JPH01321717A - ノイズキャンセラー - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、周期的ノイズを含む信号からノイズ成分を位
相遅延を伴わずに消去するノイズキＡ・ンセラーに関す
る。

［従来の技術］ 従来、信号に含まれる周期的ノイズとしては、音声信号
や各種センサ信号に商用電源等の誘導や直流平滑電源の
平滑不足により重畳するハムノイズ、あるいはビス１−
ンボンプ、レシプロ）１．１４エンジン等で往復運動を
回転運動に変換してエネルギーを発生ずる基本的に脈動
成分を有するエネルギー源を使用した装置における各部
の変移、速度、圧力信号に重畳する脈動ノイズが知られ
ている。

このような周期的ノイズを信号から除去するため、一般
に次のような方法がとられている。

（Ａ）ノイズの周波数のみを通過させない帯域除去フィ
ルタ（ノッヂフィル）を使用する。

この帯域除去フィルタの伝達関数は、 Ｇ（ｓ）＝（Ｓ２＋ω”　ｎ）／（Ｓ２＋４ωｎ　Ｓ−
＋−ω２ｎ）但し、ωｎ＝２πｆ、ｆ’ｎ−ノツチ周波
敢として与えられる。

（Ｂ）ノイズ周波数と信号周波数が異なる場合には、高
域通過又は低域通過フィルタを用いてノイズ周波数を通
過させないようにする。

第９図はローパスフィルタによるノイズ除去を示したも
ので、同図（ａ）の原信号に周期的ノイズか重畳すると
同図（ｂ　）のようになり、この信号をローパスフィル
タを通すことで同図（Ｃ）に示すノイズ成分を除去した
信号が得られる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしなから、このような従来のノイズキャンセラーに
あっては、帯域除去、高域通過、低域通過のいずれのフ
ィルタを使用してノイズを除去しても、本来の信号成分
に対し位相遅れ又は微分成分の付加等が発生し、本来の
信号に波形変形又は波形歪が発生する。

例えばローパスフィルタを使用した第９図（Ｃ）の場合
には、同図（ａ　）の原信号に対しフィルタ通過信号が
位相遅れを生じている。

また帯域除去フィルタにおいては、ノイズの周期の変動
に対して全く対応できず、例えばエンジン回転やピスト
ンポンプの回転変動に対し全く無効で必る。

更に、フィードバック制御による自動制御袋δ等にあっ
ては、ノイズ除去によって本来の入力信号に位相遅れや
波形歪が生じたり、ノイズ成分が除去し切れなかった場
合には、自動制御系の安定性や制御精度を悪化させる。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、
ノイズ成分が変動しても位相遅れ及び波形変形を起こす
ことなく確実にノイズ成分のみを除去することのできる
ノイズキャンセラーを提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この目的を達成するため本発明のノイズキャンセラーに
あっては、入力信号のノイズ成分のみを通過する直線位
相形フィルタと：該フィルタの出力を遅延させる遅延回
路と；該遅延回路の入力と出力との差を比較する比較回
路と；該比較回路の比較値に基づいて前記フィルタの通
過帯域及び位相特性を変化させる制御回路と：を設け、
前記フィルタ出力を入力信号から差し引いてノイズ成分
のない信号を生成するように構成する。

［作用］ このような構成を備えた本発明のノイズキャンセラーは
次の作用を有する。

まずディジタルフィルタの一種であるトランスバーサル
フィルタや有限インパルス応答形フィルターとして知ら
れた直線位相形フィルタにあっては、周波数零からティ
キス１〜周波数、即ちリーンプリング周波数の１／２ま
では位相遷移が周波数に比例した出力を生ずる。換言す
ると、周波数Ｏ〜ｆｓ／　２までの全域にわたって一定
の出力遅延時間τｄをもつ。

この出力遅延時間τｄはサンプリング周波数「Ｓと、ト
ランスパー１ナルフイルタの遅延段数Ｎによって決定さ
れ、一般に、 τｄ＝Ｔｓ　　（Ｎ−１＞／２ 但し、ＴＳ：サンプリング周期で１／ｆｓとなり、フィ
ルタ出力における通過信号成分の波形変形が全くない。

そこで周期的ノイズを含む入力信号を直線位相力フィル
タに与えることでノイズ成分のみを通過さけ、且つノイ
ズ成分の出力遅延時間τｄが常にノイズ成分の周期と同
じか又は０倍（ｎ＝１．２゜３、・・・〉に等しいよう
に常に（ナンプリング周明ＴＳを制御するフィードバッ
クループを形成する。

そして、このようなフィードバックループてサンプリン
グ周波数が制御されるフィルタから出力される位相が３
６０’　Ｘｎ　　（但し、ｎ＝１．２゜３、・・・）遅
れたノイズ成分を入力信号から差し引くことにより、位
相遅れ及び波形変形のない原信号を生成することができ
る。

［実施例］ 第１図は本発明の一実施例を示したブロック図である。

第１図において、１は直線位相形のバンドパスフィルタ
でおり、周期的ノイズの帯域のみを通過するフィルタ職
能を有し、入力値遅延回路と枯和計亦器で構成されてい
る。

ここで時刻ｉにおける入力信号をＸｉ、時刻（ｉ−ＴＳ
＞における入力信号をｘ；−１，・・・、時刻（ｉ−Ｎ
−ＴＳ）における入力信号をＸｌ−Ｎとすると、バンド
パスフィルタ１はを計算する。但し、ｋ（ｎ）は定数で
ある。このため直線位相形のバンドパスフィルタ１は出
力遅延時間 τｄ＝Ｔｓ・（Ｎ−１＞／２ で所望の通過帯域特性となるバンドパスフィルタを実現
できるような定１Ｒｋ（ｎ）が存在することか知られて
いる。尚、この遅延特性は 。−ｊ（〒） として表現される。

２は引算器であり、入力信号Ｘｉからバンドパスフィル
タ１の出力Ｙ１、即ちノイズ成分を差し引いてノイズ成
分を持たない信号を生成する。

３は遅延回路であり、 ＴＳＸ　（Ｎ−１）　／ま たけバンドパスフィルタ１の出力Ｙｉを遅らける。

４は引算器であり、遅延回路３の入力から出力を差し引
く、即ち、バンドパスフィルタ１の出力Ｙｉから遅延回
数３で遅延した遅延出力Ｙｉ−（Ｎ−１＞／２ を差し引いて出力ｅｉを発生する。

５は演算回路であり、引締器４の出力ｅの単位周期当り
の二乗誤差を演算し、誤差Ｅを出力する。

６はリーンプルタイムコントローラで必り、演算回路５
より出力された誤差Ｅ＠最低にするようにバンドパスフ
ィルタ１に対するサンプリング周波数ｆｓを制御する。

７は分周期でおり、サンプルタイムコントローラ６の指
示に従って分周比が可変され、可変された分周比に基づ
く発振器８からの発振周波数の分周比によりサンプリン
グ周波数ｆｓとなる出力周波数をバンドパスフィルタ１
、遅延回路３及び演算回路５に出力する。

次に第１図の実施例の動作を説明する。

第２図は第１図のノイズキャンセラーに対する入力信５
”３Ｘｉにつき、同図（ａ＞にノイズ成分を含まない本
来の信号であるぺぎ原信号を示し、同図（ｂ）に周期的
ノイズが小心した入力信号を示す。

ここで説明を具体的にするため原信号の信号帯域をＯ〜
２０Ｈ２、周ＪＵＩ的ノイズの発生しうる周波数帯域を
５０〜１２０Ｈ２とする。

第３図（ａ）は第１図のバンドパスフィルタ１の周波数
特性を示し、同図（ｂ−〉は位相特性を示す。

ここで周波数特性及び位相特性はサンプリング周期Ｔｓ
（＝１／ｆｓ）を変えることにより矢印で示すにうに変
化する。

第４図（ａ）は第２図（ｂ）に示した周ｌｌｊ的ノイズ
を含んだ入力信号のＡ部を拡大して示し、同図（ｂ）に
バンドパスフィルタ１の出力波形を示す。この第４図（
ａ＞の原信号と（ｂ）のバンドパスフィルタ１の出力波
形から明らかなように、バンドパスフィルタの出力波形
は１京信号に対しτｄ＝Ｔｓｘ　（Ｎ−１＞／ま たけ遅れていることを示している。

例えばノイズ周期Ｔｎ８Ｔｎ＝２０ｍｓ　（５０トＩＺ
）とすると、バンドパスフィルタ１は出力遅延時間τｄ
がノイズ周期下ｒ）に等しい２０ｍ５かまたはノイズ周
期Ｔｎ＝２０ｍｓの整数倍となるように遅延する特性を
有し、且つ、ノイズ周波数５０１−Ｉ　ｚのみを通過す
るようなフィルタ特性が得られれば、入力信号Ｘｉから
フィルタ出力Ｙｉを差し引くことによって原信号のみを
取り出すことができる。第４図（Ｃ）はバンドパスフィ
ルタ１の出力遅延旧聞τｄがノイズ周期Ｔｎと等しくな
ったときのフィルタ出力波形を示しており、このフィル
タ出力を入力信号から差し引くことによって原信号のみ
が取り出ける。

このためのバンドパスフィルタ１の具体例としては、例
えばサンプリング周期Ｔｓ＝１ｍｓ　（−１０００μｓ
）とし、フィルタ次数ＮがＮ＝４１でおり、更に通過域
５０〜１２０１−１ｚの直線位相形フィルタを実現する
ことが可能でおり、このフィルタを用いることにより周
期的ノイズは完全に引算器２によってキャンセルされ、
位相遅れがなく且つ波形変形もないノイズ除去用ツクＲ
１が１ｑられる。

このとき遅延回路３の出力はフィルタ出力Ｙｉに対し、 Ｔｓｘ　（４１−１）／２ の遅れ、即ち２０ｍ５の遅れとなり、引算器４の出力ｅ
も零となるため、演算回路５による二乗平均計算で得ら
れた誤差ＥもＥ＝Ｏとなり、サンプルタイムコントロー
ラ６に最低値Ｅ＝Ｏが入力され、例えば発振器８の発撮
周波数が１Ｍ　ＨＺであったならば’１／１０００の分
周率が最適となり、サンプルタイムコントローラ６は分
周器７に対し分周率１／１０００を指示した状態で安定
する。

一方、安定状態で周期的ノイズが逐次変化を始め、５０
　）−Ｉ　Ｚから８０Ｈｚまで変動したとする。

これは例えばエンジン回転の変化ヤ）ポンプ駆動回転数
の変化に依存する。

サンプル周期Ｔｓ＝１ｍｓではノイズ周波数５０Ｈ２に
おいて、バンドパスフィルタ１の出ツノ遅延時間τｄと
ノイズ周期Ｔｎとの間にτｄ＝ｌｎの関係にあったが、
ノイズ周波数の変動によりこの関係がくずれ、バンドパ
スフィルタ１はノイズを通過させることはできるが引算
器２によるノイズキャンセルかできなくなる。

同時に周期的ノイズの変動により遅延回路３の入力と出
力の間の位相ずれにより引算器４の出力ｅも零ではなく
なり、位相ずれに応じた出力ｅが発生する。その結果、
波節回路５による二乗平均計算で得られる誤差Ｆの値も
増加する。このような演算回路５からの誤差Ｅの変化に
対しサンプルタイムコントローラ６は分周器６に対する
分周比の制御によりサンプル周期を上げ下げし、誤差圧
として与えられる二乗平均値が最少となるよ−うに分周
器６の分周比を制御する。

ここで演算回路５における引算器５による位相すれに応
じた出力ｅに対する誤差［は第５図に承り関係にある。

第６図はサンプルタイムコン１−ローラ６による分周器
７に対する分周比制御のアルゴリズムを示−１゜ 第６図において、まずステップＳ１でリンプルタイムコ
ントローラはサンプル周期ＴＳの初期値α＝１０００μ
ｓと、サンプル周期の変化幅β＝５０μｓ＠設定する。

続いてステップＳ２でサンプル周１１］　−１−ｓをＴ
ｓ＝α＝１０００μｓにセットし、このとき演算回路５
の二乗平均計算で１Ｕられる誤差ＥをＥｌとして登録す
る。

続いてステップＳ４でυ゛ンプル周朋ＴｓｅＴｓ＝α＋
βにセラ１〜し、次のステップＳ５で波節回路５の二乗
平均計算で１ｑられる誤差Ｅを「２として登録する。更
にステップＳ６でサンプリング周期ＴＳをＴＳ＝α−β
にセットし、ステップＳ７でそのときの二乗平均計算に
よる誤？ＥをＥ３として登録する。

続いてステップＳ８においてステップＳ３．Ｓ５、Ｓ７
のそれぞれで登録された誤差Ｅｌ　、　Ｅ２　。

Ｅ３の大小関係を比較する。

ステップＳ８の比較において、誤差Ｅ１力脣呉差Ｅ２．
Ｅ３より小さく、誤差Ｅ１とＥ３の差の絶対値が所定値
εより小さければステップＳ１２に進み、サンプリング
周期ＴｓをＴ　ｓ−αにセットし、続いて変化幅βを１
つ少ない（β−１）とし、βが５μｓより大きいことを
条件に再びステップＳ２に戻って同様な処理を繰り返す
。

一方、ステップＳ８で誤差Ｅ１が誤差Ｅ２より大きく、
Ｅ２が誤差Ｅ３より大きいときにはステップＳＩＯに進
み、サンプル周期ＴＳをＴＳ＝α−１とすることで１μ
ｓだけ小さくした後に再びステップＳ２に戻って同様な
処理を行う。

更にステップＳ８で誤差Ｅ１がＥ２より小さく、且つＥ
２がＥ３より小さいときにはステップＳ１１に進み、サ
ンプル周期ＴＳをＴＳ＝α＋１と１μｓだけ増やしてス
テップＳ２に戻って同様な処理を繰り返す。

尚、ステップＳ８において、ステップ３１０又はＳ１１
に准む比較値としては括弧内に示す条件の場合でも良い
。

このような第６図に示す分周比を決定するアルゴリズム
により前述したように、ノイズ周波数が安定状態にあっ
た５　０　Ｈｚから８０　Ｈｚに変動した場合、サンプ
ルタイムコントローラ６は演算回路５からの誤差Ｅ＝Ｏ
となった状態で分周器７に対する分周比を１／６２５と
し、このため分周器７によるサンプル周期ＴＳは６２５
μｓとなる。

この結果、ノイズ周波数５０Ｈ２の場合のサンプル周期
１０００μｓに対しノイズ周波数８０１−＋７では６２
５μｓと短かくなり、バンドパスフィルタ１の通過域は
当初５０〜１２０Ｈｚであったものが８０〜１９２Ｈ２
に変わるが、入力するノイズ周波数は８０　）−Ｉ　Ｚ
であることから通過帯域が変化しても問題なくノイズの
みを出力することができる。

更に、バンドパスフィルタ１の出力遅延時間τｄはτｄ
　＝０．６２５Ｘ２０＝１２．５ｍｓとなり、第４図（
Ｃ）に示したようなτｄ　＝Ｔｎの関係が成立し、引算
器２によって８０Ｈｚに変動したノイズ成分を除去した
信号出力Ｒ１を得ることかできる。

第７図は本発明の伯の実施例を示したブロック図である
。

この第７図の実施例の特徴は、第１図の実施例にあって
は、１つの遅延回路３のみによって第６図のアルゴリズ
ムに示したように二乗誤差平均の計算により最適なサン
プリング周期Ｔｓを検出しているが、第７図の実施例に
あっては、３つの遅延回路３ａ、３ｂ、３ｃを設け、そ
れら３つの遅延回路３ａ〜３Ｃの入出力の差を引算器４
ａ、４ｂ、４Ｃで取り出し、それぞれ演算回路５ａ、５
ｂ、５Ｇにより二乗誤差平均計算を行なって誤差Ｅｌ　
、Ｅ２　、Ｅ３を同時に検出てきるようにしたことを特
徴とする。

即ら、初段に設けた遅延回路３Ｃは、 Ｚ’　　ｚ　　）＋１ の遅延特性をもち、２段目の遅延回路３ｂは、７−（〒
） の遅延特性をもち、更に３段目の遅延回路３ａは、ｚ−
（撃）−１ の遅延特性をもつ。そして引算器４ｃ、４ｂ、１４ａの
それぞれでバンドパスフィルタ１で取り出されたノイズ
成分の出力信号Ｙｉから各遅延出力を差し引いて対応す
る演算回路５ｃ、５ａ、５ｂに与えることで第１の演算
回路５と同様、二乗誤差の平均計算を行なって誤差Ｅｌ
、Ｅ２．Ｅ３を同時に求めてサンプルタイムコントロー
ラ６に与えている。

第８図は第７図の実施例における最適サンプリング周期
ＴＳを決定するためのアルゴリズムを示ず。

即ち、ステップＳ１で初期値としてα−１０００μｓを
設定し、次のステップＳ２で１ナンプル周１月ＴＳＩこ
初期値α−１０００μｓを設定する。このリーンブリン
グ周期Ｔｓ＝１０００／、ｌｓのセット状態で遅延回路
３ａ〜３Ｃ１引亦器４ａ〜４Ｃ及び波節回路５ａ〜５Ｃ
により誤差Ｅｌ、［Ｅ２．Ｅ３を同時に検出してステッ
プＳ３で登録する。

続いてステップＳ４において、登録された誤差Ｅｌ、Ｅ
２．Ｅ３を第６図のアルゴリズムと同様に比較し、比較
結果に応じてステップＳ５．Ｓ６又はＳ７に示すサンプ
ル周ＩｊｌＪ丁Ｓの設定状態とし、誤差Ｅｌ　、Ｆ２　
、Ｅ３が最小となるようにサンプリング周期Ｔｓを設定
する。

尚、上記の実施例にあっては、直線位相形バントパスフ
ィルタ１を例にとるものでおったが、周期的ノイズの性
質によりローパスフィルタ、バイパスフィルタ等を用い
ても同作の作用か１ｄられることは明らかである。

［発明の効果］ 以上説明してぎたように本発明によれば、周期的ノイズ
が重畳した信号から原信号のみを波形変形、位相ぼれ、
位相進みが一切ない伏ｒ戻で生成することができる。こ
の結果、自動制御等のリアルタイム処理が要求されるシ
ステムに本発明を適用することで、制御系に悪影響をお
よぼさない最適なノイズ除去を行なうことができ、安定
性及び制御精度を高めることができる。

更に、周期的ノイズの［り量的変化に対し自動的に追随
してノイズ除去を行なうため、周期変動があるような周
期的ノイズに対してもＭｒ実に周期的ノイズを除去して
波形変形、位相遅れ、位相歪のない原信号を生成するこ
とかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示したブロック図；第２図
は原信号と周期的ノイズ重畳信号を示した説明図； 第３図は第１図のバントパスフィルタの周波数特性及び
位相特性を示した説明図； 第４図は第２図のノイズ手前信号のＡ部を拡大してバン
ドパスフィルタの入出力波形を示した説明図： 第５図（ま第１図の演亦回路の演算特性を示した説明図
： 第６図は第１図の実施例にａ３いて最適サンプリング周
期ＴＳを決定するアルゴリズムを示した動作フロー図： 第７図は本発明の他の実施例を示したブロック図；第８
図は第７図の実施例において最適り“ンプリング周朋Ｔ
Ｓを決定するアルゴリズムを示した動作フロー図： 第９図はローパスフィルタを用いた従来のノイス゛キャ
ンセラーによる信号波形を示した説明図である。 １：ハンドパスフィルタ（直線位相形）２．４．４ａ　
〜４Ｃ：引算器 ３．３８〜３Ｃ：遅延回路 ５．５ａ〜５Ｃ：演鈴機（二乗誤差平均）６：リンプル
タイムコン（〜ローラ ７：分周器 ８：発振器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号のノイズ成分のみを通過する直線位相形
   フィルタと； 該フィルタの出力を遅延させる遅延回路と；該遅延回路
   の入力と出力との差を比較する比較回路と； 該比較回路の比較値に基づいて前記フィルタの通過帯域
   及び位相特性を変化させる制御回路と；を備え、前記フ
   ィルタ出力を入力信号から差し引いてノイズ成分のない
   信号を生成することを特徴とするノイズキャンセラー。