JPH0211026A - 可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、結合回路により双方向バスに結合さ・れる２
つの一方向送信バスと受信バスとの間に接続され、可変
位相エコー信号を打消すエコー４ヤンセラであって、エ
コー信号の複製を形成する移相手段と協鋤する適応フィ
ルタと、受信バスに挿入されエコー信号とその複製との
差信号を出力する減算器とからなるエコーキャンセラに
関する。

エコーキャンセラには重要な応用がある。、１コーキヤ
ンセラは、トランシーバ構成、例えば合わせて４線回路
を形成する単方向送信バスと受信バスとが、ハイブリッ
ド結合と称される結合回路により通常結合されて、構成
が外部に２線式アクセスをなすモデムにおいて使用され
る。２つのトランシーバ構成がその２線式アクセスによ
り接続される場合は、ハイブリッド結合が不完全であっ
たり接続での信号反射が生じたりする結果、構成の送信
バスを送信された信号の一部分が同一の構成の受信バス
に戻ってくることがあることが知られている。エコー信
号の目的は、受信バスに現われるこの不要信号つまりエ
コー信号を自動的に打消すことにある。このエコー打消
し動作の利点は、２１１式アクセスにより接続された２
つのトランシーバ構成間で同時送信を可能とすることで
ある。

このトランシーバ構成（モデム）はデータ伝送に用いら
れる。

可変位相エコー信号は、例えば２つのトランシーバ構成
間の接続に伝送が２つの伝送方向のそれぞれで動作する
２つの搬送電流方式で行なわれる部分が含まれる場合に
生じる周波数オフセットから発生する。各搬送電流方式
で変調及びＩＩ調に用いられる周波数が正確に同一でな
い場合、トランシーバ構成の送信バス上を送信された信
号は、その構成の受信バスに、搬送電流方式を通過して
きて送信信号の周波数とは異なる周波数及び従って時圓
的に変化する位相を有する信号を発生ぜしめる。

可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラについて
は、本出願人によるフランス国特許出願第２４７９６１
７号（ヨーロッパ特許用［ｉＥ　Ｐ−Ａ００３６６９Ｂ
　）に説明がされている。このエコー４ヤンセラは今日
まで良好に動作しているが、移相の追跡の精度及びエコ
ー信号が低レベルの場合の有効性について改善しなけれ
ばならないことが判明した。つまりかかる改善されたキ
ャンセラならば、データ伝送ユニットにおいてなされる
高速相互接続における新たな要求を満たす。

本発明の目的は、前述の種類であって従来技術のエコー
キャンセラを越える性能を示すエコーキャンセラを提供
するにある。

本考案の第１の特徴によれば、エコー４ヤンセラは、差
信号の直流成分を抑圧し、適応フィルタ及び移相手段の
１１１ｔｌを受けて講整滑を出力し、適応計算により動
作する抑圧回路からなることを特徴とする。

この第１の特徴によれば、エコーキャンセラの性能が改
善されるだけでなく、得られる調整量によって可変位相
エコー信号を打消すエコー４゛ヤンセラに通常付随する
線型エコーキャンセラの収束速度が促進される。

本発明の第２の特徴によれば、時点ｔ＋１において位相
見積もり手段が位相値φ（ｔ　４−１　＞を前回の値φ
（１）及び位相偏移Δ■（ｔ）に基いて形成してなる可
変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラは、移相手
段が位相偏移Δ■（ｔ）の積分Ａ＄（ｔ）を行なう積分
回路からなることを特徴とする。

これらの２つの特徴により、可変位相エコー信号を打消
すエコーキャンセラは、スイッチが入れられた時点から
急速に可変位相エコー信号の打消しを行なう一方ＣＣＩ
ＴＴ勧告Ｖ、３２の手続きに従うという良好な性能を有
する。

第１図は、可変位相エコー信号を発生するデータ伝送方
式のブロック図を例として示すものである。モデム１は
、端子（図示せず）からデータを受信する変調器３を有
する送信バス２と、館記端子にデータを供給する受信器
５を有する受信バス４とからなる。変調器３の出力と受
信器５の入力とは、ハイブリッド結合６く又は結合回路
）により、端子７で表わされるエデムの２線式アクセス
と結合される１、遠隔のモデム８は同一の索子〈図示せ
ず）からなり、端子９で表わされる２線式アクセスを有
する。これら２つのモデム１と８との間に接続がなされ
ると、送信バス２を送信された信号の・一部が、ハイブ
リッド結合６が不完全なこと及び／又は接続における信
号反則の結束■デム１の受信バス４に発生することがあ
る１、エコー信号と称されるこの不要信号は、２つのモ
デＬ＼の間の接続が完全に単〜の２線式伝送ラインで実
現されるなら送信信号と同一の周波数をイ（する。この
場合このエコー信号は位相が不変であって、線型エコー
信号と称される。しかし多くの場合、モデム間の距離が
長大になるとラインは１ＩＥｌｉス電流方式を用いる４
線伝送部分が設けられる。第１図に示される如く、この
部分は両端に２線接続を４線接続に変更するよう２つの
ハイブリッド結合１０及び１１を有する。−伝送方向の
バスの両端には、それぞれ搬送周波数で１及びｆ１′を
用いる変調器Ｍ１及び復調器Ｄ１が設けられる。伯伝送
方向のバスの両端には、それぞれ搬送周波数ｆ２及びｆ
２′を用いる変調器Ｍ２及び復調器Ｄ２が設けられる。

モデム１の変調器３が送信中は、エコー信号はその受信
バス４に現われるが、そのエコー信号は、ハイブリッド
結合１１が不完全であることに起因するもので、搬送電
流方式Ｍ＋　、Ｄ＋を一方向に、搬送電流方式Ｍ２．Ｄ
２を他方向に通過してきている。周波数ｔ’、　、　ｆ
、　’及びｆｚ。

ｆ２′が（ｆ＋　’　−ｆ＋　）＋　（「２　’　−ｆ
ｚ　）　−〇を満たすならばエコー信号は変調器３から
送信される信号と同一周波数を有し、不変位相つまり固
定位相の線型エコー信号が発生する。これに対し周波数
ｆｌ＋ｆｚ’及びｆｚ、ｆ２’が（ｆ＋　　−・ｆ＋　
）　−１−（ｆｚ　　−ｆ’２）≠Ｏを満たすならば、
エコー信号は、例えば数Ｈｚの周波数オフセットからの
影響を受け、その位相は時間とともに変動する。本発明
によるエコーキャンセラは、受信バス４で発生するかか
る可変位相信号を打消すようモデム１内に設けられる構
成である。

以下この受信バス４では線型エコー信号は、１口に等し
い一定の位相を有する可変位相信号と等価であるとする
。

第２図には、本発明によるエコーキャンセラ５０が示さ
れている。以下この１コーギヤンセラを、ＣＣＩＴＴ訪
告Ｖ、３２の枠組内で説明する１゜このエコーキャンセ
ラは、モデム１内で送（ｆ７バス２と受信バス４との間
に接続される３、端子５４及び５５においてデータは複
素形式でかつディジタル形式である。端子５４にはデー
タの実数部Ｒｅが現われ、端子５５には虚数部Ｉｍが現
われる。

第３図はデータが複素平面上で如何に配打されるかを示
す。第３図ａには１６の点Ａ１．・・・、Ａ１６が示さ
れている。これらの点の各々は、実数成分Ｒｅと虚数成
分（ｍで定められる。これらの成分は以下に示す表Ｉで
は点Ａ１．Ａ２．・・・、Ａ５と記されている。また表
工にはこれらの点の各々に付随する２進ワードが示され
ている。この２進ワードは、伝送されねばならないビッ
トからなる。第３図すは３２の点８１．・・・８３２が
ある他の分布を示す。以下の表■は、この後者の組の最
初の５つの点に関する。

表■ 表１ ディジタル形式にコード化されたこれらの成分Ｒｅ及び
Ｉｍの大きさは、複素数乗算器５８の第１のオペランド
人ｉＥＡに供給される。第２のオペランド入力には次の
通りの搬送信号Ｐが供給される。

Ｐ＝Ｐｏ　ｅＸｐ（ｊωｃｔ） Ｐ＝Ｐｏ　ｃｏｓωｃ　ｔ＋ｊＰｏ　５ｔｒｌωｃ　を
但し、ここでＰｏは振幅を表わし、ωＣはこの搬送信号
の角周波数を表わしく例えば２π、　１８００ｒｄ／ｓ
）、ｔは時間を表わし、ｊはｊ　２　＝　＝　１となる
数である。

変調器５８の出力ＳＲには、転送されるデータの実数部
ＤＲ（ｎ）及び虚数部ＤＩ（ｎ）が現われる。

乗算器５８の出力ＳＲはエコーキャンセラ５００Å力に
接続される。伝送される前に、データＤＲ（ｎ）及びＤ
Ｉ（ｎ＞は、ぞれぞれ２つのディジタル低域フィルタ６
ｏ及び６２によりＰ波される。ここでフィルタ６０は出
力５ＲＩＣおける数の実数成分用であり、フィルタ６２
は虚数成分用である。

加算器６４は、フィルタ６０及び６２から供給された数
を加算する。ディジタルアナログ変換器６６は、結合回
路６を介して端子７へ実際に伝送される信号を形成する
。結合回路６は、受信バス４にも接続されている。サン
プルアンドホールド回路７０は、結合回路６から入来す
る受信信号のアナログシンプルを出力する。各サンプル
は、キャンセラ５０により再構成されたエコー信号を除
去するようアナログ信号減算器７２を通される。

低域フィルタ７３は、減算器７２の出力にあるサンプル
信号の不連続性を除去する。フィルタ７３の出力の信号
ｅ１　（ｎ）は、実数部が端子７４に現われ虚数部が端
子７５に現われる伝送データを復元するのに用いられる
。つまり、信ｑｅ１（ｎ）はまず可変利得増幅器７７に
供給され、次いで増幅器７７の出力信号は、アナログデ
ィジタル変換器７８によりディジタル信号に変換される
。変換器７８からのディジタル信号は、増幅器７７の利
得制御に供給され、またこのディジタル信号の虚数部を
形成するヒルベルト変換器７９の入力に供給される。こ
の虚数成分及び変換器７８からの実数成分を供給される
復調器８０は、データを搬送信号の関数として端子７４
及び７５へ供給する。

複素数乗算器の形式である復調５８０は、複素数乗法の
規則に従って前記の実数成分及び虚数成分に信号Ｐｏ　
ｅＸｐ（Ｊωｃｔ）を乗算することで乗算器５８の演算
と逆の演ｎを行なう。

エコーキャンセラ５０の調節のため信号ｅ２（ｎ）７１
￥号ｅ１　（ｎ）から導かれ、アナログディジタル変換
器８２によりディジタル変換器８２によりディジタル信
号ｅ３　（ｎ）に変換される。

変換器７８及び８２は、・受信データ及び伝送データの
速度で動作する。

本実施例のエコーキャンセラ５０は、２つの部分９０及
び９２からなる。部分９０は、固定位相エコー信号、つ
まり、ハイブリッド結合（第１図）に起因し可変位相を
有さないエコー信号を打消し、部分９２は遠隔のハイブ
リッド結合１１に起因し可変位相を有するエコー信号を
打消す。

部分９０はトランスバーづルフィルタからなるが、部分
９２はトランスバーサル部分に加えて複素数乗Ｗ器から
なる移相回路９５からなる。部分９０及び９２のトラン
スバーサルフィルタは同一の遅延線１００を共用する。

遅延線１００の働きは、復調器５８の出力ＳＲに供給さ
れる期間Ｔ内の特定数の一連のデータを記憶することで
ある。部分９０で打消させるエコーは近くの障害に起因
するため、記憶時間は部分９２におけるよりもはるかに
短くなる。この遅延線周囲において、部分９０は、実数
部ＯＲ（ｎ）　、　ＤＲ（ｎ−１）　、−、ＤＲ（ｎ−
ｎＦ）及び虚数部ＤＩ　（ｎ＞、　ＤＩ　（ｎｌ　）　
、−、Ｄ　Ｉ　（ｎ−ｎＦ）で表わされる異なったデー
タに、第１の計鼻コニット　１５２が形成する第１の係
数の列ａ−０，ａ−１，・・・、ａ−ｎｆを乗尊する第
１の重み付はバンク１５０を右する。

第１の加算器１５５は、バンク１５０がら供給される結
果全てを合算し、見積られた固定位相〕エコー信号の複
製をその出力に出力する。

同様に部分９２は、実数部ＯＲ（ｎ−ｋ＞、［）Ｒ（ｎ
−に−１）　、−、ＤＲ（ｎ−に−ｎＶ＞及び虚数部Ｄ
　ｌ　＜ｎ−ｋ）　、　Ｄ　Ｉ　（ｎ−に−１＞　。

・・・、　ＤＩ　（ｎ−に−ｎｖ）で表わされる異なっ
たデータに、第２の３１算コニツト１６２が形成する第
２の係数の列Ｃ−０，０−１，−，Ｃ−ｎＶを乗算する
第２の重み付はバンク１６０を有する。第２の加算器１
６５は、バンク１６０から供給される結果を合算して移
相回路９５へ供給する。加算器２００は、部分９０中の
第１の加算器１５５の出力と部分９２中の移相回路９５
の出力とに現われる１コ一信号を固定位相の複製と可変
位相の複製とを加算する。加算器２００により加算され
た複製は、可変位相エコー信号及び固定位相エコー信号
を抑圧するよう変換器７４により変換される。第２の加
算器１６５の出力信号に行なわる移相を決定するために
、移相見積りユニット２２２と、ユニット２２２が形成
する位相角φ（ｎ）に基づいて移相回路９５の動作の必
要なｆｉｃｏｓφ（ｎ）及びＳｌｎφ（ｎ）を出力する
トランスコードユニット２２４からなる移相見積もり回
路２２０が設けられる。

かかるエコー信号の動作を改善するため本発明では次の
手段がとられる。

第１に、信号ｅ２　（ｎ）の直流成分を抑圧する抑圧回
路３００が設けられる。

第２に、位相偏移Δφ（ｎ）で動作する種類の位相見積
もりユニット２２２に対し、これらの位相偏移の積分回
路３１０が設けられる。

第３に、アナログディジタル変換器８２の入力とフィル
タ７３の出力との間に介装され一般には差信号に、特に
信号ｅ３　（ｎ）に応する利得を有する可変利得増幅器
３２０からなる自動利得制御回路が設けられる。

部分９２に設けられたこれらの手段は、部分９０に対し
ても有用である。従って本発明は固定位相エコー信号及
び可変位相エコー信号の両方を打消す、特に高速で効率
的なエコーキャンセラを提供する。部分９０及び９２で
用いられる誤差信号は、好ましくは変換器８２から供給
されるディジタル信号に応じて動作する直流成分を抑圧
する抑圧回路３００の出力である信号ｅ３　（ｎ）であ
る。

この信号は、部分９０及び９２の誤差信号人力３３０及
び３３２にそれぞれ供給される。

以下第２図に示される本発明のエコーキャンセラにつき
詳述する。

まず複素数乗算器５８の構造につき詳述する。。

本発明で用いられる他の複素数乗算器は同一の構造を有
する。第４図を参照するに、乗ｔ３器５８の出力ＳＲに
おける積の実数部は、乗算器４０２からの積を供給され
る（＋）入力と、乗算器４０４からの積を供給される（
−）入力とを有する減算器４００の出力に現われる。乗
算器４０２は、入力ＥＡ及びＥＢに現われる数の実数成
分の積をとる。乗算器４０４は、入力ＥＡ及びＥＢに現
われる虚数の成分の積をとる。出力ＳＲにおける積の虚
数部は、２つの乗算器４１２及び４１４からの積を供給
される２つの入力を有する加算器４１０の出力に現われ
る。

乗算器４１２は、入力ＥＡにおける信号の実数成分と入
力ＥＢにおける信号の虚数成分との積をとる。

乗算器４１４は、入力ＥＢにおける信号の実数成分と入
力ＥＡにおける信号の虚数成分との積をとる。

第５図は、計算ユニット１５２の一実施例を詳細に示す
図である。このユニットは、それぞれが係数ａ−１乃至
ａ−ｎｆの値を決定するｎｆｌｌの計算ユニットＵａ−
１乃至Ｕａ−ｎｆからなる。第５図中にはユニットＵａ
−１のみが詳細に示されているが他のユニットの構造は
これと同一である。

ａ−１のｉｆ　Ｉ［には、遅延線１００の入力に現われ
るデータＯＲ（ｎ）及びＤＩ（ｎ＞が必要である。

ａ−２の計算には、データＤＲ（ｎ＞及びＤＩ（ｎ）に
対してＪｆｌｆｆｌＴ遅延されたデータＯＲ（ｎｌ）及
びＤＩ（ｎ−１）が必要であり、以下同様にしてｎｆ＋
１個の係数に対して同様のことがいえる。データＤＩ（
ｎ）は後述するアルゴリズムに従って反転器５００によ
り符号反転され、次いでこの虚数部ＤＩ（ｎ）は乗算器
５０１により、入力３３０に供給される誤差信号ｅ３　
（ｎ）と乗算され、その積は乗算器５０５により定数α
と乗算される。次いでａ−１の虚数部を出すために乗算
器５０５の乗算結果は、加算器５０７により、レジスタ
５０９が保持する前回の結果に加算される。実数部ＤＲ
（ｎ）は乗算器５１１により値ｅ３（ｎ）を乗算され、
さらに乗算器５１５により値αを乗約され、そして加算
器５１７によって、レジスタ５０９と結合されるレジス
タ５１９が保持する前回の結果に加算される。ａ−１の
実数部は、加算器５１７の結果で与えられる。

第６図はユニット１６２の構造を示す。この素子は、各
々が係数Ｇ−ｌ乃至Ｃ−ｎＶの値の１つを決定する同一
構造のｎＶ個の計算ユニットＵＣ−１乃至Ｌｌｃ−ｎｖ
からなる。第６図中にはユニットＬｌｃ−１のみが詳細
に示されている。Ｃ−１を計算するには、打消そうとす
るエコーの遅延に対し期間ＫＴＮ延されたデータＤ　Ｉ
　（ｎ−ｋ）及びＤＲ（ｎ−ｋ）を用いる。Ｃ−２を計
算するには、ＤＩ（ｎ−ｋ）及びＤＲ（ｎ−ｋ）に対し
期間Ｔ遅延されたデータＤ　Ｉ　（ｎ−に−１）及び０
Ｒ（ｎ−に−１）が用いられ、以）ｎＶ−１個の他の計
数についても同様にされる。

データＤＩ（ｎ−ｋ）はまず反転器６００により符号反
転される。実数部がＯＲ（ｎ−ｋ）であり虚数部が反転
器６００の出力である複素数は、複素数乗算器６０２に
より、虚数部が乗算器６０３から得られ実数部が乗算器
６０４から得られる複素数と乗算される。乗算器６０３
及び６０４は、端子３３２に供給される信号ｅ３に、ト
ランスコードユニット２２４が出力する移相角ｓｉｎ及
びＣＯＳをそれぞれ乗算する。複素数乗算器６０２から
得られる結果の実数部は乗算器６１５により定数βが乗
算され、その後その結果は、加算器６１１により、レジ
スタ６１９が保持する前回の係数の値の実数部に加算さ
れる。同様にして１乗算器６０２による積のＩＲ数部に
は、乗算器６２５により定数βが乗算される。乗算器６
２５の結果は、加算器６２７により、レジスタ６１９に
結合されるレジスタ６２９が保持する値Ｃ−１の虚数部
に加算される。係数Ｇ−１の実数部は、加算器６１７の
出力から引出され、虚数部は加算器６２７の出力から引
出される。

直流成分を抑圧する回路３００は、変換器８２の出力に
接続される減算器６５０から形成される。変換器８２の
出力における量は、乗算器６５２によりｐ（１であるＩ
ｐを乗算される。この乗算器からの結果は、加算器６５
４の入力に供給される。加算器６５４の他方の入力には
、素子６５４の入力に接続されて遅延Ｔを起こさせしめ
る遅延素子６５８の出力である数に１−ｐを乗算する乗
算器６５６からの出力が供給される。素子６５４の出力
である数は、減算器６５０の（−）入力に供給されて、
変換器８２から（＋）入力に供給される信号の直流成分
を除去せしめる。

第７図は移相見積もり回路２２０を詳細に示す図である
。この回路は、差信号ｅ３　（ｎ）を供給される入力と
、乗算器９５の演算結果の虚数部を供給さる入力とを有
する。これら２つの量は、乗算器７００により互いに乗
算される。乗算器１００からの積は、位相φ（ｎ）及び
その変動Δｔ（ｎ）に関する２つの計剪支部７０１及び
７０２により用いられる。

乗算器７００の演紳結果は支部７０１内において、乗算
器７０５に供給され、マルチプレクサ７０１由来の数γ
１．γ２及びγ３の１つを乗算される。次に乗算器１０
５の結果は、反転器１１１により反転される。加算器７
１３は、反転器７１１の出力である数を、支部１０２か
らの数に加評する。加算器７１５は、加算器１１３の出
力である数を、その加算器７１５の出力結果を記憶する
レジスタ１１７が保持している△ 前回の位相φ（ｎ−１＞に加算する。トランスコード素
子２２４は、コード変換に加算器７１５の出力で見積ら
れる位相φ（ｎ）に基づいて演Ｂｃｏｓ、へ φ（ｎ）及びｓｉｎφ（ｎ）を行なう。

また乗算器１００の演算結果は、支部１０２内において
、乗算器７１８に供給されてマルチプレクサ１９の由来
の数δ１．δ２及びδ３の１つを乗算される。次に乗算
器７１８の結果は、反転器７２１により反転される。加
算器７２５は、反転器７２１の出力である数を、加算器
の出力結果を記憶するレジスタ１２１が保持している△
φ（ｎ−１）であるか積分回路３１０からの△φである
前回の移相へ加算する。この選択はスイッチ１５０の位
置により決定される。

積分回路３１０は、レジスタ７２７が保持する位相偏移
△φ（ｎ−１）にｍ　（ｍ＜　１　）を乗すする乗算器
７６０からなる。加算器７６２は、この乗算器７６０の
結果を乗算器γ６４の結果に加算する。＠算器７６４は
、加算器７６２の出力である数を記憶するレジスタ７６
６が保持している数にｌ−ｍを乗算する。加算器７６２
の出力が、積分回路３１０の出力となる。

第８図は、マルチプレクサ７０７及び１１９とスイッチ
７５０が動作する態様を示す。第８図においては、マル
チプレクリの出力における値が、値δ１゜γ１から値δ
２．γ２へ、及びδ２．γ２から値δ３．γ３へと移る
際に積分回路３１０からの量△φが見積もりユニット２
２２に対する初期値として用いられることが考慮に入れ
られている。

本発明は、特に部分９０とは独立して部分９２（第２図
）で行なわれる４算についての以下の理論的考察に基づ
いている。

時点ｎを考えると、この時点ではサンプルアンドホール
ド回路７０のレベルにおける可変位相エコー信号ε（ｎ
）は次のように表わされる。

エコーバスのインパルス応答の要集は、これらのＮ個の
サンプルに対応する。、このインパルス応つ 答を表わすベクトルｈは次の通りに書ける。

ｑ・０（１） ベクトル記法を用いると、これらＮサンプルはり ベクトルＤ　（ｎ）の成分と考えられて、次の通りにな
る。

次の通りになる。

’８　　（ｎ）　　づＤ（ｎ）　　、　　Ｄ（ｎ−１）
　　、−Ｄ　　（ｎ−Ｎ＋１）］従って式（１）は次に
ようになる。

■ 才を素子１６２により計算される係数のベクトル、→へ 相互作用的な手続により値Ｃ及びφを調整することでｅ
（ｎ＞（より多くの場合その平均平プＪ（直）を最小に
しうろことが示される。

この手続は次の通りに表わされる。

ｃ　（ｎ＋１）　＝＝　ｃ　（ｎ）＋β、　ｅ（ｎ）、
Ｄ　　（ｎ）ｅｘａ［ｊφ（ｎ）１ ■ とすると、見積もられるエコーεは次のように表わされ
る。

ε（ｎ）　＝Ｒｅ　［”？）　（ｎ）　、　ｃ　（ｎ）
　、　ｅｘｐ［ｊ　’３（ｎ）］］■ 減算器７２の出力に残る信号ｅ（ｎ）は次の通りである
。

ｅ（ｎ）＝ε（ｎ）−ε（ｎ）　　　　　　　　　　　
（Ａ）ε（ｎ）　＝Ｒｅ［ｔｌ！１（ｎ）、（ｈ（ｎ）
、ｅＸＩ）（ｊφ（ｎ）］−１ｔｎ）、　ｅｘｐ（ｊ　
６（ｎｏ）１’　（４ｂｉｓ） の 但しＤ”　（ｎ）　−ＤＲ（ｎ）　−ｊ　Ｄ　Ｉ（ｎ）
　テある１゜位相の４算は、王の全期間かかる係数の５
１算より高速であるのは明らかであるから、これを示す
ために文字ｎの代わりに文字ｋを用いた。式（６）の／
＼ 位相φ（ｋ）は、時点ｎに最も近い時点にで考えられて
いる。

ユニット１５２は次の演算を行なう。

ａ（ｎ＋１）−奮（ｎ）＋α、　ｅ（ｎ）　、　ｔ”　
（ｎ）　　■次ｆ３）及びのから２次の位相υ１ｎが問
題となっていることが分る。従ってこの種のループを演
算の説明のためのモデルとして用いる。以下の説明をよ
りよく理解するためには、プ［１シーデイングズオブ　
ジ　ＩＥＥＥ、第６９巻第４号、１９８１年４月４１０
頁乃至４３１頁のウィリアム　Ｃ，リンゼイ他により記
事「ア　サーベイ　オブ　ディジタルフェーズドロラク
トループ」を参照されたい。

このループにおいて位相φ（ｋ）からループ人力におい
て現われる位相誤差ｅψ（ｋ）と表わし、ｅψ（ｋ）と
φ（ｋ）との７変換をそれぞれＥ（Ｚ）とｖ（７）で表
わすと、雑音等の擾乱のない場合Ｅ（Ｚ）は’Ｕ　（Ｚ
）より次の式で導かれる（リンビイの記事の式４−５に
対応）。

Ｅ　（Ｚ）＝　［１−Ｈ（Ｚ）］’ｌ’　（Ｚ）但し、
ここでＨはループのフィルタリング圓数である。動作す
る２次ループは応答としてＨ（Ｚ）を有するからＡ及び
Ｂを定数値として次の式が成り立つ。

（Ｚ−Ａ）７　　＋８’ 次の差分方程式が得られる。

ｅψ（ｋ）−２Ａ　ｅψ（ｋ−１）＋（＾２　十８２　
）　６ψ（ｋ−２）＝φ（ｋ）−２φ（ｋ−１）十φ（
ｋ−２）その初期条件は次の通りである。

ｅψ（−１＞−ｅψ（−・２）＝０ パラメータＡ及びＢは、２次制御ループの固有周波数ω
１及び減衰率こと次の関係がある。

Ａ＝ｅｘｐ（−ζ（ｃ）　ＴＩ　Ｔ　）　、Ｃ０３（ω
ｑ°ｒｍコ′）Ｂ　＝＝　ｅＸＩ）（−ζＱ）＊　Ｔ　
）　、　５ｔｎ（ωｖ　Ｔ　（Ｔ”Ｃ”　）この結果Ｈ
＜ｐ）、ｐ＝ｊωに対して次の通りになる。

ｐ２　＋２ζωｎ、ｐ＋ωＴ１２ かかるループの振舞いを表現するために、時点に＝０に
おけるＱ０ｒａｄ／ｓｅｃの角周波数変動の位相制御を
、ω（ｎ）＝φ（ｎ）−φ（ｎ−１）として初期条件ｅ
ψ（０）＝、Ｏ，ω（０）＝Ｏで考えることにより単純
化する。

リンビイの記事（表■参照）は、これらの条件では位相
誤差ｅψ（ｋ）はｕ−ｔにＪ’　［Ｂ／Ａ］として次の
式で表わされる。

この位相誤差ｅψ（ｋ）に対応して周波数誤差△ωは次
の通りになる。

θｋ ωＴＩ−ｒ　（ＣＦて””　、　ｃｏｓｋμｍζ、５ｉ
ｎｋμ）これらの式ではＭｅ等の擾乱が考慮されていな
いことに注意されたい。

本発明による第１の手段は、υシブラフ０及び変換器か
ら離れた回路から入来する直流成分を除去する。実際回
路８２で測定される値ｅ（ｎ）が、Δを直流成分：　Ｉ
ｔ　ｅ　ＩＩをｅ　（ｎ）の平均型プノ値として △ ｐｂ＝ Ｉｆ　ｅ　ＩＩ で表わされる確率で誤まった符号を有しうろことが考慮
に入れられている。

ｅ（ｎ）の符号の誤まり毎に式■、（６）及び■の計算
に誤まりが生じる。

単一の線型エコー信号と単一の線型１：１−　ｔ　ｔｙ
ンセラしかない場合には、△はランダム惟音信号とみな
しえ、エコーキャンセラの収束が良好であるのに必要と
なるのは次の通りである１゜Ｂを低減すること。

一高域Ｐ波を行なうこと。

コレら２つの方法は従来用いられてきている。

高域２波は比較的単純な性格を有する。

一方位粗制御回路ではその存在は、制御Ｉｌ調整におい
て直流成分に比例しエコー信号の平均レベルに反比例す
る誤差により表わされる。

この直流成分の誤差信号に対する比は、それ自体は訂正
されうる制御回路なしに出てくる。これらの条件におい
て、残りのオフセットの量△ωｌａＸで収束するには、
Ａを比例係数とし、Ｎを方式制御に用いられるサンプル
の数とじて△ である必要がある。

従って前記の制約と両立する性能（例えば７０出の減衰
）を有する高域フィルタは、構成がｌｉ雑になり、計算
負荷又は特別の回路が余分に付は加わることになる。

このオフセットを訂正するため、制御方式の入力におけ
る直流成分を適応的に訂正する回路３００が設けられて
いる。回路３００は、△なくすための墨Ｏｆ　ｆｓｅ　
ｔを発生する。

直流成分を適応的に除去するため、回路は次の但し、こ
こでｐは１より小さい定数値、Ｑｆｒｓｅｔ（ｎ）は時
点ｎにおけるｆｈ　Ｏｆｆ５ｅｔの値、及びｃ２（ｎ）
はアナログディジタル変換器８２の人力で・の信号であ
る。この回路の構成は非常に単純であり非常に良好な性
能を示す。これにより△は低減する。この場合 ａＮ△ωｍａｘ　Ｔ　Ｉｆ　ｅ　Ｉｆ　＞△が成り立ち
、その結果△ω□８ｘが低減する、。

制御回路が追跡しうる最高周波数については、前記の式
から出発してリンビイは、 ｅψ（ｋ）＝、Ｑ。Ｔ　、　５ｉｎｋＬａ　２　ｑ　８
２　ｋ；μ＝ωｎＴ、ｆｌコ２ であることを示している。

ｅψ（ｋ）＜πであって制御回路がロックしうるのが望
ましい。５ｉｎ（ｋμ）　＝ｓｉｎ（π／２）　−１４
７）？！：きｅψ（ｋ）が最大値を有するとすると、ｋ
に対して次の値が得られる。

このに′の値に対し、 あるいはｅψ（ｋ’）＝πに対し、 である。

従って１１３１１１１回路が訂正しうる最大値ＱｏＩｌ
ａｘは次の通りである。

小さい値のωｎ王に対してはＢはωｎに比例するから、
ＱＩ、ｌａＸはループの固有周波数であるωｎに比例す
る、つまり微細収束（ωｎの量は小さい）少さいＱｏを
通る。

最大許容周波数偏移の値は大きい方が望ましい。

この目的のため、第１の期間で大きいＱＯに収束するよ
うにし、次いで第１の収束が終端で１ｑられる特定の期
間後に伝送の特性的特徴に応じて固定される限界値内で
収束がなされるように第２の期間内で定数を制御するよ
うに制御調整の利得を変化ゼしめるようにする構成が設
けられている。ざらにその構成により、全二重伝送が可
能となろう所望の値ＱｏｌａＸから値Ｑ　ｎ＋ａｘまで
徐々に移るように数回の一連の切換え動作が行なえる３
、従って大なる利得では５Ｈｚの周波数オフセットが追
跡でき、小なる１１得では１　／　１０００Ｈｚより良
好なオフセットが得られる。

本方法によれば、潜在的能力については位相制御の正し
い収束が可能であるが、切換え動性間の各段階の一連の
収束期間については良好であって、良好な収束が外的に
設定された期間外でのみ可能となる危険性がある。

この欠点を除去するため制御に非臨竹利得（ζ＜　１　
／Ｊｅ　＞が設（プられて、周波数オフセットの実効値
付近でより高速な収束が起こるようにされる。しかしこ
のより高速な収束は、ζが小さいと振幅が大きくなる減
衰振動の形状をとり始めるという事実と対立する。この
欠点は第９図に表わされている。

従って本発明は、周波数の瞬時値が、公称値付近の振動
の周期に略等しい期間積分されるという方法をとる。こ
の場合、オフセット値近傍の収束速度の改善はこの値近
傍のうなりを伴なうので、１つのうなりに等しい期間に
ついての瞬時値Δφにの平均が、瞬時値へφにの代わり
とされるため、臨界的減衰に基づく収束と等価である収
束がはるかに短時間に得られる。このことは、Δφ△ の変動がΔφの変動よりも頻繁に０にはるかに近付くこ
とを示す第９図から分かる。従ってΔφを利得変化の初
期値とするならば平均して収束時間は短縮される。

この構成によれば、位相制御回路の雑音感受性が低下す
る。

本発明の第３の改善として、エコー信号のレベルが低い
場合、特に変換器の分解自が制限されている時に制御回
路を動作せしめるようにするという方法がとられる。

この目的のため第２図においては、増幅器３２０の利得
を調整することで残留エコー信号を適応的に増幅する構
成が挿入される。この増幅の効果は、エコー信号のサン
プリング中に非常に小さい値についての精度に関する。

実際、非常に低いレベルの信号が受信されると、信号が
アナログディジタル変換器８２０間値以下になり、この
変換器８２が出力する値がピ０１つまりエネルギーを検
出しなかったことになる可能性があきらかに生じる。エ
コーキャンセラの動作については、制御回路の良好な収
束を確保するにはこの変換器８２が符号検出器として動
作するだけで足りる。従って、アナログディジタル変ｌ
！ｉＩｉ器８２の入力における残留エコー信号ＯＲが、
変換器８２の出力値がゼロにならないよう特定の最小値
ｅ　ｓｉｎより小さくない場合には符号検出の問題とな
る。変換器８２がエネルギーを検出しない確率はｐｂ　
（ｅｓ　＜ｅｇ＋ｉｎ　）と表わされる。

この値ｅ　ｌｌ１ｎから、収束した１コーキヤンセラ及
び位相制御回路が符号検出を開始しない角度誤差θが得
られる。つまりθはｅ　（ｎ）が変換器８２の検出閾値
より僅かに小さくなるε（ｎ）の角度誤差である。

変換器８２の出力において、θは次のようにして表わさ
れる（式■、　　（４ｂｉｓ）、　（６）及び■参照）
。

ε（ｎ）＝Ｒｃ［ｔＤ（ｎ）、ｆ（ｎ）、ｅｘｐ（ｊφ
（ｎ）＋　ｊφ）］＝Ｒｅ［ｔｆ（ｎ）、Ｔ（ｎ）、ｃ
Ｘｐ（ｊφ（ｎ））］従ってθは変換器の精度及びエコ
ー信号のレベルの関数であって、それから ｅ　（ｎ）・−ε（ｎ）−ε（ｎ） ＝Ｒｅｔ　”　Ｔ（ｎ）、イ（ｎ）、ｅｘｌ）（ｊφ（
ｎ）＋ｊ　Ｏ）−ｃ（ｎ）、ｅｘｐ（ｊφ（ｎ）））］
が得られ、収束の柊わりにエコーキャンセラの線型部が
正しく収束する場合、つまりＮを全収束期間中のサンプ
ルの数としてｎ＝Ｎに対し、暑（。）＝７（ｎ　）　、
。（。）−０である場合には、ｅ　（ｎ）に対する前回
の式から次の式を導くことかできる。

ある程度の近似を認めることで値θ／Ｎに等しい期間Ｔ
毎の角度誤差を △φ（Ｎ）＝△φ（Ｎ）（θ／Ｎ。

のように評価できる。この誤差θ／Ｈには周波数誤差θ
／（ＮＴ）が対応する。これから良好な収束を得るには θ／（訂、）〈Δωｌ１ｌａ× とするのが望ましい。

つまり、収束時間（ＮＴ＞を犠牲にせずにΔωｌａＸを
低減するには、θつまり変換器８２がエネルギーを検出
しない確率Ｄｂ　（ｅＲ＜ａｍｉｎ　）を低減すればよ
い。

ＯＲが小であるならば、適応利得があることで適用され
た利得に比例してｅ　ｗｉｎが低減され、従って収束の
終端におけるΔωｍａｘが低減される。

【図面の簡単な説明】

第１図は可変位相エコー信号を発生する伝送方式の図、
第２図は固定位相エコー信号用Ｔ」−キャンセラと組み
合わせられる本発明による可変位相エコー信号用エコー
キャンセラの図、第３図ａは本発明によるエコーキャン
セラにより処理されるデータの復木平面での第１の信号
配置の図、第３図すは可能な別の信号配ｌの図、第４図
は本発明によるキャンセラで用いられる復木数の乗算器
の詳細な図、第５図は固定位相エコーキャンセラの係教
訓１コニットの詳細な図、第６図は可変位相エコー１ヤ
ンセラの係数計算ユニットの詳細な図、第７図は位相見
積もりコニットの構成の訂細な図、第８図は位相見積も
りユニットの利得値の変化を時間の関数として表わす図
、第９図は位相偏移及びその積分値の推移を示す図であ
る。 １．８・・・王デム、２・・・送信バス、３・・・変調
器、４・・・受信バス、５・・・受信器、６，１０．１
１・・・ハイブリッド結合、７．９．５４．５５，７４
．７５・・・端子、５０・・・エコーキャンセラ、５８
．８０゜６０２・・・復集数乗算器、６０．６２．７３
・・・フィルタ、６４．　１５５．　１６５．　２００
．　４１０．　５０７．　５１７゜６１７、　６２７．
　６５４．　７１３．　７１５．　７２５．　７６２・
・・加算器、６６・・・ディジタルアナログ変換器、７
０・・・サンプルアンドホールド回路、７２　、　’７
７　、　４００゜６５０・・・減算器、７８．８２・・
・アナログディジタル変換器、７９・・・ヒルベルト変
換器、９５・・・移相回路、１００・・・遅延線、１５
０．　１６０・・・バンク、１５２゜１６２・・・計算
ユニット、２２０・・・移相見積もり回路、２２２・・
・位相見積もりコニット、２２４・・・トランスコード
ユニット、３００・・・抑圧回路、３１０・・・積分回
路、３２０・・・自動利得制御回路、３３０．　３３２
・・・誤差信号入力、４０２．　４０４．　４１２．　
４１４．　５０１．　５０５゜５１１、　５１５．　６
０３．　６０４．　６１５．　６２５．　６５２゜６５
６、　７００．　７０５．　７１８．　７６０．　７６
４・・・乗算器、５００、　６００．　７１１．　７２
１・・・反転器、５０９．　５１９゜６１９、　６２９
．　７１７．　７２７．　７６６・・・レジスタ、６５
８・・・遅延集子、７０７．　７１９・・・マルチプレ
クサ、１５０・・・スイッチ。 ＦＩＧ、　１ Ｆ旧、６ ｊｌ ｎコ Ｕコ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）結合回路により双方向バスに結合される２つの一
   方向送信バスと受信バスとの間に接続され、エコー信号
   の複製を形成する移相手段と協働する適応フィルタと、
   受信バスに挿入されエコー信号とその複製との差信号を
   出力する減算器とからなるエコーキャンセラであって、
   差信号の直流成分を抑圧し、適応フィルタ及び移相手段
   の制御を受けて調整量を出力し、適応計算により動作す
   る抑圧回路からなることを特徴とする可変位相エコー信
   号を打消すエコーキャンセラ。
2. （２）時点ｔ＋１において位相見積もり手段が位相値■
   （ｔ＋１）を前回の値■（ｔ）及び位相偏移Δ■（ｔ）
   に基づいて形成するエコーキャンセラであつて、移相手
   段が位相偏移Δ■（ｔ）の積分＠Δφ＠（ｔ）を行なう
   積分回路からなることを特徴とする請求項１記載の可変
   位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。
3. （３）使用者に伝送データが供給されるよう受信バスに
   アナログディジタル変換器が設けられるエコーキャンセ
   ラであって、変換器の入力側に設けられ利得が前記差信
   号に依存する可変利得増幅器からなる自動利得制御回路
   からなることを特徴とする請求項１又は２に記載の可変
   位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。
4. （４）直流成分抑圧回路は、ｐを１より小さい定数値（
   ｐ≪１）、ｅ（ｎ）を差信号、Ｏｆｆｓｅｔ（ｔ）を時
   点ｔで得られる信号の値、Ｏｆｆｓｅｔ（ｔ−１）を前
   記信号の直流成分の前回の値として Ｏｆｆｓｅｔ（ｔ）＝（１−ｐ）．Ｏｆｆｓｅｔ（ｔ−
   １）＋ｐ．ｅ（ｎ）となるオフセット信号より直流成分
   を抑圧するよう構成されることを特徴とする請求項１乃
   至３のいずれか一項記載の可変位相エコー信号を打消す
   エコーキャンセラ。
5. （５）積分回路は、ｍを１より小なる定数値（ｍ＜１）
   、＠Δφ＠（ｔ）を時点ｔにおける位相偏移積分値、Δ
   ■（ｔ−１）を位相偏移の前回の値、＠Δφ＠（ｔ−２
   ）を前々回の位相偏移積分値として、 ＠Δφ＠（ｔ）＝ｍ．Δ■（ｔ−１）＋（１−ｍ）．＠
   Δφ＠（ｔ−２）という演算を行なうよう構成されるこ
   とを特徴する請求項２乃至４のいずれか一項記載の可変
   位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。
6. （６）ｆ（ｅ、■）及びｆ′（ｅ、■）を差信号ｅ及び
   エコー信号の複製■の関数として、 ■（ｔ＋１）＝Δ■（ｔ）−γ．ｆ（ｅ、■）＋Δ■（
   ｔ） ■（ｔ＋１）＝Δ■（ｔ）−δ．ｆ′（ｅ、■）の種類
   の演算を行なう手段を有する位相見積もりユニットから
   なるエコーキャンセラであって、見積もりユニットには
   値γ及びδを変更するスイッチと、これらの変更中Δ■
   （ｔ）の代わりに値＠Δφ＠（ｔ）を供給する回路とが
   設けられることを特徴とする請求項５記載の可変位相エ
   コー信号を打消すエコーキャンセラ。
7. （７）前記の差信号に基づいて調整される固定位相エコ
   ー打消し部を有することを特徴とする請求項１乃至６の
   いずれか一項記載の可変位相エコー信号を打消すエコー
   キャンセラ。