JPH01500867A - 電力線通信装置 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 電力線通信装置 技術分野 本発明は、広義ではデジタル通信システムに関し、特に交流（ＡＣ）を力線のよ うな雑音の多いライン媒体に、コンピコ、−タデータのような２進数形態の高速 情報信号を送受信する電力線通信装置に関する。

背景技術 ］ンピュータデータのようなデジタル情報は、現行の交流電力線で送信できるも のとして知られている。このようなデータ通信の重要な利点は、再認識されると 共に、事務所にある電子製品、データ端末、遠隔操作の印刷器、パーソナルコン ピュータ等と相互接続できる融通性を持っている。データバスの形成は、単に分 配端末（ソケット）を電力線のＡＣソケットに差し込んで達成される。中央コン ピュータによって操作させられるどの型の装置も、その装置に既に備わった電力 コードを通して中央コンピコ、−夕に連結できる。中央コンピュータは、暖房、 照明及び空調を含む種々の工程の装置を制御するために使用できる。

デジタル通信線を要求している大多数のユーザでの現在通常の設定は、種々の端 末を相互接続するハードワイヤの使用である。このハードワイヤは、高価で、融 通性がなく、通常平均的ユーザで要求されるものより高速のデータ転送率を形成 している。ＡＣ電力線は、データ通信が必要な領域の全部といかなくても殆どの 領域に張り巡らせているので、この電力線を経由する高信頼性の高速デジタル通 （Ｓが相当の費用の節約と、システムの融通性とを形成するであろう。

約１００〜５００キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数範囲における広義に供給された 通信媒体即ちＡＣ電力線は、通常特定の周波数での極端な減衰、経路、分岐部及 び断線に沿った位相変化のような予想できない伝送特性を示している。通常、低 電圧ガウス雑音、低電圧パルス干渉及び超高電圧スパイクの３種のモードの雑音 が普通である。これらのモー・ドにおいて、低電圧パルス干渉は、データ伝送誤 差の支配的な供給源となりがちであり、即ちデータ通信がガウス雑音が存在して いても、信頼性よく達成できる。高電圧スパイクに関しては、余り頻繁でなく、 データ誤差を不変的に誘発して、誤差検知／再伝送（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ）が通常 紛失した情報の回復の最良の方法として認められる。更に、これら特性は、電力 線の負荷状態例えば種々の他の負荷が電流供給線との接続、非接続で、変化する につれて重大に変化する。このような負荷は、工業機械、数々の電気器具の種々 の電気モータ、ヒータ及び充電器を含んでいる。

これらの問題を解決しようとした過去の提案は種々の単−或は多重チャンネル狭 帯域幅伝送技術を含んでいた。しかし、この狭帯域幅は連結されるデータ伝送容 量を制限する。更に、ＡＣ電力線での雑音変化環境は、所定幅の伝送チャンネル が妨害或は失った時に、被害を受けたどの技術の信頼性を相当損なっていた。こ れら及び他の理由で、ＡＣ電力線通信が過去において高速成は高信頼性のいずれ かとして考慮されなかった。

多重チャンネルデジタルコード化技術が高信頼性及び高速電力線通信システムを 遠慮がちに改良したが、改良の費用がかさばり、複雑で高価な信号処理装置とな った。従って、電力線データ伝送用の確固たる地位は達成できず、実用化に程遠 かった。

例えば、かなりの誤差を許容するデータ伝送が１０キロビット／秒（ｋｂｐｓ） 医かのデータ転送率に制限された。このように改良されたシステムにおいても、 誰か或は大勢の所定の狭帯域幅が警告無しに電力線伝送特性の予期できない変動 によって突然使用不能になるので、信頼性が殆ど疑わし、い。

近年において、電力線でのデータ伝送は、交流波形の歪みによって非常に困難に なってきている。パーソナルコンピュータ及び遠隔印刷器の広範囲の使用によっ て、ＦＣＣ（連邦通信委員会）がコンピュータ装置から電力線に放射されるデジ タル電波を規制する規則を発行した。この要求を満足するためには、コンピュー タ製造者が０．１μＦ台の値を有する高容量の、電力線側から低インピーダンス としてみえるフィルタを義務的に追加しなければならない。これは、広帯域幅で 遭遇する歪みに影響し、同時に狭帯域幅信号の深刻な減衰を誘発する。

搬送波信号変調の多くの通常の形態は電力線通信システムとの接続を試みていた 。これら各計画において、デジタル情報が搬送波で変調され、その後、この搬送 波がＡＣ’ｉ力線に供給された。受信器は搬送波を受信し、その後受信信号を復 調してデジタルデータ情報を回復した。より通常の型の２個は、振幅シフトキー イング（ＡＳＫ）及び周波数シフトキーイング（ＦＳＸ）である。これら両者の 技術は、電磁干渉（ＥＭＫ）及び無線周波数干渉（ＲＦＩ）の影響を受け易いも のどして考慮された。勿論、第３の原理的変調技術、位相シフトキーイング（Ｐ ＳＫ）は、通常雑音干渉の影響を相当受は易く、この結果搬送波信号の減衰が大 幅に変動して、不適当として考慮された。

上記困難性を鑑みて、電力線通信は、ＬＡＮ（近距離通信網）システムの自然な 延長が建物内の各事務所、近隣の各家庭あるいはＡＣ電力線或は他の２本の導体 が敷設されたどの場所にも到達する敷設済みのデータ伝送媒体として作用するに も拘わらず、主な近距離通信網として考慮されなかった。これの代りに、ＬＡＮ は通常通信網の殆どのユーザ（ノード）によって要求されたものより過剰のデー タ転送能力を与える高価なハードワイヤ装置である。

発　明　の　開　示 本発明の主な目的は、データ伝送用に偏在する交流ＡＣ’ｔｉ力線のような供給 されている存在線を用いて、高低両データ伝送率で殆ど誤差フリーのデータを伝 送できる電力線通信システム１、を提供することである。

本発明の他の目的は、現在公知のシステムより高速のデータ伝送できる安価な高 信頼性のＡＣ電力線通信レしテムを提供することにある。

本発明の目的は、他の携帯データ処理装置のための高価な融通性の欠けたデータ 通信線ハードワイヤの必要性を除去することである。

他の目的は、携帯性及び再構成が容易な小容積を持つ最小の機材が要求される、 高度に柔軟性の電力線通信リンクを提供することにある。

本発明の追加の目的は、データ伝送率を増加させるために、向上した誤差検知／ 誤差訂正能力を持ったデジタルデータ伝送システムを提供することにある。

他の更なる目的は、一定に変化する電力線データ伝送特性、特にパルス雑音状態 下のロウバスト（過激な変化）に相当抵抗力がある電力線通信システムを提供す ることにある。

本発明の更に他の目的は、データ伝送信頼性及び短距離通信網に加入した多くの 装置間を、たとえ他が会話中であっても、通信できる内部プロトコルの十分なロ ウバストを持った電力線通信システムを提供することにある。

本発明によれば、新規な回路が雑音の多い電力線データ通信を形成する。この回 路は、電力線に配置された同様の回路を持つ双方向通信できる送信部及び受信部 を含んでいる。これら送受信特性の知的制御は、一定の変化、不利な雑音状態、 歪み及び減衰下で改良された受信及び送信結果が得られている。

データ変調搬送波は、利用帯域幅に亙って殆ど均一な電力を各期間持っている波 形を形成する広帯域技術を用いて形成される。従って、信号周波数スペクトルが パルス性雑音信号より相当広く、周波数依存の減衰現象が効果的に減少するのに 十分に広いので、雑音、歪み及び減衰に対する感度が減少する。

受信器は、６０ＨｚのＡＣ線電圧のような電力線信号に乗った雑音含有、歪んだ 、変調搬送波信号を受信する手段を含み、勿論、通電していない電力線からでも 受信できる。この電力線信号は、もし存在しているならば、最適なフィルタ手段 によって、雑音含有、歪んだ、変調搬送波信号のみを残して除去される。この変 調搬送信号には、選択的に制御されたローパス及びバイパスフィルタが所定の仕 様でマイクロコンビエータ手段で発生された制御信号に応答して作用している。

特に、フィルタは、ＡＣ線に亙る伝送による歪みが可能な限り等化されるように フィルタ配列を探すように制御されてもよい。

この濾過（フィルタ）された搬送信号を、個別の情報ビットを示すデジタル信号 あるいはパルス列に変換即ち復調する手段が形成されている。結果のデジタル信 号には、回復される所望の「知性」が含まれ、勿論、前述したフィルタを含む種 々の適合回路手段を制御する駆動信号として供給される。論理回路は、受信した デジタル信号から確認すべきデータ模様を調査し、各新情報ビットの最高エネル ギ含有部分と殆ど歩調をとる受信器同期を確立する。この論理回路は、新規の適 合フィルタ制御、信号相関手段と合同し、勿論、特殊な誤差検知／誤差訂正手段 を用いて、受信器／送信器あるいは本発明の装置が接続されたパーソナルコンピ ュータのようなホスト装置によって更に処理される有効データの伝送プリアンプ ルを調査、追跡、検証及びロックしてもよい。

本発明の送信器は、送信される情報でコード化される好ましく変調された搬送波 信号を発生するように配列されている。送信された信号は、伝送媒体の有用な周 波数スペクトルを交差して殆ど広がったエネルギ成分を持つ広帯域信号である。

本発明の意図によれば、広帯域送信器が単一に負帰還制御されて、伝送線のイン ピーダンス変化に応答した送信信号強度を最適に制御する。

本発明の他の特に有利な意図によれば、マイクロコンビエータ手段が「マスタ／ スレーブ」、「トークンバス／トークンパス」及び他のデータ伝送制御配列を含 む種々の通信網交差モードを選択的に形成するように配列される。本発明は、ホ スト装置とインタフェースするＲ８−２３２−Ｃ規格に亙って同期あるいは非同 期通信プロトコルで選択的に操作されてもよい。これらの特徴は、特に後述する 他の特徴と同様に、ＬＡＮの応用に有用なＰＬＯ装置を形成し、本発明が未だに 未達成の速度、高信頼性、融通性及び操作容易性を安価に達成できる。

図面の簡単な説明 上記項目に述べた本発明の他の目的、特徴及び利点は、図面を参照した実施例に 基づいて以下に説明されている。

第１図は広帯域のデータ信号を受信する回路の部分ブロック図、第２図はフィル タが電力線の状態変化に応答して制御される適合フィルタ回路の概略回路図、第 ３図はフィルタ制御信号の代表コードを示す図、第４図は信号電力が伝送媒体の インピーダンス変化に応答して適合的に制御されたコード化されたデジタルデー タを持つ変調、広帯域の搬送信号を送信する概略回路図、第５図は第４図の送信 電圧制御ブロックの概略図、第６図は第５図の送信電圧制御回路で形成される電 圧供給機構の概略図、第７図は第４図の送信器電力増幅ブロックの概略図、第８ 図は同期化計画で使用された特定の波形特性の詳細図の本発明によるデータビッ トの期間図、第９Ａ図は広帯域の電力線通信信号の有用な波形図、第９Ｂ図は第 ９Ａ図の波形の電カスベクトル図、第１０図はデータ信号受信の調査方法及び検 証方法を示す状態図である。

発明を実施するための最良の形態 第１図は、遠隔印刷器、パーソナルコンピュータ等のような周辺ユニット４６に ＡＣ電力を供給する電力線２０に亙って直接データ信号を受信する電力線通信（ ＰＬＯ）回路１０の部分を示している。分離されたデータ線はこの回路から外さ れている。

この回路ｌＯは、「ホット線」及び中立導体、あるいは図、示しない接地及び中 立導体に選択的に結合されてもよい。一実施例においては、接続され得るＡＣ線 の１組の導体が、２個の利用できる組が所定の瞬間で良好な信号伝送特性、例え ば低歪率及びデータ搬送信号毎のより良好なＳＮ比に依存して自動的に選択され る。

ガス管サージ電圧吸収器のような線サージ保護器２２は、信号線に交差して供給 されてもよい。この実施例のホット及び中立の選択された導体が結合変成器２４ の１次巻線に接続され、変成器がＡＣ電力線２０で形成された６０ＨｚのＡ、　 Ｃ電圧を除去している。線信号ＶＨ及びＶＬは、結合変成器２４の２次巻線の端 子から引き出され、これらの信号のインピーダンスが本発明の送信部の負帰還制 御と関連して後述される。

トランジェント電圧抑制器２６は、変成器の各２次端子及び接地間に接続されて もよい。１次のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８及び１次のバイパスフィルタ（ ＨＰＦ）３０が公知のフィルタを使用して、受信信号を通過させる。本発明によ れば、データを運ぶために使用した変調搬送波は、約１００〜５００ｋＨｚの全 く有用な周波数範囲に亙ってかなりのエネルギを持つ広帯域位相シフトキーイン グ（ＰＳＫ）信号である。１００ｋＨｚ以下では、高電力雑音スパイクがこの範 囲と干渉を形成して、高信頼性の伝送が困難である。５００ｋＨｚ以上の周波数 での伝送は、ＦＣＣ規則が適用される放送幣のＡＭ周波数帯域にエネルギを放射 する。従って、ローパス及びバイパスフィルタ２８．３０が信号周波数を所望の 帯域幅に殆ど制限している。ＡＣ電力線より他の環境においては、定義された有 用な周波数スペクトルが異なり、この場合、広帯域データ信号が特定の帯域幅に 亙るエネルギを含むことが理解される。

濾過（フィルタ）信号は、差動増幅器３２、例えばＪＦＥＴ（接合型電界効果ト ランジスタ）入力型ＯＰアンプの入力に供給されて、共通モードの雑音を減らし た変調搬送信号３３を形成する。この信号３３は、相当歪み、信号が濾過された にも拘わらず、かなりの雑音成分を含んでいる。従って、第２のローパス及びバ イパスフィルタ３４．３８が変調搬送信号３３を更に濾過し、等化するために使 用されて、信頼できる復調を含む更なる信号処理を可能にしている。高度に有利 な方法においては、選択的に制御できる等化成分値、２次すレン・キーフィルタ が使用されている。ローパスフィルタ３４には、デジタルスイッチ制御３Ｂがカ プトオフ周波数及びダンピング（ファクタ）の両者を適合的に調整するために形 成される。同様に、バイパスフィルタ３８には、デジタル制御４０が印加されて 、後述するように１、カットオフ周波数及びダンピングを！ｌＩｉ整している。

適合的に等化後、信号は、好適手段４２によって、アナログ変調搬送波からデジ タルパルス信号４３に変換される。１個の単純で安価な実施例においては、変換 が搬送信号４１の２段のクリップした増幅によって達成され、その後第２の増幅 器の出力がヒステリシスを持った回路の高速比較器に印加される。この比較器の 出力にはデジタルパルス信号４３が形成される。他の実施例においては、より長 いビット長を持つＡＤ変換器が公知のように処理利得を向上させるために使用さ れている。

デジタルパルス４３は、同期化、検知及び復Ｈ（デコード）用の論理制御回路４ ４に印加されて、種々の意図の論理処理回路に関連して後述するように、パルス 列に埋もれたデータを回復している。この情報がデコードされたデータ４５の形 態であると、このデータ４５が本発明のＰＬＣ装翼によって、ＡＣ電力線２０に 接続された周辺装置４６に通過し、従って、電源供給及びデータ通信の両者のた めにＡＣ電力線２０を使用した意図する目的を達成する。

第２図を簡潔に参照すると、有利な選択的に制御できる等化成分値、２次すレン ・キーフィルタセフシロンの詳細が示されている。種々の回路要素の選択基準が 公知であるが、第２図の配列がフィルタセクションのカットオフ周波数及びダン ピング効果の迅速な調整を許容することが理解される。ローパスセクションをま ず参照すると、抵抗Ｒ２、Ｒ５及び抵抗Ｒ３、Ｒ６は、各々がＣＭ　ＯＳアナロ グスイッチであるスイッチ５４及び５２によってフィルタのカットオフ周波数を 変化させるために選択的に断続されている。従って、６個の抵抗Ｒ１−Ｒ６がス イッチ位置に依存して、４Ｎのカットオフ周波数を形成する。コンデンサＣ１及 びＣ２が通例的に接続されている。ＪＰＥＴ入力ＯＰアンプを含む増幅器５０の 負帰還利得が抵抗Ｒ７〜ＲＩＯで制御されている。各々スイッチ５６及び５８に よる抵抗Ｒ８及びＲ９の両者及びいずれかの選択的に接続がローパスのダンピン グ特性を制御している。その後、ＯＰアンプの出力３７がコンデンサＣ３及びＣ ４を通過してバイパスセフシーンのＯＦアンプ６０の非反転入力に接続されてい る。この非反転入力には、４種類の組み合わせで、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６が接続さ れて、スイッチ６６及び６８の選択的に断続に依存した種々のバイパスカットオ フ周波数を形成する。ダンピング特性も、ローパスセクションと類似する方法で 、スイッチ６２及び６４を通して、抵抗Ｒ１７〜Ｒ２０で形成された負帰還利得 を変化させて接続されている。この説明は、記述のみを意図とし、深刻な歪んだ 信号を等化及び濾過する多くの種々の方法が可能である。勿論、スイッチで断続 される抵抗を増やして、可能なフィルタ設定組合せの数を増加させることができ る。

高度に等化した比率を走査し、維持す゛るフィルタ特性の適合制御は次のように 論理制御回路４４によって配列される。第３図を参照すると、第２図の種々の抵 抗をスイッチするコード化制御信号が示され、このフォーマットが記述のみと理 解される。

８個のビット７２を備えた制御データバイト７０においては、各ビット７２がＣ ＭＯＳアナログスイッチ５２，５４．５６．５Ｂ、６２．６４，６６．６８の１ つに対応している。もしビットが論理０の値であるならば、対応のスイッチが閉 塞し、もしビットが論理１の値であるならば対応のスイッチが開口する。従って 、ＰＬＯ装置が高ビツト誤差率で示されるように、同期化の達成に失敗し、ある いは他の特別の条件で、好ましく濾過されたデータを受信しなかった時には、フ ィルタ特性が論理ｌ及び０の異なった連続ビット（他のバイト）の形態で、新規 なフィルタ「命令」即ち設定を発して変化される。１配列においては、同期化の ロック、低いビット誤差あるいは他のパフォーマンス基準で証明されるように、 満足したデータ受信が達成されるまで、２５６種の可能な命令の各１つが５〜１ ０１８台の所定の期間毎に試行される。

現在からそれた論理及びマイクロプロセッサ回路を残し、本発明の送信セクショ ンに戻ると、送信セクションを部分的に概略的に示す第４図が参照される。通常 、送信器は、論理処理回路で形成されたデジタルパルス列から所望の波形を形成 するために配列されている。この送信器は、どの中間帯域幅においても信号を殆 ど減衰させないで、非常に広帯域の周波数スペクトル例えばｌＯＯ〜５００ｋＨ ｚを交差して広がったパワーを持つ波形を満足に送信できる有利な特徴を持って いる。更に、送信器はインピーダンスがたとえ変化しても、媒体の優勢なインピ ーダンスを考慮しないで、伝送媒体に最適な電圧を印加するように特に適合され ている。

第４図を参照すると、パーソナルコンピュータのような周辺ユニット４６がコー ド化用に論理制御回路４４に送信されるデータ信号８０を形成してもよい。本発 明の記述のみの実施例においては、論理制御回路４４が極端に送信された波形の 正及び負の部分に大まかに対応する２個のデジタルパルス列８２．８４を供給す る。この電圧波形は、第１図に示すように、電力線２０に亙って送信するために 、結合変成器２４の２次巻線の端子に供給される。

これらデジタルパルス列８２．８４は、時間領域の種々の点で正負或はゼロ値を 創造する案で、３状態バッファ８６．８８の操作を制御するために印加されても よい。これら３状態バッファ８６．８８は、２個のモード、ハイインピーダンス ブロック及び接地を通して、非常に低インピーダンスバスで操作するように配列 されている。例えば、デジタル信号８２が正のパルス値＋Ｖを持っていた時には 、バッファ８６がハイインピーダンスブロックとして作用し、抵抗Ｒ３０を通し て、導体８９の制御電圧レベルに関連する導体９０上の電圧信号を配置する。

導体８９０重要性は後述する。同様に、電圧信号は、デジタルパルス信号８４が バッファ８８をハイインピーダンス代襲に維持した時に、抵抗Ｒ３１を交差して 導体８９から導体９３に配置されてもよい。デジタルパルス信号８２．８４がゼ ロ値である時には、各バッファ８６．８８が非常に低インピーダンスパススルに 類似して、導体９１及び９３の電圧をゼロに下降させる。従って、導体９１及び ９３が公知のＪＰＥＴ入力ＯＰアンプを含む差動増幅器に印加されるので、波形 がゼロ電圧を境にしてサイン波のような同じ正負電圧レベル間を変化する導体９ ５に発生される。

本発明による発生波形は、全有用スペクトルを殆ど網羅する広帯域幅の電力を持 っている。従って、各単一搬送期間毎に所望の波形を発生することが必要である 。情報ビット間隔は、実機送期間長でよい。ビット間陽当たり少数の搬送期間は 、より広い信号帯域幅を形成し、各ビット間隔毎に１個の搬送期間が使用された 時に最も広い帯域幅が得られる。しかし、同期化の複雑さは、最適なものよりビ ット当たり２個の搬送期間が使用される限り殆ど減少される。

搬送波の１回の期間は、公知のフーリエ解析技術を用いて、周波数スペクトルに マツプされてもよい。しかし、実際波形を同期化させるためには、搬送期間が複 数の不連続の副間隔、例えば１６個に分割されて、各々が３電圧のような個別の 値に仮定できる。更に、非対称波形が対称波形より良好な伝送特性を示してもよ い。

もし、１６個の副間隔が非対称波形用に使用され、３個のレベルを持つ模様が要 望されたならば、電カスベクトルが３値の組から選択された各成分を持つ８成分 ベクトルの関数である。

これは、調査される異なった電カスベクトルを持つ不定数の可能な波形が得られ る。これらの群から波形は、関連のＦＣＣ規則、意図した帯域幅を交差する電力 分布及び利用できる回路性能を含む種々の特定の基準によって選択されてもよい 。満足だと発見された１個の特別の波形は、関連の電カスベクトルが第９Ｂ図に 示された第９Ａ図に示されている。

第９Ａ図を簡潔に参照すると、有用な波形２００が示され、この波形が１６個の パルスの非対称模様を備えている。しかし、この波形２００が前述の可能な波形 の１つである。各パルスは、（＋）２０２、（−）２０６或はゼロ２０４を持っ ている。本発明の特別の実施例において、各パルス間隔が約２５０ナノ秒の長さ である。この波形は、前述のように、３状態バツフア８６゜８８を制御すること によって発生される。

第９Ｂ図は、第９Ａ図の波形２００の電カスベクトルを示している。この波形２ ００は、通常公知のフーリエ解析を使用して、電力／周波数スペクトルにマツプ されている。図示のように、かなりの電力が有用な周波数帯域幅、即ち１００ｋ Ｈｚ以上で、ＡＭ周波数帯域以下に交差して略均−に広がっている。この電カス ベクトルは、規則のＡＭ帯域に送信されるデジタル電力がＦＣＣの規制値以下で ある。この波形は、記述のみと理解されるが、他の波形が所望の使用基準を満足 してもよい。

電力増幅する前に、信号は、電力が意図した周波数帯域幅の外側に放射しない事 を確保するために濾過されなければならない。このような無関係の伝送は、どこ かで良好に消費される電力が要求され、放射された伝送周波数でＦＣＣ規制を違 反して実行してもよい。従って、導体９５の波形は、第１次のロー及びバイパス フィルタ９２に印加されて、濾過信号が次の利得制御９４に印加される。使用さ れた特定の技術が通例である。勿論、単一利得、サレン・キー第２次ローパスフ ィルタのような第２次ローパスフィルタ９６が用いられてもよい。

最終的に、電力増幅器９８が形成され、この増幅器は減少した雑音、周波数低歪 率及び低位相歪みの有利な特性を持った通常負帰還増幅器の形態の電圧制御電圧 源（ＶＣＶＳ）でよい。第７図に示すように、送信電力増幅器セクションの特定 の実施例において、ＯＰアンプ１３０の出力は、共通エミッタ配列のダーリント ン接続のトランジスタ１３２，１３４のベースに信号を供給するために使用され ている。増幅器の負帰還制御がコンデンサＣＩＯと並列接続の抵抗Ｒ５１を通し て形成され、直列抵抗Ｒ５０を通して、ＪＦＥＴ装置のＯＰアンプ１３０の反転 入力に印加されている。このＯＰアンプの出力が抵抗Ｒ５２を通過して、ｌＮ４ ００１のような低速整流ダイオードｐ３〜Ｄ６の、この場合５点の数に沿った点 に印加されている。これら低速ダイオードＤ３〜Ｄ６はクロスオーバ歪みを除去 する手助けをし、ダーリントントランジスタ１３２．１３４用のより少ないバイ アス電流を可能にしている。これらダイオード接続網は抵抗Ｒ５３及びＲ５４に よってバイアスされている。

トランジスタ１３２のコレクタ・ベース電圧降下が一１５Ｖの電圧−ｖ３を直接 コレクタに印加して形成されている。図示のように、コレクタがコンデンサＣ１ ２を経由して接地されている。同様に、トランジスタ１３４がコレクタに直接印 加された電圧＋ｖ３によって電力が供給され、このコレクタもコンデンサＣ１３ を経由して接地されている。

トランジスタ１３２．１３４のエミッタ電圧は、各々抵抗Ｒ５５及びＲ５６を経 由し、抵抗Ｒ５８を経由して増幅器の出力ＶＨに印加されている。図示しないア ナログスイッチは、送信器が動作しない時に、ＯＰアンプ１３０をバイパスし、 トランジスタのベースを供給電圧＋／−ｖ３から絶縁するために使用されてもよ い。この設定において、ＶＨで現れるライン電圧は、直列抵抗Ｒ５７，５８を経 由し、その後コンデンサＣ１４及びＣ１５を経由して、トランジスタ１３２，１ ３４の各ベースに容量的に接続されている。この配列は、トランジスタのベース 電圧をＶＨで有利に浮遊させて、トランジスタ１３２，１３４がオフとなって、 静かになることを確保している。

既に述べたように、トランジスタは、ラインの変化インピーダンスにも拘わらず 、電力線２０に好ましい電圧レベルを配置するために、配列されている。これは 、第４図に示す記述回路の未説明部分を参照して説明する。ＶＨでの変調波形は 結合変成器２４の２次巻線の１端子に印加される。ＶＬは第１図に示すように２ 次巻線の他の端子に接続されている。勿論、ＶＬは抵抗Ｒ３２に並列接続された コンデンサＣ８に接続されている。

抵抗Ｒ３２の低い側の電圧１０１が接地抵抗Ｒ３３に接続されている。従って、 抵抗Ｒ３３を交差する電圧降下１０１がＶＨで送信器による電力線に配置された 電圧に関連する。特定の電圧範囲が送信信号として最適に考慮されるので、検知 電圧ｌＯ１が３状態バツフア８６及び８８で形成される元の信号レベルを制御す るために使用される。

この負帰還制御を達成するｌ配列が第４図に示されている。

電圧１０１が１次のバイパスフィルタ１０２に印加されて、目的でない周波数帯 域の不用の信号を除去している。平均送信電力に関連した制御信号を決定する手 段１１４が形成されている。

簡略化のために、半波整流器１０４が検知電力を全く無視するように作用する負 の信号部分を除去するように使用される。従って、検知信号が全体の送信電力の 半分に関連することが理解される。この整流信号は、応答が伝送の開始時に速く 、伝送の続行中にゆっくりとなる負帰還ループの時間応答を調整するマイクロコ ンピュータ制御１０Ｂを持つ時定数回路１０６に印加される。これは、延長した 期間毎に好ましくないレベルで増幅器を操作するのを防止している。その後、平 均電力レベルが公知のフィルタを使用して１次ローパスフィルタ１１０に形成さ れる。この検知された平均電力は、抵抗Ｒ３０及びＲ３１を各々通して導体９１ 及び９３に未増幅の信号電圧レベルを形成する送信電圧制御回路１１２に印加さ れている。

送信電圧制御回路１１２は、ある電力出力が電圧入力の関数として形成されるど の配列でもよい。このような配列の１つが記述のみに第６図に示され、制御回路 １１２の出力電圧Ｖ　ｏｕｔの曲線１２６が平均送信電圧の関数である。あるレ ベル１３２以上の平均電力にとっては、出力電圧が第１のレベルｖ、１、に保持 される。他のあるレベル１３０以下の検知平均電力にとっては、出力電圧がｖ、 、８である。２個のレベル１３０及び１３２間の範囲においては、出力電圧がｖ ｌ、８からｖ、ｉイに直線的に減少する。このような関数は第５図に示す制御回 路１１２で形成されている。ＪＰＥＴ入力ＯＰアンプ１２０，１２２を含む負帰 還増幅器及び抵抗Ｒ４０−Ｒ４４が通例的に直列接続されて、第１のＯＰアンプ １２０の出力が第２のＯＰアンプ１２２の反転入力に印加されている。ＯＰアン プ１２０，１２２間の点では、電圧がスイッチングダイオードＤ１及びＤ２でク リップされている。即ち、ダイオードＤ１の一端が接地され、他のダイオードＤ ２の一端が電圧ｖｌに接続されている。この電圧ｖ１は、便利のために、抵抗Ｒ ４０を通して第１のＯＦアンプ１２０の反転入力に印加される電圧と等しくてよ い。電圧ｖ１が例えば３．３ボルトである。第２のＯＦアンプ１２２の非反転入 力には、Ｖ　ｍｌｎと等しく、例えば２．７６ボルトである印加電圧■２が印加 されている。従って、Ｖｏｏｔは、ＯＰアンプ１この方法で、送信電力が検知電 圧１１９の変化に応答して負帰還制御される。

この制御の他の意図によれば、Ｃ８，Ｒ３３及びＲ２Ｈの成分値は、伝送媒体イ ンピーダンスが短絡回路を近似する程低い時に、周辺ユニットのラインコードの インダクタンスと直列合同した好ましい伝送操作を許容するように、特に選択さ れる。

勿論、インピーダンスは、容量性、抵抗性、誘導性或はこれらの組み合わせの負 荷でよい。出会う最も低いインピーダンスは、１〜２オ一ム台の抵抗、約０，２ マイクロフアラツドの容量（パーソナルコンピュータのＦＣＣ要求フィルタに起 因するライン側の容量）及び大まかな１〜２マイクロヘンリーの誘導負荷に起因 することが見積もられている。

次は、前述した本発明の１実施例用の成分値のリストであり、抵抗の単位がオー ムであり、容量が特記しない限りピコファラッＲ１，Ｒ４１，ｌＯｋ　Ｃ１７２ ０ Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５，Ｒ６５，７６ｋ　Ｃ２１Ｂ０Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，ＲＩＱ　５ ．７６ｋ　Ｃ３，Ｃ４３３０Ｒ１１，Ｒ１３２，４３ｋ　Ｃ６１８０Ｒ１２３， ７４ｋ　Ｃ８０，５μＰ Ｒ１４，Ｒ１６９，７６ｋ　ＣＩＯ３００Ｒ１５］、　５．Ｏｋ　Ｃ１２，Ｃ１ ３１０ｕ　ＦＲ１７，Ｒｌｇ　９．７６ｋ　Ｃ１４，Ｃ１５１０ｎＦＲ３０，Ｒ ３１８８７ Ｒ３２１０ Ｒ３３２，７ Ｒ４０３４，８ｋ Ｒ４１４０，２ｋ Ｒ４２２ｋ Ｒ４３５２，３ｋ Ｒ４４３４，８ｋ Ｒ５０１５０ Ｒ５２６２０ Ｒ５３，Ｒ５４１５、Ｏｋ Ｒ５５，Ｒ５８１，２ Ｒ５７２ｋ Ｒ５ｇ　２．７ デ一タ通信を好ましく受信し、復調するためには、受信セクションが搬送信号の 位相を調査して、この位相との同期をロックしなければならない。受信信号を、 雑音に対比する情報ビットを識別するために公知の所定の信号と比較する手段が 形成されている。通常、受信信号は、あるレベルの相関が２個の模様間に存在し たと発見されるまで、公知の基準信号と競合的に比較される。全送信器及び受信 器の間で、かなりの類似した速度の送信及び受信が相関を好ましく検査するため に維持されなければならないことが注目される。本発明の一実施例においては、 各回路にパルス時間基準として水晶発信器が形成されている。

１００　ｐｐｍの精度を持つ水晶が容易に利用できるので、例えば４．３００８ メガＨｚの周波数を持つ水晶の使用がデータ信号周波数を追跡するための先行の 必要性を完全に除去している。

受信器はデータを送受信しない時にアイドル状態におかれても上い。しかし、こ の受信器は、データ伝送が初期化された時に、電力線を伝って来る信号を監視し ている。情報ビットの特別の列が受信器に信号を捕捉して検証できるように形成 されてもよい。位相シフトキーされた搬送波においては、論理ｌ及び論理０が等 しいが、波形が反転している。従って、特別の列が十分に高い相関計数の符号を 突然変化することによって、部分的に識別される。

調査／検証スキームが第８図及び第１Ｏ図に関連して記載される。第８図を簡潔 に参照すると、調査スキームの詳細が説明されている。本発明の実施例において は、データビット期間４０２が２個の連続搬送波期間４０４と等しく、ここでは 完全に無歪みのサイン波として示されている。実際の波形は高度に歪み、最高の エネルギ部分が明らかに指示波形区分であることが理解される。もし、搬送期間 ４０４が１６個の間隔に分割されるならば、８間隔区分４０８が最高のエネルギ 内容を持つ波形間隔に亙って創造できることが分かる。この信号の部分は、８間 隔区分に亙って段階波形４１０で粗く近似でき、この段階区分４１０が本発明に よる相関の基準と°して使用される。８間隔相関の結果の計数が−８〜＋８の範 囲でよく、後者が完全相関を示し、前者が完全であるが反転した波形を示してい る。

第１θ図を参照すると、電力線通信同期化スキームの遷移図が示されている。こ の遷移図は、公知の技術を使用して、古典的所定状態機械を含む論理回路で実施 されてもよい、。信号が伝送媒体に現れた時には、信号が公知の基準信号間隔と 相関される。この実施例において、ユーザーのデータ伝言はビット連続物、例え ばｏｏｏｏｏｏｏｔが先行し、次に可能なｏｏｏｏ。

００１或は１ｔｔｔｔｔｔｏのいずれかと未相関の署名バイトが追従する。

相関計数が初期化状態３０１で得られる。もし、完全相関が（Ｃ＝＋８）発見さ れたならば、ｏｏｏｏｏｏｏの連続物の開始が設定され、制御が次の状態３０３ に移動して、検証の工程を始めることが可能である。新しい相関計数が先行の相 関計数か期待信号を検査する。このシフトは、反対符号との相関を期待するであ ろう波形の８間隔区分をスキップすることに相当する。

の計数が状態３０１で実施される。本発明によれば、この工程がマイクロコンピ ュータで監視される。複数の相関計数が成功しないで実施されたならば、システ ムは、第３図及び第４図を参照して説明されるように、新規な命令バイト７０を 発行して受信フィルタを適合的に変化させる。この通常模様が後述されている。

第２段階３０３において、十分な相関計数が制御を次の状態３０５に移行させる 。この点から、相関十分量が＋６に等しく、或はより以上の計数を表明してもよ い。これは、単に同期化スキームの特定の実施例であって、多くの他の方法が可 能であることが明白である。もし、状態３０３での計数が不十分であるならば（ Ｃが＋６以下或は−符号）、制御が第１の段階３０１に戻る。好ましい符号が予 め工程の開始で決定されなければならない。この模様は、状態３０９が達成され るまで、次の２状態３０５．３０７を通して同様に続行する。状６３０９の達成 は、連続相関が４回発生したことを表明し、この点で、ｏｏｏｏ。

００１の連続物が実際受信したことの証明となる。

状態３０９は、連続相関が得られる限り維持される。このシステムは、時間状！ ！！３１１が到達した反対符号を持つ十分高い計数のために待機している。この 待機期間中に、もし、不十分な計数が得られたならば（Ｃが＋６以下）、他の中 間待機状１１ｓ３１５が達成される。次の連続相関計数の時には、制御が先行待 機状態３０９に戻り、或はビット連続物が事実雑音に埋もれてしまったことを示 す２個の悪い計数がその後保存的に発生したので、より低信頼度の待機状態３１ ７に下降する。状態３１７或は３１５からは、良好なレベルが待機状１１３０９ に戻る信頼レベルを上昇させる。状１！！１３１７で不十分計数（Ｃが＋６以下 ）が操作を開始状態３０１で再度開始させる。３個の連続不良計数が強力に雑音 の受信を指示している。

状態３０９，３１５及び３１７からは、反対符号を持つ十分に高い相関計数が状 態３１１及び３１３のいずれかに上昇させる。もし、次の連続相関計数がこれら 状態のいずれかにおいて不十分であるならば、操作が各々レベル３０５或は３０ ３に戻って特殊なビット連続物を再度取り上げようとする。もし、計数が状態３ １１或は３１３時に十分であったならば（Ｃの繰返しが４に等しく或は以上、反 対符号）、非常に高度な信頼状態３２１に到達する。この点で、最終相関計数が 次の１６直接連続間隔、即ちｌ全搬送期間に亙って処理される。もし、４ビツト 計数が使用されたならば、値が＋８より多く、−８より少なくならないことが明 白である。このような移植にとって、実際の−１０がアップ／ダウン計数器のビ ット制限によって、−８として読めるので、可能性の３／４を網羅する−８より 良好な全相関計数が論理制御にデータをマイクロコンピュータに値引きし始めさ せる。計数が−８（−８〜−１６のいずれか）である希な例においては、全工程 がアボートされ、その後状態３０１から再開始される。

受信器の同期化が伝送ビット間隔の実際の開始時間から殆ど同時にシフトしても よいことが注目される。これは、送信波形及び復調基準波形の両者を正しく選択 することによって、可能である。これは、本発明によるＰＬＯシステムが雑多な ライン特性の存在化において連続的に同期化する重要な利点に寄与し。

ている。

データビットが受信されていることが確実となった時には、通信網アクセス制御 が既に述べたようにマイクロコンピュータに移動される。短距離通信網（ＬＡＮ ）に使用した特別のデータ連結プロトコルが公知であるが、これらプロトコルが 通常、高度に誤差気味の媒体に互ってデータが正確に通信される程、十分に強靭 でない。例えば、データがパケットで伝送されてもよく、各パケットが大量のバ イトを含んでいる。ＣＲＣのような誤差検査がパケットの終端に追加されてもよ い。しかし、電力線での伝送時に、誤差の可能性は、このような公知の誤差検査 方法の価値が減少する程高い。従って、パケットは、誤差気味のフレーム受信の 可能性がパケットにおける誤差気味のバイト受信より低いので、より小規模のフ レームに再構成することが有利である。

より小規模のフレームの使用の他の利点は、誤差検知技術と合間して、種々の誤 差訂正技術を用いて、極端に信頼できるデータ連結を形成することが可能になっ てきていることである。

特に、伝送バイトにおける全単一ビット誤差、勿論２ビツトバースト誤差のため の訂正を形成することが好ましい。殆ど最終目的を達成する誤差訂正コード／誤 差検知コードが形成されてもよい。

実施例として、８ビツトを持つバイトの仮定の伝送が好ましい。誤差訂正を形成 するためには、８／４コードが一時に半バイトをコード化し、４ビツトを１６個 の可能な８ビツトのコード語にマツプする。このコード語が伝送され′、その後 ２５６バイト長（２＠）のデコード表において、早見することによってデコード される。誤差を含むどのコード語も１６個の「真実＝ＩＪコード語の１つとして 起源を持つものと仮定される。即ち幾つかの対応が１６個の真実コード語〜２４ ０個のスプリアスコード語で予め決定されてもよい。

非常に深刻な誤差、即ち撹乱したコード語バイトが受信及復調時の他の真実コー ド語に類似する程悪い誤差は、誤差検知コードの追加で取り扱われてもよい。元 のデータバイトが８ビツトの対応のｅｄｃバイトにマツプされる。このｅｄｃバ イトは、その後分割され、各４ビツトが誤差検知表を用いてコード語バイトにマ ツプされて、伝送される。従って、記載された特定の実施例がかなり非効率的で あり、各データバイトが４個の伝送誤差訂正コードバイト、即ちデータバイトの 最初の４ビツト用、データバイトの最後の４ビツト用、ｅｄｃバイトの最初の４ ビツト用、ｅｄｃバイトの最後の４ビツト用が要求されることが明白である。ｅ ｄｃバイトが再構成された時には、もし、全部がうまく伝送されたならば、元の データバイトである何かに戻ってマツ送が要求される。これらは、ＰＬＯシステ ムがデータ連結プロトコルの移植に取扱われる多くの特徴の幾つかのみである。

かく記載したように、新規な電力線通信システムは、公知のＰＬＣシステムより 高いデータ伝送速度及び非常に改良された信頼性を持って形成されている。当該 分野の当業者に明白なように、大多数の変形、改良及び追加が本発明の視野或は 精神を逸脱しないで、記述のみの開示した詳細実施例になすことができる。例え ば、デジタル技術が進歩すると、記載した見慣れた抵抗−容量網の代わりに、純 粋なデジタル装置で濾過及び等化の多くを経済的に形成できるようになる。勿論 、波形形成が幾つかの点でデジタル装置で経済的に達成できる。

しかし、現時点では、開示された本発明が他の公知のシステムより１桁あるいは それ以上の価格差を持って、非常に安い費用で、安価に製造でき、市販すること ができる。本発明は、特に、通信及び制御のマスタ／スレーブ、分散マスクある いはトークンバス／トークンバスモードにおける迅速で、高信頼性の通信網アク セスが形成できる内部プロトコル、伝送媒体に亙る制御を形成する短距離通信網 （ＬＡＮ）の使用に最適である。

国際調査報告

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. １．少なくとも第１の導体と第２の導体とを持つラインに亙って第１の位置及び 第２の位置間でデータ信号を送信するデータ通信システムにおいて、 このシステムは、各位置において、所定の周波数帯域幅に亙って殆ど均一に分配 された電力を持つ受信広帯域信号を、前記ラインから送信する手段と、 前記受信信号が殆ど等化されるように、第１の制御信号に応答して、前記受信信 号にハイパスフィルタ及びローバスフィルタを変化的に印加する手段と、前記殆 ど等化された受信信号を２進ビットの期間連続出力流に変換する手段とを備えた データ通信システム。
2. ２．更に、複数の異なった相対位相で、２進ビットの前記出力流における複数の 連続受信群のビットの各々を参照信号と比較する手段と、 前記比較手段に応答して、前記群のビットの各々と前記参照信号との間の相関度 を示す複数の計数値を発生する手段と、 計数値が所定の模様の計数値と一致する一連の群のビットを識別する手段と、 所定の期間毎に、一致した一連の計数値がないことに応答して、前記第１の制御 信号を発生する手段とを備えた請求の範囲第１項記載のデータ通信システム。
3. ３．更に、２進ビットの期間的一連の入力流を、所定の周波数帯域幅に亙って殆 ど均一に分配された電力を持つ送信広帯域信号に変換する手段と、 前記ラインに第１の電力レベルを持つ前記送信広帯域信号を印加する手段と、 前記ラインのインピーダンスを検知する手段と、前記検知手段に応答して、前記 第１の電力レベルを第２の電力レベルに調整して、前記印加手段を損傷から保護 する調整手段とを備えた請求の範囲第２項記載のデータ通信システム。
4. ４．前記調整手段は、該調整手段によって前記印加手段の調整速度を制御する時 定数に応答する請求の範囲第３項記載のデータ通信システム。