JPH02101509A - 直流電源回路 - Google Patents
直流電源回路Info
- Publication number
- JPH02101509A JPH02101509A JP25428388A JP25428388A JPH02101509A JP H02101509 A JPH02101509 A JP H02101509A JP 25428388 A JP25428388 A JP 25428388A JP 25428388 A JP25428388 A JP 25428388A JP H02101509 A JPH02101509 A JP H02101509A
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- Japan
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- voltage
- input
- series regulator
- terminal
- output
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- Pending
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- 238000013021 overheating Methods 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、ディジタル電子回路などに動作用の安定化直
流電圧を供給する直流電源回路に関するものである。
流電圧を供給する直流電源回路に関するものである。
(従来の技術)
ディジタル電子回路などに安定化直流電圧を供給するた
めの直流電源回路として、集積回路(IC)から成るシ
リーズレギュレータが汎用されている。このシリーズレ
ギュレータの最も基本的な構成は、第3図に例示するよ
うに、入力端子と出力端子のそれぞれに接続された主電
極と入出力側に共通の接地電位に定電圧ダイオードを介
して接続される制御電極とを有するトランジスタから構
成されている。このシリーズレギュレータは、入力端子
、出力端子及び共通の接地用端子を有することがら三端
子レギュレータとも称されている。
めの直流電源回路として、集積回路(IC)から成るシ
リーズレギュレータが汎用されている。このシリーズレ
ギュレータの最も基本的な構成は、第3図に例示するよ
うに、入力端子と出力端子のそれぞれに接続された主電
極と入出力側に共通の接地電位に定電圧ダイオードを介
して接続される制御電極とを有するトランジスタから構
成されている。このシリーズレギュレータは、入力端子
、出力端子及び共通の接地用端子を有することがら三端
子レギュレータとも称されている。
(発明が解決しようとする課題)
第3図に示したシリーズレギュレータでは、安定化対象
の入力電圧Viと安定化後の出力電圧■0との差ΔV
(=Vi−Vo)と、負荷電流1゜との積ΔW(−ΔV
x I o)で与えられる大きさの電力損失が生ずる。
の入力電圧Viと安定化後の出力電圧■0との差ΔV
(=Vi−Vo)と、負荷電流1゜との積ΔW(−ΔV
x I o)で与えられる大きさの電力損失が生ずる。
車両制御用のディジタル回路に安定化直流電力を供給す
る直流電源回路などでは、安定化対象の入力電圧Viが
蓄電池の充放電状態や発電機の動作状態などに応じて2
倍以上もの大きな範囲でばらつく。このため、入力電圧
の上昇時にはシリーズレギュレータで生ずる電力損失が
過大になり、これをICで構成した場合過熱による故障
が発生しやすくなるという問題がある。
る直流電源回路などでは、安定化対象の入力電圧Viが
蓄電池の充放電状態や発電機の動作状態などに応じて2
倍以上もの大きな範囲でばらつく。このため、入力電圧
の上昇時にはシリーズレギュレータで生ずる電力損失が
過大になり、これをICで構成した場合過熱による故障
が発生しやすくなるという問題がある。
トランスを利用する入出力絶縁型ではそのような電力損
失や発熱の問題は生じないが、この型ではトランスなど
の部品によって設置スペースと価格がかさむという問題
がある。
失や発熱の問題は生じないが、この型ではトランスなど
の部品によって設置スペースと価格がかさむという問題
がある。
(課題を解決するための手段)
本発明の直流電源回路は、集積回路で構成されIC入力
端子、接地端子及び安定化電圧の出力端子に接続される
IC出力端子を有するシリーズレギュレータと、このシ
リーズレギュレータのIC入力端子と安定化対象の入力
端子との間に接続されるスイッチングレギュレータと、
上記シリーズレギュレータのIC入力端子とrc出力端
子の電圧値に対応する電圧値を比較し前者が後者を越え
るとスイッチングレギュレータ内のスイッチング素子を
非導通状態にする制御電圧を出力する電圧比較回路と、
入力端子に出現する安定化対象の直流電圧の立上がりに
伴い導通し出力端子に出現する安定化直流電圧の立上が
りに伴い非導通状態となることによりスイッチングレギ
ュレータ内のスイッチング素子を始動時だけ電圧比較回
路の出力とは無関係に導通させる始動制御回路とを備え
、ICのシリーズレギュレータへの入力電圧の上限値を
制限することによりその電力損失を低減するように構成
されている。
端子、接地端子及び安定化電圧の出力端子に接続される
IC出力端子を有するシリーズレギュレータと、このシ
リーズレギュレータのIC入力端子と安定化対象の入力
端子との間に接続されるスイッチングレギュレータと、
上記シリーズレギュレータのIC入力端子とrc出力端
子の電圧値に対応する電圧値を比較し前者が後者を越え
るとスイッチングレギュレータ内のスイッチング素子を
非導通状態にする制御電圧を出力する電圧比較回路と、
入力端子に出現する安定化対象の直流電圧の立上がりに
伴い導通し出力端子に出現する安定化直流電圧の立上が
りに伴い非導通状態となることによりスイッチングレギ
ュレータ内のスイッチング素子を始動時だけ電圧比較回
路の出力とは無関係に導通させる始動制御回路とを備え
、ICのシリーズレギュレータへの入力電圧の上限値を
制限することによりその電力損失を低減するように構成
されている。
以下、本発明の作用を実施例と共に詳細に説明する。
(実施例)
第1図は、本発明の一実施例に係わる直流電源回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
第1図中、ICは集積回路で構成されるシリーズレギュ
レータであり、入力端子in、接地端子g及び出力端子
Outの三端子を有している。このシリーズレギュレー
タの出力端子outは、コンデンサC2で構成される平
滑化回路を介して安定化電圧の出力端子OUTに接続さ
れている。このシリーズレギュレータICの入力端子i
nと、安定化対象の直流電圧V、が供給される入力端子
INとの間には、スイッチングトランジスタQI Nダ
イオードD、コイルし及びコンデンサ0皿で構成される
スイッチングレギュレータSRが接続されている。
レータであり、入力端子in、接地端子g及び出力端子
Outの三端子を有している。このシリーズレギュレー
タの出力端子outは、コンデンサC2で構成される平
滑化回路を介して安定化電圧の出力端子OUTに接続さ
れている。このシリーズレギュレータICの入力端子i
nと、安定化対象の直流電圧V、が供給される入力端子
INとの間には、スイッチングトランジスタQI Nダ
イオードD、コイルし及びコンデンサ0皿で構成される
スイッチングレギュレータSRが接続されている。
シリーズレギュレータICの入力端子に供給される電圧
Viは、抵抗器R7とR2で分圧されて比較電圧Vcm
pとなり、比較回路CMPの一方の入力端子に供給され
る。これに対して、シリーズレギュレータICから出力
される安定化電圧V。
Viは、抵抗器R7とR2で分圧されて比較電圧Vcm
pとなり、比較回路CMPの一方の入力端子に供給され
る。これに対して、シリーズレギュレータICから出力
される安定化電圧V。
は、抵抗器R3とR4で分圧されて基準電圧Vrefと
なり、比較回路CMPの他方の入力端子に供給される。
なり、比較回路CMPの他方の入力端子に供給される。
比較回路CMPは、各入力端子の電圧値の大小関係に応
じてハイ又はローの二値電圧Vcを出力する。この二値
電圧Vcは、スイッチングレギュレータSR内のスイッ
チングトランジスタQ、のベース端子に供給され、この
スイッチングトランジスタの導通状態を制御する。
じてハイ又はローの二値電圧Vcを出力する。この二値
電圧Vcは、スイッチングレギュレータSR内のスイッ
チングトランジスタQ、のベース端子に供給され、この
スイッチングトランジスタの導通状態を制御する。
トランジスタQ2とQ、は始動制御回路STを構成して
いる。このトランジスタQtは、そのコレクタ端子が抵
抗器R6を介してスイッチングレギュレータSR内のス
イッチングトランジスタQ。
いる。このトランジスタQtは、そのコレクタ端子が抵
抗器R6を介してスイッチングレギュレータSR内のス
イッチングトランジスタQ。
のベース端子に接続されると共にそのエミッタ端子が接
地され、そのベース端子は入力端子IN上に出現する安
定化対象の電圧■1に対応する値の始動制御電圧Vsを
受ける。また、トランジスタQ3は、そのコレクタ端子
がトランジスタQ2のベース端子に接続されると共にそ
のエミッタ端子が接地され、そのベース端子はツェナー
ダイオードZDを介して出力端子OUT上に出現する安
定化電圧Voを受ける。
地され、そのベース端子は入力端子IN上に出現する安
定化対象の電圧■1に対応する値の始動制御電圧Vsを
受ける。また、トランジスタQ3は、そのコレクタ端子
がトランジスタQ2のベース端子に接続されると共にそ
のエミッタ端子が接地され、そのベース端子はツェナー
ダイオードZDを介して出力端子OUT上に出現する安
定化電圧Voを受ける。
第2図の波形図に例示するように、入力端子INの前段
に設置されるスイッチ(図示せず)の投入などに伴い、
入力端子INに供給される安定化対象の入力電圧v1が
立上がったものとする。
に設置されるスイッチ(図示せず)の投入などに伴い、
入力端子INに供給される安定化対象の入力電圧v1が
立上がったものとする。
この入力電圧■1の立上がりに伴い、始動制御回路のト
ランジスタQ2のベース端子に供給される始動制御電圧
Vsが立上り、トランジスタQ2が導通する。これに伴
いスイッチングレギュレータSR内のスイッチングトラ
ンジスタQ、が導通し、これより少し遅れてシリーズレ
ギュレータICの入力端子inへの入力電圧Viが立上
がる。
ランジスタQ2のベース端子に供給される始動制御電圧
Vsが立上り、トランジスタQ2が導通する。これに伴
いスイッチングレギュレータSR内のスイッチングトラ
ンジスタQ、が導通し、これより少し遅れてシリーズレ
ギュレータICの入力端子inへの入力電圧Viが立上
がる。
この入力電圧Viの立上がりに伴い、シリーズレギュレ
ータの出力端子outから出力端子OUTに出力される
安定化電圧Voが立上がる。これに伴い、始動制御回路
ST内のトランジスタQ、が導通して始動制御電圧Vs
がローに立下がり、トランジスタQ2がオフになる。こ
の結果、スイッチングトランジスタQ、の以後の導通状
態は、比較回路CMPからの二値出力Vcのハイ/ロー
によって決定される。
ータの出力端子outから出力端子OUTに出力される
安定化電圧Voが立上がる。これに伴い、始動制御回路
ST内のトランジスタQ、が導通して始動制御電圧Vs
がローに立下がり、トランジスタQ2がオフになる。こ
の結果、スイッチングトランジスタQ、の以後の導通状
態は、比較回路CMPからの二値出力Vcのハイ/ロー
によって決定される。
入力電圧■1が第2図のαで例示するような低い範囲に
あれば、比較回路CMPの一方の入力端子に供給される
比較電圧V c m pが他方の入力端子に供給される
基準電圧Vref未満となり、比較回路CMPからのロ
ー出力電圧VcによってスイッチングレギュレータSR
内のスイッチングトランジスタQ1の導通状態が持続さ
れる。
あれば、比較回路CMPの一方の入力端子に供給される
比較電圧V c m pが他方の入力端子に供給される
基準電圧Vref未満となり、比較回路CMPからのロ
ー出力電圧VcによってスイッチングレギュレータSR
内のスイッチングトランジスタQ1の導通状態が持続さ
れる。
入力電圧■1が増加して第2図のβで例示するような値
になると、これに伴う入力電圧Viの上昇によって比較
回路CMPの一方の入力端子に供給される比較電圧V
c m pが他方の入力端子に供給される基準電圧Vr
efを越え、比較回路CMPの出力電圧Vcがハイに立
上がる。この結果、スイッチングトランジスタQ、がオ
フとなり、入力電圧Viと比較電圧V c m pが次
第に降下してゆく。比較電圧V c m pが基準電圧
Vref未満となると、比較回路CMPの出力電圧Vc
がローに復帰し、スイッチングトランジスタQ、が再度
導通ずる。このように、比較回路CMPの出力電圧VC
によるスイッチングトランジスタQ1のオン/オフが繰
り返されることにより、シリーズレギュレータICの入
力電圧Viの上限値が所定の範囲に抑えられ、過大な発
熱が防止される。
になると、これに伴う入力電圧Viの上昇によって比較
回路CMPの一方の入力端子に供給される比較電圧V
c m pが他方の入力端子に供給される基準電圧Vr
efを越え、比較回路CMPの出力電圧Vcがハイに立
上がる。この結果、スイッチングトランジスタQ、がオ
フとなり、入力電圧Viと比較電圧V c m pが次
第に降下してゆく。比較電圧V c m pが基準電圧
Vref未満となると、比較回路CMPの出力電圧Vc
がローに復帰し、スイッチングトランジスタQ、が再度
導通ずる。このように、比較回路CMPの出力電圧VC
によるスイッチングトランジスタQ1のオン/オフが繰
り返されることにより、シリーズレギュレータICの入
力電圧Viの上限値が所定の範囲に抑えられ、過大な発
熱が防止される。
入力電圧Vlが更に増加して第2図のγで例示するよう
な、値になると、比較回路CMPの出力電圧Vcによる
スイッチングトランジスタQ、のオン/オフが繰り返さ
れる。スイッチングトランジスタQ、のオフ時間率は、
βまで増加した場合よりも増加し、集積回路で構成され
るシリーズレギュレータICの過熱が有効に防止される
。
な、値になると、比較回路CMPの出力電圧Vcによる
スイッチングトランジスタQ、のオン/オフが繰り返さ
れる。スイッチングトランジスタQ、のオフ時間率は、
βまで増加した場合よりも増加し、集積回路で構成され
るシリーズレギュレータICの過熱が有効に防止される
。
(発明の効果)
以上詳細に説明したように、本発明の直流電源回路は、
ICによる3端子シリーズレギユレータの前段に配置さ
れるスイッチングレギュレータと、このスイッチングレ
ギュレータ内のスイッチング素子をシリーズレギュレー
タの入出力電圧の比較値でオン/オフ制御する比較回路
と、始動時には上記比較値とは無関係にスイッチング素
子を導通させる始動制御回路とを備える構成であるから
、ICによる3端子シリーズレギユレータへの入力電圧
の上限値が制限され、過熱による故障が有効に防止され
る。
ICによる3端子シリーズレギユレータの前段に配置さ
れるスイッチングレギュレータと、このスイッチングレ
ギュレータ内のスイッチング素子をシリーズレギュレー
タの入出力電圧の比較値でオン/オフ制御する比較回路
と、始動時には上記比較値とは無関係にスイッチング素
子を導通させる始動制御回路とを備える構成であるから
、ICによる3端子シリーズレギユレータへの入力電圧
の上限値が制限され、過熱による故障が有効に防止され
る。
第1図は本発明の一実施例の直流電源回路の構成を示す
回路図、第2図は第1図の回路の動作を説明するための
波形図、第3図はシリーズレギュレータを主体とする従
来の直流電源回路の構成を示す回路図である。 IN・・・安定化対象の電源電圧の入力端子、IC・・
・集積回路で構成されるシリーズレギュレータ、in・
・・シリーズレギュレータICの入力端子、out・・
・シリーズレギュレータの出力端子、SR・・・スイッ
チングレギュレータ、Q、 ・・・スイッチングトラ
ンジスタ、CMP・・・比較回路、ST・・・始動制御
回路、OUT・・・安定化電圧の出力端子、Vl ・・
・安定化対象の入力電圧、Vs・・・始動制御電圧、V
cmp ・比較電圧、 ref ・基準電圧、Vc ・比較回路の二値出力電圧、 Vo ・ ・安定 化出力電圧。
回路図、第2図は第1図の回路の動作を説明するための
波形図、第3図はシリーズレギュレータを主体とする従
来の直流電源回路の構成を示す回路図である。 IN・・・安定化対象の電源電圧の入力端子、IC・・
・集積回路で構成されるシリーズレギュレータ、in・
・・シリーズレギュレータICの入力端子、out・・
・シリーズレギュレータの出力端子、SR・・・スイッ
チングレギュレータ、Q、 ・・・スイッチングトラ
ンジスタ、CMP・・・比較回路、ST・・・始動制御
回路、OUT・・・安定化電圧の出力端子、Vl ・・
・安定化対象の入力電圧、Vs・・・始動制御電圧、V
cmp ・比較電圧、 ref ・基準電圧、Vc ・比較回路の二値出力電圧、 Vo ・ ・安定 化出力電圧。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 安定化対象の直流電圧を受ける入力端子と、安定化後の
直流電圧を出力する出力端子と、集積回路で構成されI
C入力端子、接地端子及び前記出力端子に接続されるI
C出力端子を有するシリーズレギュレータと、 このシリーズレギュレータのIC入力端子と前記入力端
子との間に接続されるスイッチングレギュレータと、 前記シリーズレギュレータのIC入力端子とIC出力端
子の電圧値に対応する電圧値を比較し、前者が後者を越
えると前記スイッチングレギュレータ内のスイッチング
素子を非導通状態にする制御電圧を出力する電圧比較回
路と、 前記入力端子に出現する安定化対象の直流電圧の立上が
りに伴い導通し前記出力端子に出現する安定化直流電圧
の立上がりに伴い非導通状態となることにより前記スイ
ッチングレギュレータ内のスイッチング素子を始動時だ
け前記電圧比較回路の出力とは無関係に導通させる始動
制御回路とを備えたことを特徴とする直流電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25428388A JPH02101509A (ja) | 1988-10-08 | 1988-10-08 | 直流電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25428388A JPH02101509A (ja) | 1988-10-08 | 1988-10-08 | 直流電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02101509A true JPH02101509A (ja) | 1990-04-13 |
Family
ID=17262816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25428388A Pending JPH02101509A (ja) | 1988-10-08 | 1988-10-08 | 直流電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02101509A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4778511B2 (ja) * | 2004-08-04 | 2011-09-21 | エプコス アクチエンゲゼルシャフト | チョークコイルのための保持体及び該保持体を有する誘導的な構成部材 |
-
1988
- 1988-10-08 JP JP25428388A patent/JPH02101509A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4778511B2 (ja) * | 2004-08-04 | 2011-09-21 | エプコス アクチエンゲゼルシャフト | チョークコイルのための保持体及び該保持体を有する誘導的な構成部材 |
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