JPH02123991A - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はモータの可動子の位置を検出する位置検出器の
無いブラシレスモータの駆動装置に関し、特別な速度検
出器を必要とせずにモータの速度信号を得ることのでき
るブラシレスモータの駆動装置に関するものである。

従来の技術 近年、各種機器の駆動角モータはその長寿命化、高信頼
性化あるいは形状の薄形化などのため、ブラシレスモー
タが用いられることが多くなってきた。一般にブラシレ
スモータは可動子の位置を検出するためにホール素子等
で構成された位置検出器が必要とされてきた。

以下、図面を参照しながら上述した従来のブラシレスモ
ータの駆動装置の一例について説明する。

第７図は従来のブラシレスモータの駆動装置を示すもの
である。

第７図において、駆動コイル１〜３の一端は共通接続さ
れ、前記駆動コイル１の他端はダイオード４のアノード
とダイオード５のカソードと駆動トランジスタ１０およ
び１３のコレクタに接続され、前記駆動コイル２の他端
はダイオード６のアノードとダイオード７のカソードと
駆動トランジスタ１１および１４のコレクタに接続され
、前記駆動コイル３の他端はダイオード８のアノードと
ダイオード９のカソードと駆動トランジスタ１２および
１５のコレクタに接続されている。前記ダイオード４，
６．８のカソードおよび前記駆動トランジスタ１０，１
１．１２のエミッタは正側給電線路に接続され、前記ダ
イオード５，７．９のアノードおよび前記駆動トランジ
スタ１３，１４゜１５のエミッタは接地されている。

さて、３０２．３０３および３０４はロータの回転位置
を検出するだめの位置検出器であり、例えばホール素子
にて構成されロータマグネット（図示せず）の磁界作用
面上に配設されており、ロータの回転に伴って３相の電
圧信号を発生している。前記位置検出器３０２，３０３
および３０４は並列接続され抵抗３０１を介して安定化
電源端子３００に、抵抗３０５を介して接地されている
。

前記位置検出器３０２の差動出力はホールアンプ３０６
の差動入力端子にそれぞれ接続され、前記位置検出器３
０３の差動出力はホールアンプ３０７の差動入力端子に
それぞれ接続され、前記位置検出器３０４の差動出力は
ホールアンプ３０８の差動入力端子に接続されている。

前記ポールアンプ３０６．３０７および３０８の出力は
通電切換回路３０９に入力され、前記通電切換回路３０
９の出力は前記駆動トランジスタ１０〜１５のベースに
それぞれ入力されている。

さらに、前記位置検出器３０２の差動出力はヒステリシ
スコンパレータ３１０の差動入力端子に接続され、前記
ヒステリシスコンパレータ３１０の出力は端子３１１に
接続されている。

以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆動
装置について、以下その動作を説明する。

まず、ロータマグネットに対向して電気角で互いに１２
０度だけ回転方向にずらせて、ホール素子よりなる３つ
の位置検出器３０２，３０３および３０４が配設されて
いる。前記ポール素子３０２〜３０４のそれぞれの差動
出力はそれぞれポールアンプ３０６〜３０８の差動入力
端子に印加され、前記ホールアンプ３０６〜３０８の出
力信号波形は第８図Ｈ１〜Ｈ３のように１２０度位相差
の３相信号となる。前記ホールアンプ３０６〜３０８の
出力信号Ｈ１〜１（３は通電切換回路３０９により、第
８図ＵＨ，ＵＬ、　ＶＨ，Ｖｔ、　Ｗｕ、　Ｗｔｌ：：
論理処理され、駆動トランジスタ１０〜１５をスイッチ
ング動作させる。この時、スイッチング動作はモータ駆
動トルクが常に一方向に発生ずるよう行われ、モータが
駆動されるものである。第８図Ｕｏ　、Ｖｏ　、Ｗｏは
駆動コイル１〜３のそれぞれ端子の通電波形である。こ
こで、第８図Ｈｏは前記ポール素子３０２の差動出力を
ヒステリシスコンパレータ３１０を介して得られた矩形
波信号でありロータマグネットの極数とロータの回転速
度の積に比例した周波数を有し、モータの速度信号とし
て出力されるものである。

発明が解決しようきする課題 しかしながら上記のような構成では、ロータマグネット
の磁束変化を位置検出器であるホール素子３０２で受け
、その磁束変化の周波数を速度信号とする。ところが、
ロータマグネットは駆動トルク発生のためその極数は一
般的にそれほど多くすることはできない。したがって、
モータを比較的低い回転速度で速度制御する際に、速度
検出周波数が十分高（できず、高精度で応答性の速い制
御が実現できないという課題を有していた。

また、速度信号を得るという観点から見るとホール素子
という速度検出器を必要としていた。

本発明は上記課題に鑑み、モータの可動子くロータ）の
位置を検出する位置検出器を必要としないブラシレスモ
ータの駆動装置において、特別に速度検出のためにホー
ル素子を設けたり、あるいは特別に速度発電機をモータ
に連結せずともモータの回転速度に対応した速度信号を
得ることのできるブラシレスモータの駆動装置を提供す
るものである。

課題を解決するための手段 上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータの
駆動装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
イルに接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆動
コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝
達する通電切換回路と、前記駆動コイルの通電休止期間
において、前記駆動コイルに発生する逆起電圧と、前記
駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出する位相誤差
検出器と、前記位相誤差検出器の出力を増幅し電圧制御
発振器へ入力する誤差増幅器と、前記電圧制御発振機の
発振周波数を分周する分周回路と、前記分周回路の出力
を前記通電切換回路に入力すると共に、モータ起動開始
後、前記電圧制御発振器の出力に応じた周波数を所定の
周期の間カウントしたのち前記発振周波数、または前記
分周回路の出力周波数に対応した周波数信号をモータの
速度信号として出力する時限回路から構成されている。

作用 本発明は上記した構成によって、モータ駆動コイルに発
生する逆起電圧と同コイルの通電切換信号の位相差を検
出し、その検出位相差に応じて通電切換信号の周波数お
よび位相を制御し、ロータの位置に対して通電切換信号
が一定位相関係を保持するよう帰還ループすなわち位相
制御ループを構成しているので、従来必要であったロー
タの位置を検出するための位置検出器が不要となる。ま
た、前記通電切換信号を作り出すための電圧制御発振器
あるいは前記電圧制御発振器の発振周波数を分周する分
周回路の出力周波数に対応した周波数信号をモータの速
度信号として出力することにより速度検出器が不要とな
り、しかも速度検出周波数を十分高くすることができる
。

実施例 以下本発明の一実施例のブラシレスモータの駆動装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図である。

第１図において、第７図の従来のブラシレスモータの駆
動装置と同一機能を有する部分は同一記号を付し、その
説明を省略する。第１図において、駆動トランジスタ１
０〜１５の各ベースは電力増幅器４３の出力にそれぞれ
接続され、前記電力増幅器４３の入力は論理回路４２の
出力に接続されている。ここで、前記論理回路４２およ
び前記電力増幅器４３は通電切換回路４４を構成してい
る。

前記論理回路４２の入力は分周回路４１の出力ＤＩに接
続され、前記分周回路４１の入力は電圧制御発振器４０
の出力に接続されている。前記分周回路４１の他の出力
Ｄ２と前記論理回路４２の出力ｔＪ＋　、Ｕ２．Ｖ＋　
、Ｖ２．　Ｗ＋　、Ｗ２　は位相差４ｉ？出パルス発生
回路２８に入力され、駆動コイル１゜２．３の一端Ｕ。

、Ｖ、、Ｗｏはバッファ回路２１．２２．２３に入力さ
れている。前記バッファ回路２１，２２．２３の各出力
ＵＢ、ＶＢ、Ｗ［ｌは比較器２７に入力されると共に抵
抗２４，２５゜２６を介して共通接続され、この共通接
続点Ｎ８は前記比較器２７に入力されている。前記比較
器２７の出力ＰＤは前記位相差検出パルス発生回路２８
の出力により制御される。ここで前記各構成要素２１〜
２８は位相誤差検出器２０を構成し、前記出力ＰＤは前
記位相誤差検出器２０の出力となっている。

前記位相誤差検出器２０の出力ＰＤは抵抗３２を介して
演算増幅器３１の反転入力端子に接続され、前記演算増
幅器３１の反転入力端子と、出力端子の間には抵抗３３
とコンデンサ３４の直列回路とコンデンサ３５が挿入さ
れている。前記演算増幅器３１の非反転入力端子は抵抗
３６．３７により一定バイアス電圧が印加されている。

ここで前記各構成要素３１〜３７により、誤差増幅器３
０を構成し、前記誤差増幅器３０の出力ＥＡＯは前記電
圧制御発振器４０の入力に接続されている。

また、前記分周回路４１の他の出力Ｄ３と前記位相差検
出パルス発生回路２８の他の出力Ｈ２は時限回路６０に
入力されている。

以上のように構成されたブラシレスモーフの駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。

第２図は本発明の詳細な説明図であり、駆動コイル逆起
電圧と駆動コイル通電波形の位相関係を示すものである
。第２図（ａ）は前記逆起電圧（破線部）と前記通電波
形（実線部）の位相関係が最適状態にある場合であり、
同図（ｂ）　、　（ｃ）は位相角ψだけ最適状態からず
れた場合を示している。ここで、第１図において、電圧
制御発振器４０の出力は分周回路４１２通電切換回路４
４．駆動トランジスタ１０．１５を通して駆動コイル１
〜３に伝達されている。従って前記電圧制御発振器４０
の出力と前記駆動コイル１〜３の通電波形には一定の位
相関係が存在する。すなわち、電圧制御発振器の発振周
波数および位相を制御することにより、駆動コイル逆起
電圧と駆動コイル通電波形の位相差を制御することが可
能となる。そこで、第２図（ｂ）　、　（ｃ）に示した
ように、駆動コイル逆起電圧と駆動コイル通電波形との
間に位相角ψのずれを生じた場合、位相誤差ψを位相誤
差検出３２０および誤差増幅器３０により検出増幅し、
ψが零となるよう電圧制御発振器４０の発振周波数およ
び位相を制御する位相制御ループを設けることにより、
第２図（ａ）に示すような最適通電状態を確保すること
が可能となる。従ってモータ駆動トルクを常に安定かつ
効率よ（発生させることが可能となり、モータが駆動さ
れるものである。

位相誤差検出器２０の具体的な＋ｉａ成としては、例え
ば第３図に示したようなものが考えられる。

第３図において、第１図と同一機能を有する部分は同一
記号を付す。すなわち、駆動コイル１，２゜３の一端Ｕ
。、ＶＯ、Ｗ（１はそれぞれバッファ回路２１．２２．
２３に入力され、前記バッファ回路２１．２２．２３の
出力ＵＢ、Ｖ［ｌ、ＷＢはそれぞれ抵抗２４，２５．２
６を介して共通接続され、その共通接続点ＮＢは比較回
路１００，１２０゜１４０の反転入力端子と比較回路１
１０，１３０゜１５０の非反転入力端子に接続されてい
る。前記バッファ回路２１の出力’［Ｊｏは前記比較回
路１００の非反転入力端子と前記比較回路１１０の反転
入力端子に接続され、前記バッファ回路２２の出力ＶＢ
は前記比較回路１２０の非反転入力端子と前記比較回路
１３０の反転入力端子に接続され、前記バッファ回路２
３の出力ＷＢは前記比較回路１４０の非反転入力端子と
前記比較回路１５０の反転入力端子に接続されている。

前記比較回路１００．１１０，１２０，１３０，１４０
，１５０の各出力はトランジスタ１０１，１１１，１２
１゜１３１．１４１，１５１によるオーブンコレクタ出
力であり、前記トランジスタ１０１．ｉｌｌ。

１２１．１３１，１４１，１５１の各コレクタは共通で
トランジスタ１６１のコレクタに接続され、位相誤差検
出器出力ＰＤを成している。前記トランジスタ１６１の
ベースはトランジスタ１６２のベースおよびコレクタに
接続されると共にトランジスタ１６４のコレクタと定電
流源として動作するトランジスタ１６９のコレクタに接
続されている。前記トランジスタ１６２のエミッタは抵
抗１６３を介して安定化電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、
前記ｌ・ランジスタ１６１，１６４のエミッタは前記安
定化電源電圧Ｖｒｅｇが印加されている。前記トランジ
スタ１６４のベースは抵抗１６６を介して同エミッタに
接続されると共に抵抗１６５を介してエミッタ接地され
たトランジスタ１６７のコレクタに接続されている。前
記トランジスタ１６７のベースは抵抗１６８を介して位
相差検出パルス発生回路２８の出力Ｓ。が接続されてい
る。前記位相差検出パルス発生回路２８の他の出力５Ｉ
Ｓ２　、Ｓ３　、Ｓ４．Ｓｓ　、Ｓｅはそれぞれ抵抗１
７１．１７３，１７５，１７７．１７９，１８１を介し
てエミッタ接地されたトランジスタ１７ｏ。

１７２．１７４，１７６．１７８．１８０の各ベースに
接続され、前記トランジスタ１７０゜１７２．１７４，
１７６．１７８，１８０の各コレクタはそれぞれ前記ト
ランジスタ１０１゜１１１．１２１，１３１，１４１，
１５１の各ベースに接続されている。前記位相差検出パ
ルス発生回路２８の各入力端子は通電切換回路４４の各
出力Ｕ＋　、Ｕ２．Ｖｔ　、Ｖ２．ＶＶ＋　、Ｗ２およ
び分周回路４１の出力Ｄ２が接続されている。

以上のように構成された位相誤差比較器について、以下
その動作を説明する。

第４図はその動作説明図であり、駆動コイル１に関して
、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を示
したものである。第１図、第３図。

第４図において、駆動コイル１は電圧制御発振器４０の
分周出力であるＤＩ、Ｄ２と同期した信号Ｕ＋　、Ｕ２
　（つまりＵＮ、　ＵＬ）を通電指令信号として通電さ
れている。従ってＵｌ、Ｕ２共に出力されていない期間
は通電休止期間であり、この間駆動コイル通電波形Ｕ。

は逆起電圧Ｕｅと一致している。第４図より通電休止期
間はＵｌがＬｏｗとなってからＵ２がＨｉｇｈとなるま
での期間で、ＤＩの１クロツクあるいはＤ２の４クロツ
クに当たる。Ｕ２がＬｏｗとなってからＵｌがＨｉｇｈ
となるまでの期間においても同様に通電休止期間が存在
するが、説明を簡単にするため、前者の期間のみを考え
る。通電休止期間において、各駆動コイルの中性点電圧
Ｎ。と駆動コイル通電波形Ｕ。を比較すると、Ｕｏと駆
動コイル逆起電圧Ｕｅとの位相差ψが零の時、ＮｏとＵ
ｏは通電休止期間の中央すなわちＵｌがＬｏｗとなって
からＤ２の２クロツク後に一致する。また、Ｕｏｈ＜Ｕ
ｅに対して位相差ψだけ遅れた場合、ＮｏとＵｏはＵｌ
がＬｏｗとなってからＤ２の２クロツク後以前に一致し
、Ｕｏ′ｈ＜Ｕｅに対して位相差ψだけ進んだ場合、Ｎ
ｏとＵ。はＵｌがＬｏｗとなってからＤ２の２クロツク
後以後に一致する。従って、ＵｌがＬｏｗとなってから
Ｄ２の２クロツク後においてＵｏとＮｏを比較すること
によりＵ。とＵｅの位相関係を知ることができる。従っ
て位相差ψを検出する方法として、ＵＩがＬｏｗとなっ
てからＤ２の２クロツク後を基準に適当な幅を持つた位
相誤差検出パルス信号Ｓ２およびＳ。を発生させ、Ｓ２
およびＳ。発生時にのみＮ。とＵ。を比較することによ
り、位相差ψに応じたデユーティ−を有する比較器出力
ＰＤを得ることができる。

第４図ではＳ２およびＳ。はＵｌがＬｏｗとなってから
Ｄ２の２クロツク後を基準にＤ２の±１／２クロックの
期間発生し、ＵｏがＵｃに対して位相角ψだけ遅れた場
合を示している。

以上、駆動コイル１の通電波形Ｕｏに対して、ＵｌがＬ
ｏｗとなってからＵ２がＨｉ　ｇ　ｈとなるまでの間の
通電休止期間を利用した位相差ψの検出についてその動
作原理を説明したが、Ｕｏに対して他の通電休止期間、
すなわちＵ２がＬｏｗとなってからＵｌがＨｉｇｈとな
るまでの期間、および他の駆動コイル２，３の通電波形
Ｖ、、Ｗ。

においても同様に検出でき、本実施例においてはこれら
全てを合成することにより位相誤差検出器出力ＰＤを得
ている。

また、バッファ回路２１．２２．２３は利得１／２倍の
反転増幅器であり、各比較回路１００゜１１０．１２０
，１３０，１４０，１５０の動作入力電圧範囲を前記バ
ッファ回路２１，２２．２３の各出力ＵＢ、Ｖ［ｌ、Ｗ
Ｂが満足するよう構成されている。

第５図は第１図における位相誤差検出器２０として第３
図で示した構成を用いた場合の各部の動作波形を示すも
のであり、駆動コイル通電波形と逆起電圧の位相差が零
となるよう電圧制御発振器の発振周波数ｆが制御されて
いる様子を示すものである。

ところで、第１図における時限回路６０について説明す
る。

前記時限回路６０の具体的な構成としては、例えば第６
図に示すようなものがある。

第６図において、前記時限回路６０はカウンタ回路２４
０とリセット回路２４１と信号切換回路２４２により構
成される。前記リセット回路２４１において、電源電圧
Ｖｃｃと接地間には抵抗２０６および２０７からなる分
圧回路が接続され、その分圧点Ｊはエミッタが接地され
たトランジスタ２０９のベースに接続され、同コレクタ
は抵抗２０８を介して安定化電源線路Ｖｒｅｇに接続さ
れると共に抵抗２１０を介してエミッタが接地されたト
ランジスタ２１２のベースに接続されている。

前記トランジスタ２１２のコレクタは抵抗２１１を介し
て前記安定化電源線路Ｖｒｅｇに接続されると共にエミ
ッタが接地されたトランジスタ２１３のベースに接続さ
れている。又、同コレクタは反転ゲート２１４の入力端
子に接続されている。前記カウンタ回路２４０はフリッ
プフロップ２０１゜２０２．２０３，２０４，２０５よ
り構成され、前Ｊ己フリップフロップ２０１，２０２，
２０３゜２０４．２０５の各リセット端子は共通接続さ
れ、前記トランジスタ２１３のコレクタに接続されてい
る。位相差検出パルス発生回路２８の出力Ｈ２は前記フ
リップフロップ２０１のクロック入力端子Ｃに接続され
、前記フリップフロップ２０１゜２０２．２０３，２０
４のデータ入力端子りは各々のフリップフロップの反転
出力端子ｑに接続されている。前記フリップフロップ２
０１の非反転出力端子Ｑは前記フリップフロップ２０２
のクロック入力端子Ｃに接続され同非反転出力端子Ｑは
前記フリップフロップ２０３のクロック入力端子Ｃに接
続され、同非反転出力端子Ｑは前記フリップフロップ２
０４のクロック入力端子Ｃに接続され、同非反転出力端
子Ｑは前記フリップ７０ツブ２０５のクロック入力端子
Ｃに接続され、同反転出力端子Ｑは前記カウンタ回路２
４０の出力となる。前記信号切換回路２４２において、
反転ゲート２１５の入力端子は前記カウンタ回路２４０
内の前記フリップフロップ２０５の反転出力端子のに接
続されると共に反転ゲート２１６の出力端子に接続され
ている。前記反転ゲート２１６の入力端子は前記反転ゲ
ート２１４および２１５の出力端子に接続され、前記反
転ゲート２１６の出力端子は反転ゲート２１７の入力端
子に接続されている。前記反転ゲート２１７の出力端子
はエミッタが接地されたトランジスタ２２２のベースに
接続されると共に、定電流源２１８を介して前記安定化
電源線路Ｖｒｅｇに接続されている。前記トランジスタ
２２２のコレクタは抵抗２２１を介してエミッタが接地
されたトランジスタ２２４のベースに接続されると共に
定電流源２１９を介して前記安定化電源線路Ｖｒｅｇに
接続されている。前記トランジスタ２２４のエミッタお
よびコレクタは前記トランジスタ２２５のエミッタおよ
びコレクタに共通接続されている。又、前記トランジス
タ２２５のベースは、抵抗２２６を介して前記分周回路
の出力Ｄ３に接続されている。前記トランジスタ２２８
のコレクタは抵抗２２７を介して前記安定化電源線路Ｖ
ｒｅｇに接続されると共に、速度信号出力端子５２に接
続されている。

なお、前記各構成要素２０１〜２０５，２１４〜２１７
はＰＬロジック回路にて構成される。

以上のように構成された時限回路について、以下その動
作を説明する。

まず、電源電圧Ｖｃｃが印加されず、安定化電圧Ｖｒｅ
ｇのみが印加された場合、トランジスタ２１２がＯＮ１
トランジスタ２１３がＯＦ、　Ｆとなる。この時、カウ
ンタ回路２４０はリセット状態となり、フリップフロッ
プ２０５の出力Ａは高インピーダンスとなる。また、反
転ゲート２１４の出力ＢはＬｏｗとなる。従って、反転
ゲート２１５．２１６により構成されるフリップフロッ
プ回路の出力Ｇは高インピーダンスとなり、反転ゲート
２１７の出力はＬｏｗとなる。従って、トランジスタ２
２２は０ＦＦ１トランジスタ２２４はＯＮＬ、トランジ
スタ２２８はＯＦＦ状態に保たれ、速度信号出力端子５
２はＨｉｇｈのままとなる。

このような状態において、電源電圧Ｖｃｃが印加される
と、トランジスタ２０９がＯＮし、その結果トランジス
タ２１２はＯＦＦ、　トランジスタ２１３はＯＮとなる
。この時、カウンタ回路２４０のリセット状態は解除さ
れ、カウンタ回路２４０は位相差検出パルス発生回路２
８のパルス信号出力Ｈ２（第５図におけるＳｌと同一タ
イミングで発生）をカウントし始めると共に、反転ゲー
ト２１４の出力Ｂは高インピーダンスとなる。従って、
電源電圧Ｖｃｃ印加直後、前記出力Ａ、Ｂ共高インピー
ダンスとなるが、反転ゲート２１５゜２１６によるフリ
ップフロップ回路の出力Ｇの状態は変化せず、高インピ
ーダンスに保たれる。

従って、速度信号出力端子５２は前述のようにＨｉｇｈ
のままとなる。一定時間経過後、前記パルス信号出力Ｈ
２のカウントが進み、カウンタ回路２４０の出力ＡがＬ
ｏｗとなると、反転ゲート２１５．２１６によるブリッ
プフロップ回路の出力Ｇは反転し、Ｌｏｗとなる。従っ
て、反転ゲート２１７の出力は高インピーダンスとなり
、トランジスタ２２２はＯＮ、　　トランジスタ２２４
はＯＦＦする。従って速度信号出力端子５２は、分周回
路４１の出力Ｄ３に応じた矩形波信号出力がトランジス
タ２２５，２２８を介して出力されることになる。

上記したように、電源電圧Ｖｃｃを印加し、モータ起動
開始後、所定時間経過したのち分周回路の出力周波数に
対応した周波数信号を出力する時限回路６０が構成され
ている。

以上のように本実施例によれば、常に電圧制御発振器の
出力を基にモータ駆動コイルを通電し、その通電波形と
駆動コイル逆起電圧との位相差を位相誤差検出器により
検出し、その増幅信号により位相誤差が零となるよう電
圧制御発振器の発振周波数および位相を制御するといっ
たいわゆる位相制御ループ（ＰＬＬループ）を設けるこ
とにより、効率よくモータを駆動することができる。ま
た、位相誤差検出器は駆動コイル通電休止期間に位相差
検出パルスを発生し、検出パルス発生期間のみ駆動コイ
ル通電波形と中性点電圧を比較することにより位相誤差
出力を得ているので、検出ノくルス発生タイミングを駆
動コイル通電休止直後に発生するスパイクノイズ発生期
間を避けて設定することにより、前記スパイクノイズの
影響を受けることをなくすることができる。さらに、通
電休止時間において位相誤差検出を行っているため、通
電期間に発生する通電電流と駆動コイルのインピーダン
スによる電圧降下やその変動による影響を受けることは
ない。

さらに、時限回路６０を設けることにより、モータの通
電波形と駆動コイル逆起電圧との位相誤差を零とするた
めの位相制御ループが引き込み状態となってから、速度
信号出力端子５２に周波数信号を出力するようにしてい
る。言いかえれば、モータ起動直後の前記位相制御ルー
プが引き込み状態に至るまでの過渡的状態においては前
記速度信号出力端子５２に周波数信号を出力するのを禁
止している。そうすることにより、モータ起動開始後、
所定時間経過したのち、すなわち前記位相制御ループが
引き込み状態となってからは電圧制御発振器４０の発振
周波数または分周回路４１の出力周波数に対応した周波
数はモータの速度に同期するので、前記速度信号出力端
子５２にモータの速度信号を取り出すことができる。

なお、第１図および第６図の実施例においては分周回路
の出力を基にモータ速度信号を形成したが、電圧制御発
振器の発振周波数そのものを速度信号とするように構成
してもよい。

発明の効果 以上のように本発明は、電圧制御発振器の出力を基にモ
ータ駆動コイルを通電し、その通電波形と前記モータ駆
動コイルの逆起電圧との位相差を通電休止期間において
位相誤差検出器により検出し、その検出位相誤差信号を
誤差増幅器により増幅した後、前記電圧制御発振器に入
力し、その出力を制御する位相制御ループを構成し、さ
らに、前記電圧制御発振器の発振周波数または前記電圧
制御発振器の発振周波数を分周する分周回路の出力周波
数に対応した周波数信号を速度信号として出力する構成
にすることにより、速度検出のために特別にホール素子
等の速度検出器を設けたりあるいは特別に速度発電機を
モータに連結せずともモータの速度検出が可能となる。

また、時限回路を設けることにより、位相制御ループが
引き込み状態に至るまでの過渡的状態においては速度信
号出力端子に速度信号を出力することを禁止し、前記位
相制御ループが引き込み状態となってからモータの回転
速度に対応した速度信号を得るよう構成しているので、
正確なモータの速度検出が可能となる。

さらに、速度信号出力を禁止する時間を前記電圧制御発
掘器の出力に応じた周波数を所定の周期の間カウントす
ることにより得るため、モータが速やかに起動した場合
、前記位相制御ループの動作により電圧制御発振器の発
振周波数の上昇も速やかとなり、従って、速度信号出力
を禁止する時間が短くなり、速やかに正確な速度信号が
出力されることになる。また、何らかの原因により、モ
ータが速やかに起動されない場合、前記位相制御ループ
が安定化するのに時間を要する。この時、電圧制御発振
器の発振周波数の上昇は緩やかとなり、速度信号出力を
禁止する時間も長くなる。

従って、確実に前記位相制御ループが安定した後、正確
な速度信号が出力されることになる。すなわち、モータ
の起動状態に応じて、速度信号出力を禁止する時間が変
化し、常に前記位相制御ループが安定引き込み状態とな
ってから、速度信号を出力することが可能となる。

また、速度信号出力を禁止する時間の設定にコンデンサ
等を使わないため、ＩＣ化に際して外付部品点数が削減
でき、低価格化、省スペース化が実現できる。

さらに、前記電圧制御発振器またはその分周回路より周
波数信号を得ているので速度検出周波数を十分高くでき
るため、速度制御する場合に高精度で応答性の速い制御
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるブラシレスモー
フ駆動装置の回路構成図、第２図は第１図の動作原理説
明図、第３図は位相誤差検出器の具体的回路構成図、第
４図は第３図の動作説明図、第５図は本発明の実施例に
おける動作波形図、第６図は時源回路の具体的回路構成
図、第７図は従来のブラシレスモータの駆動装置の回路
構成図、第８図は第７図の動作説明図である。 １〜３・・・・・・モータ駆動コイル、１０〜１５・・
・・・・駆動トランジスタ、２０・・・・・・位相誤差
検出器、３０・・・・・・誤差増幅器、４０・・・・・
・電圧制御発振器、４１・・・・・・分周回路、４４・
・・・・・通電切換回路、６０・・・・・・時限回路。 第 図 Σ Ｏつ 恢 一一′）１−

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コイル
   に接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆動コイ
   ルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝達す
   る通電切換回路と、前記駆動コイルの通電休止期間にお
   いて前記駆動コイルに発生する逆起電圧と前記駆動コイ
   ルの通電切換信号の位相差を検出する位相誤差検出器と
   、前記位相誤差検出器の出力を増幅し電圧制御発振器へ
   入力する誤差増幅器と、前記電圧制御発振器の発振周波
   数を分周する分周回路と、前記分周回路の出力を前記通
   電切換回路に入力すると共に、モータ起動時において、
   モータ起動開始後、前記電圧制御発振器の出力に応じた
   周波数を所定の周期の間カウントし、前記電圧制御発振
   器の発振周波数または分周回路の出力周波数に対応した
   周波数信号をモータの速度信号として出力する時限回路
   からなるブラシレスモータの駆動装置。
2. （２）　時限回路を電圧制御発振器の発振周波数に応じ
   た周期を有するクロック信号をカウントするカウンタ回
   路と、モータ起動前において前記カウンタ回路にリセッ
   トをかけるリセット回路と、前記カウンタ回路の出力に
   応じて電圧制御発振器の発振周波数あるいは分周回路の
   出力周波数に対応した周波数をモータの速度信号として
   出力させるか否かを決定する信号切換回路により構成し
   た特許請求の範囲第１項記載のブラシレスモータの駆動
   装置。