JPH0134418Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はバラクタダイオードをLC同調回路の
容量素子として使用したバラクタ同調発振器に関
するものである。

一般に、バラクタ同調発振器においては、バラ
クタ同調による広帯域発振器を実現するために、
コレクタ接地のトランジスタのベース・コレクタ
間にバラクタダイオードとインダクタンスとの直
列回路から成る共振回路を接続した発振回路が用
いられている。

この発振回路を用いた従来のバラクタ同調発振
器について第１図を用いて説明する。第１図にお
いて、Ｑはトランジスタであり、該トランジスタ
Ｑのコレクタは接地され、またベース・コレクタ
間には、バラクタダイオードD₁と分布定数線路
で構成されたインダクタンスL₁との直列回路か
ら成る共振回路が接続されている。トランジスタ
Ｑの出力端子であるエミツタから入力端子である
ベースへの帰還回路はトランジスタＱのベース・
エミツタ間の接合容量を利用している。C₁はト
ランジスタＱのエミツタ出力端子に接続されてい
る負荷容量、R₁〜R₃はトランジスタＱのバイア
ス抵抗、RFC₁〜RFC₃はRFチヨーク、C₂〜C₄は
RFバイパスコンデンサ、C₅は直流阻止コンデン
サ、V₁はトランジスタＱの固定バイアス電源、
V₂はバラクタダイオードD₁の可変バイアス電源
である。発振出力は、分布定数線路で構成された
インダクタンスL₁と結合しかつ一端が接地され
た分布定数線路L₂の他端に接続されたRF出力端
子T₁から取り出される。発振周波数は、バラク
タダイオードD₁に加わる可変バイアス電源V₂の
電圧を変化させることにより可変できる。

ところで、UHF帯で非常に広帯域なバラクタ
同調発振器を実現しようとする場合、バラクタダ
イオードに特に望まれる特性は、バラクタダイオ
ードの接合容量C_Jとパツケージ容量C_Pとを加え合
わせたバラクタダイオードの全容量C_T（＝C_J＋
C_P）の可変容量比ΔC（ここでは、バラクタダイオ
ードのバイアス電圧が0V時の全容量C_TOとバイア
ス電圧が30V時の全容量C_T30との比C_TO／C_T30と定
義する）が大きいことである。例えばC_TO＝0.5_P
Ｆ，ΔC＝3.4のバラクタダイオードを用いた1GHz
帯のバラクタ同調発振器では、バラクタダイオー
ドのバイアス電圧が30V時の発振周波数₃₀とバ
イアス電圧が0V時の発振周波数oとの比o／₃₀
（ここでは発振周波数変化比と定義し、Δで表わ
す）はどうしても√より小さくなるのが実情
である。第１図に示す従来のバラクタ同調発振器
においても同様で、発振周波数変化比Δは√
よりも小さく、バラクタダイオードD₁の可変容
量比ΔCの特性を充分に活用しきれていない欠点
があつた。

本考案は上記の点に鑑み、バラクタダイオード
の持つ可変容量比ΔCの特性を最大限に活用でき、
したがつて発振周波数変化比Δを増大し得るバ
ラクタ同調発振器を提供するものであり、以下そ
の一実施例を図面に基づいて説明する。

第２図は本実施例を示す回路図であり、第１図
と同一の構成要素には同一の記号を付している。
第２図において、Ｑはトランジスタであり、該ト
ランジスタＱのコレクタは接地されており、また
ベース・コレクタ間には、バラクタダイオード
D₁と分布定数線路で構成されたインダクタンス
L₁との直列回路からなる共振回路が接続されて
いる。前記トランジスタＱのエミツタ・コレクタ
間には、負荷容量として、バラクタダイオード
D₂が接続されている。そして、一端がトランジ
スタＱのエミツタに接続された結合コンデンサ
C₈を設け、この結合コンデンサC₈の他端に接続
されたRF出力端子T₂から発振出力が取り出され
る。R₁〜R₃はトランジスタＱのバイアス抵抗、
RFC₁〜RFC₄はRFチヨーク、C₂〜C₄およびC₇は
RFバイパスコンデンサ、C₅，C₆は直流阻止コン
デンサ、V₁はトランジスタＱの固定バイアス電
源、V₂はバラクタダイオードD₁およびD₂に共通
の可変バイアス電源である。発振周波数はバラク
タダイオードD₁，D₂に加わる可変バイアス電源
V₂の電圧を変化させることにより可変できる。
即ち、共に増加および減少する。

第３図は第１図に示す従来のバラクタ同調発振
器および上記本願の実施例におけるバラクタ同調
発振器の発振周波数とバラクタダイオードのバイ
アス電圧との関係を示す説明図であり、縦軸は発
振周波数、横軸はバラクタダイオードのバイアス
電圧である。第１図に示す従来のバラクタ同調発
振器では、発振周波数は主としてバラクタダイオ
ードD₁とインダクタンスL₁との直列回路から成
る共振回路の共振周波数で決定されるが、トラン
ジスタＱのエミツタ・コレクタ間に接続された負
荷容量C₁によつても発振周波数を多少変えるこ
とが可能であり、負荷容量C₁が大きい程、発振
周波数は低くなる。例えば負荷容量C₁を0.5pFの
固定容量とした場合には、第３図に実線イで示す
ような発振周波数となり、また負荷容量C₁を
2.0pFの固定容量とした場合には、第３図に実線
ロで示すような発振周波数となる。一方、本実施
例において、トランジスタＱのコレクタ・エミツ
タ間に接続されたバラクタダイオードD₂として、
例えばバイアス電圧が0V時の全容量C_T0が2.0_PＦ
であり、バイアス電圧が30V時の全容量C_T30が
0.5_PＦとなるようなものを用いた場合には、第３
図に破線ハで示すような発振周波数となる。

このように本実施例では、トランジスタＱの出
力端子であるエミツタに接続される負荷容量とし
てバラクタダイオードD₂を用いているので、バ
ラクタダイオードD₁，D₂のバイアス電圧を上昇
させるに従つて、共振回路の容量が小さくなると
共に、負荷容量も小さくなり、したがつて発振周
波数変化比Δは第１図に示す従来のバラクタ同
調発振器よりも大きくなる。

また第１図に示す従来のバラクタ同調発振器で
は、負荷容量C₁が大きいと、バラクタダイオー
ドD₁のバイアス電圧が高い所で発振出力の低下
あるいは発振停止という事態が発生し、また負荷
容量C₁が小さいと、バラクタダイオードD₁のバ
イアス電圧が低い所で発振出力が低下する等の問
題があるが、本実施例では、トランジスタＱの負
荷容量としてバラクタダイオードD₂を用いてお
り、このバラクタダイオードD₂と共振回路の容
量としてのバラクタダイオードD₁とが共通の可
変バイアス電圧V₂によつてバイアスを与えられ
るので、発振周波数が高くなるに従つて負荷容量
が小さくなり、負荷アドミツタンス（発振周波数
×負荷容量）が発振周波数の低い時と高い時とで
平均化され、したがつて発振周波数に対する発振
出力の変動が少なくなり、発振動作を安定化でき
る。

以下第４図、第５図、第６図を用いてさらに詳
しく説明する。

第４図は本実施例のバラクタ同調発振器を簡略
して図示したもので、本実施例のバラクタ同調発
振器は、トランジスタＱのエミツタ、ベースの端
子に対して直列に帰還回路Z₁，Z₂が形成された直
列帰還型の発振回路で、かつ、コレクタ接地の構
成であり、例えば、第２図に対応して説明すれ
ば、Z₁がバラクタ・ダイオードD₁とインダクタ
ンスL₁との直列回路から成る共振回路、Z₂がバ
ラクタ・ダイオードD₂とRF出力端子T₂に接続さ
れる負荷とからなる負荷回路で構成され、トラン
ジスタＱのコレクタを接地点Ｃに接地するととも
に、帰還回路Z₁，Z₂を接地点Ｃで接地した構成を
特徴としている。

この構成では、Z₂に含まれるバラクタ・ダイオ
ードD₂の容量を発振周波数に対応して連続的に
可変する。

この構成によれば、帰還回路Z₁，Z₂は接続点Ｃ
を接地点にして形成されるので、特にストリツプ
線路などの接地導体を含む平面回路を多く用いる
マイクロ波以上の使用周波数では帰還回路Z₁，Z₂
の一端を接地して形成する方法が回路構成上容易
で実用的である。すなわち直列帰還型の発振回路
は特に超高周波帯での回路構成上、非常に有利で
ある。以下、この点についてさらに詳しく説明す
る。

マイクロ波以上の使用周波数では波長が短かく
なるために、素子の物理的寸法がインピーダンス
に大きく影響する。

つまり、マイクロ波以上の周波数では、インピ
ーダンスは物理的寸法に大きく依存するため、ト
ランジスタの端子間に配置される素子の形状・寸
法に対して十分に注意を払う必要がある。

例えば、第５図のように、トランジスタの端子
間に並列に帰還回路が接続されている並列帰還型
の発振回路では、物理的寸法が決つている端子間
に、目的とするアドミツタンスを有する帰還回路
Y₁，Y₂，Y₃を自由に形成することは困難であ
る。

それに対して、第４図の直列帰還型の発振回路
での帰還回路の一端は接地点Ｃでよく、しかも、
この接地点Ｃは、接地導体を含む平面回路では、
比較的自由にいろいろな位置に選べる。つまり、
直列帰還型の発振回路では、帰還回路Z₁，Z₂の形
成は比較的自由に、その位置を選ぶことができ
る。また、接地は高周波的に接地されていれば良
いので、終端開放線路を用いても帰還回路の一端
を接地できる。

更に、トランジスタの各端子から見たインピー
ダンスの位相条件の設定も、例えばストリツプ線
路の長さを半波長変化させることにより、位相を
180度変えられるので、インピーダンスの設定も
容易で実用的である。

つまり、直列帰還型の発振回路では、トランジ
スタの１つの端子には１つの帰還回路しか接続さ
れておらず、しかも、帰還回路の一端は接地点
で、その接地点が自由に設定できる。帰還回路の
一端を接地できるということは、帰還回路の形成
に非常に大きな自由度が与えられるということを
意味しまた、帰還回路の形成が自由であるという
ことは、帰還回路のインピーダンスの調整、つま
り、位相条件の調整も比較的自由に実行できるこ
とでもあり、帰還回路の一端を接地できること
は、帰還回路の実現上、極めて有効であることを
示している。

次にこの構成はまた負荷出力の取り出し方も容
易で、例えば帰還回路Z₂として、第６図ア，イの
ように負荷を直列に含む直列負荷方式、並列に負
荷を含む並列負荷方式のいずれも容易に実現可能
であるので、実用性の極めて高いものである。ち
なみに、本考案の第２図の実施例は並列負荷方式
のものである。

なお上記実施例においては、バラクタダイオー
ドD₁，D₂のバイアスを共通の可変バイアス電源
V₂によつて供給し、双方のバイアスを同時に可
変できるように構成した例について説明したが、
バラクタダイオードD₁，D₂のバイアスを別々に
可変できるように構成してもよい。

以上説明したように、本考案にかかるバラクタ
同調発振器によれば、トランジスタの出力端子で
あるエミツタに接続される負荷容量として第２の
バラクタダイオードを用いたので、第１及び第２
のバラクタダイオードのバイアス電圧を上昇させ
るに従つて、共振回路及び負荷容量が小さくな
り、したがつて発振周波数の可変範囲を増大し
得、また、負荷容量を発振周波数に応じて変化さ
せることができるので、負荷アドミツタンス（発
振周波数×負荷容量）を発振周波数の低い所と高
い所とで平均化することができ、したがつて発振
周波数に対する発振出力の変動が少なくなり、以
上のことから、発振動作の安定な発振周波数の可
変範囲を増大でき、広帯域化を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のバラクタ同調発振器の回路図、
第２図は本考案の実施例を示す回路図、第３図は
従来のバラクタ同調発振器および本実施例におけ
るバラクタ同調発振器の発振周波数とバラクタダ
イオードのバイアス電圧との関係を示す説明図、
第４図は本実施例の概略構成を示すブロツク図、
第５図は並列帰還型の発振回路のブロツク図、第
６図は直列、並列負荷方式を示す回路図である。 Ｑ……トランジスタ、D₁，D₂……バラクタダ
イオード、L₁……インダクタンス。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. バイアス電圧の変化に応じて負荷容量が共に増
   加および減少する第１、第２のバラクタダイオー
   ドと、トランジスタのベース・コレクタ間に前記
   第１のバラクタダイオードを含む直列共振回路を
   接続した第１の帰還回路と、前記トランジスタの
   エミツタ・コレクタ間に前記第２のバラクタダイ
   オードを接続し、前記トランジスタのエミツタに
   負荷を接続した第２の帰還回路とを有し、前記ト
   ランジスタのコレクタを接地し、前記各帰還回路
   の一端を接地状態として直列帰還型の発振器を構
   成してなるバラクタ同調発振器。