60229438A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60229438A (ja) | 1985-11-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |