JPH0131812B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明は、同一の周波数領域にあつて互いに直
交する二つの偏波（その一方を主偏波、他方を交
差偏波という）をそれぞれ別個の信号伝送路用と
して用いる信号伝送方式に関するものであり、更
に詳しくは、かかる信号伝送方式において、前記
二つの偏波間において生じうる干渉を補償するた
めの干渉補償装置に関するものである。

〔従来技術とその問題点〕

第１図はコチヤンネル配置の直交二偏波のスペ
クトル・ダイヤグラムである。すなわち、横軸は
周波数領域、縦軸の正方向は主偏波の電力スペク
トルを、縦軸の負方向は交差偏波の電力スペクト
ルをそれぞれ示している。

本発明は、第１図に示した如き、同一の周波数
領域にあつて互いに直交する二つの偏波（主偏波
側デイジタル変調信号１と交差偏波側デイジタル
変調信号２）間の干渉補償装置に関するものであ
ることは先にも説明したが、第２図は従来のかか
る干渉補償装置を示すブロツク図である。

第２図において、３はＶ偏波（垂直偏波）側デ
イジタル変調信号入力端子、４はＨ偏波（水平偏
波）側デイジタル変調信号入力端子、５はそれぞ
れ遅延回路、ｔはタツプ、６はそれぞれ重み付け
回路（可変利得増幅器）、７は加算回路、８はＶ
偏波側デイジタル変調信号の出力端子、９および
９′はそれぞれ補償回路、９Ａは歪発生回路、１
０はＨ偏波側デイジタル変調信号の出力端子、１
１は制御回路、である。

ここで歪発生回路９Ａとしては、例えば共振器
特性を用いた回路とか、予めROMに必要なデー
タを記憶しておき必要に応じてそのデータを引き
出して歪発生に利用する回路などがあるが、ここ
ではトランスバーサルフイルタを用いた歪発生回
路９Ａを例に挙げ説明する（厳密には、歪発生回
路９Ａと加算回路７とでトランスバーサルフイル
タが構成され、それがまたこの場合、そのまま補
償回路９となつている）。

補償回路９にとつては、入力端子３から入力す
るＶ偏波（側デイジタル変調信号）が主偏波であ
り、入力端子４から入力するＨ偏波（側デイジタ
ル変調信号）が交差偏波であり、入力端子３から
受信されたＶ偏波に含まれるＨ偏波成分を、入力
端子４において別に受信したＨ偏波を用いて除去
し、Ｈ偏波成分を含まない主偏波（Ｖ偏波）を出
力端子８から出力せんとするものである。

補償回路９′にとつては、丁度その逆のことが
伝え、入力端子４から受信したＨ偏波（主偏波）
に含まれるＶ偏波成分を、別に入力端子３から受
信したＶ偏波を用いて除去し、Ｖ偏波成分を含ま
ぬＨ偏波を主偏波として出力端子１０から出力せ
んとするものである。

補償回路９の回路動作を説明する。入力端子４
から別に受信されたＨ偏波は歪発生回路９Ａに入
力された後、先ずタツプｔにおいて二分され、そ
の一つは重み付け回路６を介して加算回路７に至
る。残りの一つは遅延回路５（遅延時間は、Ｈ偏
波としてのデイジタル信号のその１ビツト分の遅
延時間またはその整数分の１）を介した後、更に
タツプｔにおいて二分され、一つは重み付け回路
６を介して加算回路７に至り、残りの一つはまた
遅延回路５に入力し、以下同様の過程を経て、こ
の場合、５個の重み付け回路６（従つてタツプｔ
も５個）を経てＨ偏波信号が加算回路７に入力さ
れる。

制御回路１１は、出力端子８に得られるＶ偏波
の中からＨ偏波成分を取り込み、また出力端子１
０に得られるＨ偏波を取り込み、両者間の相関を
調べ、該相関が最小になるように５個の重み付け
回路６の重み係数（６を可変利得増幅器と考えた
場合にはその利得、タツプ利得とも云う）を制御
しているので、結果として、歪発生回路９Ａから
加算回路７に加わる出力信号の和は、入力端子３
からのＶ偏波に含まれるＨ偏波成分と同一の振幅
特性で位相が逆相の信号となり、この信号とＨ偏
波成分を含むＶ偏波が加算回路７で加算される結
果、Ｈ偏波成分を含まぬＶ偏波が出力端子８から
出力され、直交二偏波間の干渉が補償されたこと
になる。

なお、制御回路１１による各タツプ利得の制御
方法としてはZF（Zero Forcing）法とかMS
（Mean Square）法などが知られている。

さて、第２図を参照して説明した直交二偏波間
の干渉補償は、第１図に示した如きコチヤンネル
周波数配置をもつた１組のデイジタル変調信号
１，２を対象とするものであつた。

所で第３図に示すようなコチヤンネル周波数配
置をもつた例えば４個ずつのデイジタル変調信号
（１２乃至１５と１６乃至１９）をそれぞれＶ偏
波およびＨ偏波の各一つの無線チヤンネルで伝送
する４マルチキヤリア方式に対して直交二偏波間
の干渉補償を行なう従来の装置を第４図にブロツ
ク図で示す。

第４図において、Ｖ偏波信号入力端子２０は、
第３図に示すデイジタル変調信号１２〜１５に対
するものであり、Ｈ波数信号入力端子２１は、デ
イジタル変調信号１６〜１９に対するものであ
る。２３〜３０はそれぞれデイジタル変調信号１
２〜１９を通すバンドパスフイルタ、２２は第２
図に示した補償装置そのもの、３１〜３８は、そ
れぞれデイジタル変調信号１２〜１９の補償出力
端子、である。

第４図から明らかなように、この場合、第２図
に示した如き直交二偏波間の干渉補償装置を４組
必要とすることになり、遅延回路５の数で云うと
合計32個、重み付け回路６は合計40個を必要とす
ることになり、回路規模が増大することが認めら
れるであろう。

このように従来の直交二偏波間の干渉補償装置
をマルチキヤリア方式の信号伝送に対して適用す
ると、回路規模の増大が避けられないという欠点
があつた。

〔発明の目的〕

本発明は、上述のような従来技術の欠点を克服
するためになされたものであり、従つて本発明の
目的は、マルチキヤリア方式の信号伝送に適用し
ても回路規模の増大を招かなくともすむ如き直交
二偏波間の干渉補償装置を提供することにある。

〔発明の要点〕

本発明の要点は、互いに直交する二つの偏波の
うち一つを主偏波、他を交差偏波とし、受信した
主偏波信号の中に交差偏波信号成分が洩れ込んで
両信号間で干渉を起こしているとき（この状態に
ある主偏波信号を被干渉主偏波信号と呼ぶことに
する）、別に受信した交差偏波信号を歪発生回路
に通して歪ませた後、前記被干渉主偏波信号と合
成して出力する合成回路と、該合成出力のうちに
含まれる交差偏波信号成分と、別に受信した前記
交差偏波信号とを取り込み両者の相関を調べて該
相関が最小になるように前記歪発生回路における
歪を制御する制御回路とを有し、結果として前記
合成回路から、洩れ込んだ前記交差偏波信号成分
を除去された主偏波信号を得ることにより前記両
信号間の干渉を補償するようにした直交二偏波間
の干渉補償装置において、 前記被干渉主偏波信号が複数のデイジタル変調
信号によつて構成される場合にも、別に受信した
複数のデイジタル変調信号によつて構成される対
応した交差偏波信号を共通の一つの歪発生回路に
通した後、共通の一つの合成回路において、複数
のデイジタル変調信号によつて構成される前記被
干渉主偏波信号とを合成し出力することによつ
て、それぞれ複数のデイジタル変調信号から成る
前記両信号間の個々の干渉を補償するように前記
制御回路を構成した点にある。

〔発明の実施例〕

次に図を参照して本発明の実施例を説明する。

第５図は４マルチキヤリア方式の信号伝送に適
用した本発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。同図において、第４図におけるのと同じ物に
は同じ符号を付してある。そのほか４０は制御回
路、３９は第２図の９に示した補償回路と同一構
成の回路であるが、たゞその中の遅延回路５にお
ける遅延時間が、第２図の場合の４倍の時間に設
定されている。

かかる構成により、周波数領域の異なる４個の
デイジタル変調信号に対して一つのトランスバー
サルフイルタを用いるだけで、主偏波に属する前
記４個のデイジタル変調信号の交差偏波に属する
対応した４個のデイジタル変調信号との間の各偏
波間干渉を補償することができる。

次に、かかる補償動作を可能にする制御回路４
０について説明する。制御回路４０の具体的構成
例を第６図に示す。

第６図において、１１は第２図に示したのと同
じ制御回路、４１はフーリエ変換回路、４２は周
波数変換回路、４３は逆フーリエ変換回路、であ
る。

第６図に示す制御回路４０の入出力信号につい
て説明する。

入力信号としてＶ偏波、Ｈ偏波における各４マ
ルチキヤリアのデイジタル変調信号の交差偏波
（直交二偏波）間干渉補償後の信号が合計８系列、
出力端子３１〜３８の側より入力される。例えば
Ｈ偏波からＶ偏波への交差偏波間干渉を補償する
場合、従来から行なわれているＶ偏波における誤
差信号（洩れ込んだＨ偏波成分）とＨ偏波の別途
受信信号との相関検出により、４マルチキヤリア
毎における（Ｎ＋Ｍ＋１）個のタツプの各重み付
け量を得ることができる。

但し、中心タツプからみて、一方のタツプ数を
Ｎ個、他方のタツプ数をＭ個とする。

Ｈ偏波側の４マルチキヤリアの各デイジタル変
調信号における（Ｎ＋Ｍ＋１）個のタツプの重み
付け回路を周波数の低い順にa_o ⁽¹⁾、a_o ⁽²⁾、a_o ⁽³⁾、
a_o ⁽⁴⁾とすると、マルチキヤリアの各々のデイジタ
ル変調信号に対するＨ偏波からの交差偏波間干渉
を補償する歪発生回路のインパルス応答f₁（ｔ）＋
f₂（ｔ）、f₃（ｔ）、f₄（ｔ）は次の如く表わせる。

f₁（ｔ）＝_N 〓^n=-M a_o ⁽¹⁾ δ（ｔ−nT） ……(1) f₂（ｔ）＝_N 〓^n=-M a_o ⁽²⁾ δ（ｔ−nT） ……(2) f₃（ｔ）＝_N 〓^n=-M a_o ⁽³⁾ δ（ｔ−nT） ……(3) f₄（ｔ）＝_N 〓^n=-M a_o ⁽⁴⁾ δ（ｔ−nT） ……(4) 但しＴ；マルチキヤリアクロツク周期 δ（ｘ）；インパルス関数 上記f₁（ｔ）、f₂（ｔ）、f₃（ｔ）、f₄（ｔ）を周波
数
領域で表示すると次の如く表わせる。

F₁（ｔ）＝〓〔f₁（ｔ）〕 ……(5) F₂（ｔ）＝〓〔f₂（ｔ）〕 ……(6) F₃（ｔ）＝〓〔f₃（ｔ）〕 ……(7) F₄（ｔ）＝〓〔f₄（ｔ）〕 ……(8) したがつて、４マルチキヤリア全体の中心にお
ける周波数f₀に対する各マルチキヤリアの搬送周
波数の差を第６Ａ図に示す如く低い順にΔf₁、
Δf₂、Δf₃、Δf₄とすると、４マルチキヤリア全体
の周波数特性F₁（ｔ）は、周波数領域〔f₀₁、f₀₂〕
において なお、上記(9)式において、第１項は、周波数領
域がf₀₁から（f₀＋Δf₁＋Δf₂／２）までは、F₁（ｆ―f
₀ ―Δf₁）なる特性により定義されることを示し、
第２項以下も同様である。

次に上記(9)式を歪発生回路のタツプ周期T₁に
関してフーリエ級数展開すると Ft（ｆ）＝_∞ 〓^n=-∞ α_oe^jn ₂〓^T ₁ ^f ……(10) となる。よつて歪発生回路のタツプ数を（M₁＋
N₁＋１）個とすると、(11)式におけるα―_M1、
α―_M1+1、……、α_N―₁、α_Nが歪発生回路の各タツ
プの重み付けとなり、これが制御回路４０の出力
信号である。Ｖ偏波からＨ偏波への交差偏波間干
渉を補償する場合も同様である。

制御回路４０としては、先にも述べたようにい
くつかの構成が考えられるが、その一具体例を第
６図に示したものであり、この第６図に示した制
御回路４０は、従来の制御回路１１を用いて各マ
ルチキヤリア搬送波におけるＶ偏波からＨ偏波、
Ｈ偏波からＶ偏波への周波数特性を有する交差偏
波間干渉を補償する４マルチキヤリアのそれぞれ
毎のタツプ重みを得るものである。

これは前記(1)、(2)、(3)、(4)式を得ることであ
る。

次にこれらをフーリエ変換回路４１によりフー
リエ変換し、次に変換回路４２により各搬送波周
波数に応じて周波数偏移して加算して前記(9)式を
得る。さらにフーリエ係数を求める回路４３によ
り出力信号を得る。

第７図は制御回路４０に対する他の具体例を示
すブロツク図である。前記(1)〜(4)式はインパルス
関数なのでその周波数領域表示は容易に得られ、
またFt(f)を離散的にあつかうと、変換回路４４
により前記(11)式はa_o ⁽¹⁾、a_o ⁽²⁾、a_o ⁽³⁾、a_o ⁽⁴⁾にある
定数を乗じて加算することにより得ることができ
る。すなわち、第６図におけるフーリエ変換回路
４１、周波数変換回路４２、逆フーリエ変換回路
４３に代えて１個の変換回路４４ですますことが
出来る。

他の１つの具体例としては、マイコンを用いて
摂動的に制御する方法もある。また以上述べた制
御方法を組み合わした方法も可能である。

本発明による構成にすると、各搬送波毎に補償
する場合より歪発生回路の精度を上げる必要があ
るが、以下に示すように精度を少し上げただけで
大きな補償効果が得られる。トランスバーサルフ
イルタを歪発生回路として用いた場合の実験結果
を第８図に示す。

第８図において、横軸は、直接波と伝播遅れに
よるゴーストの如き遅れ波（両波が干渉し合つて
フエージングが起きる）との間の遅延時間差をと
り、縦軸は主信号Ｄと干渉雑音Ｕの電力比をとつ
ている。

すなわち第８図は各偏波が２波フエージング周
波数特性を有する場合の交差偏波間干渉に対する
補償特性を示したもので、12.5MBaudデイジタ
ル信号に対する３タツプの補償特性４５とその４
倍の周波数領域をもつ50MBaudデイジタル信号
に対する５タツプの補償特性４６とは、ほぼ同一
になつている。

従つて12.5MBaudデイジタル信号を個々に４
組について補償を行なう場合には、全体のタツプ
数が３×４＝12個、必要となる。一方、
12.5MBaudデイジタル信号４組を一つにまとめ
て50MBaudデイジタル信号に対して補償を行う
場合には、タツプ数が５個で良いことになる。従
つて、12.5MBaudデイジタル信号を４つまとめ
て50MBaudのデイジタル信号として、交差偏波
間干渉補償する方が、各搬送波毎に行うより重み
付け回路を24個から10個に、遅延回路を16個から
８個にそれぞれ減らすことができ、回路規模の低
減効果が大きいと云える。

以上は同一偏波において搬送波周波数の異なつ
た複数のデイジタル変調信号について述べたが、
同一搬送波を用いた複数のデイジタル変調信号、
例えばスプレツドスペクトラム信号についても本
発明は適用可能である。また従来適用例のないイ
ンターリーブ周波数配置に対しても本発明は適用
可能である。

〔発明の効果〕

本発明によれば、すでに述べてきた所から明ら
かなように、マルチキヤリア方式の信号伝送にお
いて、複数のデイジタル変調信号にわたる直交二
偏波（交差偏波）間の干渉補償を行う装置におい
て、従来より回路規模の大幅低減を可能にし、装
置の小形化、経済化が図れるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はコチヤンネル配置の１組のデイジタル
変調信号のスペクトル・ダイヤグラム、第２図は
従来の直交二偏波間の干渉補償装置を示すブロツ
ク図、第３図はコチヤンネル配置の４組のデイジ
タル変調信号（４マルチキヤリア方式）のスペク
トル・ダイヤグラム、第４図は４マルチキヤリア
方式に対する従来の直交二偏波間の干渉補償装置
を示すブロツク図、第５図は本発明の一実施例を
示すブロツク図、第６図は第５図における制御回
路４０の詳細を示すブロツク図、第６Ａ図はマル
チキヤリヤ全体の周波数配置の説明図、第７図は
第５図における制御回路の他の具体例を示すブロ
ツク図、第８図は本発明の効果を示すグラフ、で
ある。 符号説明、１……主偏波側デイジタル変調信
号、２……交差偏波側デイジタル変調信号、３…
…Ｖ偏波入力端子、４……Ｈ偏波入力端子、５…
…遅延回路、６……重み付け回路、７……加算回
路、８……Ｖ偏波出力端子、９……補償回路、９
Ａ……歪発生回路、１０……Ｈ偏波出力端子、１
１……制御回路、１２，１３，１４，１５……搬
送波周波数の異なるＶ偏波デイジタル変調信号、
１６，１７，１８，１９……搬送波周波数の異な
るＨ偏波デイジタル変調信号、２０……１２，１
３，１４，１５に対する入力端子、２１……１
６，１７，１８，１９に対する入力端子、２２…
…第２図と同様な装置、２３〜３０……それぞれ
１２〜１９を通すバンドパスフイルタ、３１〜３
８……それぞれ１２〜１９に対する補償出力、３
９……９と同一の構成（ただし遅延時間が異な
る）、４０……制御回路、４１……フーリエ変換
回路、４２……周波数変換回路、４３……逆フー
リエ変換回路、４４……変換回路、４５……
12MBaudデイジタル信号に対する３タツプの補
償特性、４６……50MBaudデイジタル信号に対
する５タツプの補償特性。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 互いに直交する二つの偏波のうち一つを主偏
   波、他を交差偏波とし、受信した主偏波信号の中
   に交差偏波信号成分が洩れ込んで両信号間で干渉
   を起こしているとき（この状態にある主偏波信号
   を被干渉主偏波信号と呼ぶことにする）、別に受
   信した交差偏波信号を歪発生回路に通して歪ませ
   た後、前記被干渉主偏波信号と合成して出力する
   合成回路と、該合成出力のうちに含まれる交差偏
   波信号成分と、別に受信した前記交差偏波信号と
   を取り込み両者の相関を調べて該相関が最小にな
   るように前記歪発生回路における歪を制御する制
   御回路とを有し、結果として前記合成回路から、
   洩れ込んだ前記交差波信号成分を除去された主偏
   波信号を得ることにより前記両信号間の干渉を補
   償するようにした直交二偏波間の干渉補償装置に
   おいて、 前記被干渉主偏波信号が複数のデイジタル変調
   信号によつて構成される場合にも、別に受信した
   複数のデイジタル変調信号によつて構成される対
   応した交差偏波信号を共通の一つの歪発生回路に
   通した後、共通の一つの合成回路において、複数
   のデイジタル変調信号によつて構成される前記被
   干渉主偏波信号と合成し出力することによつて、
   それぞれ複数のデイジタル変調信号から成る前記
   両信号間の個々の干渉を補償するように前記制御
   回路を構成して成ることを特徴とする直交二偏波
   間の干渉補償装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の干渉補償装置
   において、前記歪発生回路と合成回路の組合せが
   トランスバーサルフイルタから成ることを特徴と
   する干渉補償装置。