JPH01311874A

JPH01311874A - 交流電源装置

Info

Publication number: JPH01311874A
Application number: JP63142146A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Tsuruoka; 利明鶴岡; Tatsuo Maeoka; 前岡　達夫; Masafumi Nakamura; 政富美中村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-06-09
Filing date: 1988-06-09
Publication date: 1989-12-15
Anticipated expiration: 2012-11-17
Also published as: JP2676789B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は電子写真（電子複写機、レーザービームプリン
タ）の画像形成プロセスの一つである除電、分離プロセ
スに必要な交流コロナ発生器や、電動機、無停電電源装
置等の出力周波数がｅｓｏＨｚ／ｅｏＨｚの商用周波数
から数ＫＨｚの低周波の交流電源全必要とする交流電源
装置に関するものである。

従来の技術交流電源を供給する手段として従来の技術としては、例
えば、特公昭６２−１８０７８号公報に示されているよ
うに電圧共振型のＤＣ−ＡＣインバータがある。第１８
図に上記電圧共振型のＤＣ−ＡＣインバータの回路図、
第１９図に各部動作波形全示し、以下図面全参照し説明
Ｊる。第１８図において電源端子１２．１３間には直流
電源１４全接続し、一方の電源端子１２金リセット巻線
金有するインダクタンス６の１次巻線金倉し、てトラン
ス１の１次巻線の中間タップに接続する。そ１７てトラ
ンス１０１次巻線の両端間に共振コンデンサ１１を接続
するとともに一対のスイッチング用のトランジスタ２，
３のコレクターコミツタ全弁して他方の電源端子１３−
゛、共通に接続し、トランジスタ２，３のベースへ、パ
ルス幅制御発振器４から一定周波数・可変パルス幅のパ
ルス信号孕与えて交互にオン動作させ、インダクタンス
５の２次巻線の一端全ダイオードθを順方向に直列に介
して一方の電源端子１２に接続し、他端を他方の電源端
子１３に接続する。なおトランス１は適当なギャップを
設けてインダクタンスを調整し、共振コンデンサ１１と
の組み合せによる共振周波敷金パルス幅制御発振器４の
発振周波数に一致させるようにしている。上記のような
構成でパルス幅制御発振器４の出力パルスによってトラ
ンジスタ２．３を交互にオン動作させることによりトラ
ンス１０２次巻線に正弦波の交流電圧全書ることができ
る。

なお、パルス幅制御発振器４け第２０図に示すように発
振回路４３、パルス幅変調回路４２、振り分は回路４１
で構成されており、前記パルス幅変調回路４２は制御信
号４４にてその出力パルス幅ゲ制御する。この制御され
た出力パルスたとえば第１９図３，０に示すような矩形
パルスを、それぞれトランジスタ２，３のベースへ与え
ルト、前記！・“ンンジスタ２，３のコレクタ電圧ばぞ
れぞれ第１９図す、（ｆｆｉ［丞）′ように変化する。

１゛ｌわち両トランジスタ２，３がオフとなる期間はイ
ンダクタンス６の１次巻線の電流が遮断されるので、こ
の巻線の両端およびトランジスタ２，３のコｌ／クタに
は過大な電圧が誘起されようと「るがインダクタンス５
は２次巻線分有しその巻線の両端に電圧Ｖ工ｄが誘起さ
れ、この電圧Ｖｊ、（１が直流電源１４の電圧Ｖｄｃｉ
越えるとダイオード６を介し２てそのエネルギーは直流
電源１４へ回生さＪ′１、トランジスタ２．３のコレク
タ電圧のピーク値は一定値に制限されることになる。そ
１〜ｉルミパルス御発振器４の出力のパルス幅を・可変
−１−ることによってトランス１の２次巻線（、ｒ得ら
ハる正弦波の出力電圧Ｖａｃを任意に可変す゛ることが
できる構成であった。

発明が解決しようとする課題ところがこのような従来の構成では、共振コンデンサ１
１とトランス１のインダクタンスによる共振が必要で、
共振電流とインダクタンス素子の直流抵抗弁による損失
と、ある程度のＱを確保して共振させるのに必要な容量
の太き′Ｉｘ、コンデンザの誘電体損失は大きなものと
なり、この損失分は電源効率を悪化させる要因となって
いた。１だ一定の出力波形全安定に保つためには、共振
周波数の安定化とＱの向上全図り、発振周波数と共振周
波数の同調をとるためトランス１のコアギヤソゲの調整
および共振コンデンサ１１の調整が必要で生産性ｅこ欠
けておるとともギヤツブ全有するためトランス１の効率
が悪く電源効率はさらに悪化′Ｊ″る傾向にあった。ま
た、同調介とる必要があるため、出力周波数は容易に可
変することができず、温度および経時変化によりコンの
μおよび等価ギャップが変化し、同調が取れなくなるた
め出力波形および出力振幅の変動をもたらブ欠点があっ
た。−１さらに入力および負荷の変動に対応するため時
比率全変化させた場合、第２１図Δ、ｂに示すよう（（
出力パルスの時比率が小さいとき、波高率が高くなり、
第２１図ｃ、ａＶｃ示すように出力パルスの時化ムが大
きいとき波高率が低くなる、つまり入力変動、負荷変動
によｌ’ｌ　ｊＪｊ力波高字が大Ｉ５〈変動する欠点が
あった。また、電子写真用の交流電源として使用する場
合、その出力数形は一般に正弦波のものと矩形波のもの
と２種類のものがあるが、従来の方法では共振を利用す
るため正弦波のものしか対応できない欠点がある。さら
にトランジスタのスイッチング周波数は出力の周波数と
同じ低周波となるため、高周波化ができず、大きなイン
ダクタンス素子が必要で、小型、安価に提供できない欠
点があった。

課題を解決するだめの手段前記課題を解決するために本発明は、トランスの１次巻
線にスイッチング素子を接続し、それぞれのスイッチン
グ素子に時比率を時間に関して台形波的に変調させた高
周波パルス金印加し、前記トランスのリーケージインダ
クタンスとその２次巻線にもたせた容量によるＬＣフィ
ルタを設けた構成としたものである。

作用前記構成とすることによシ、変調台形波の立上り、立下
りのスロープ全加減することにより、矩形波、台形波、
疑似正弦波、三角波の任意の波形、任意の立上り、立下
りスロープの出力波形全簡単な回路構成で、かつ効率が
高く、小型、安価に得ることができる。

実施例以下、本発明の一実施例について図面全参照しながら説
明する。

第１図は本発明の一実施例における交流電源装置の回路
構成を示すものである。

第１図において電源端子１２．１３間には直流電源１４
を接続し、一方の電源端子１２をトランス１０１次巻線
の中間タップに接続する。そしてトランス１の１次巻線
に一対のスイッチング素子であるトランジスタ２．３の
コレクターエミッタを介して他方の電源端子１３へ接続
し、トランジスタ２，３のコレクタからエミッタへ逆方
向に回生ダイオード７．８を接続し、前記トランジスタ
２．３のペースへパルス幅制御発振器４から時比率を時
間に関して台形波的に変調させた高周波パルスを与えて
交互にオン動作させる。そしてトランス１の２次巻線の
両端には等制約にコンデンサ１５が付加されている。な
お、スイッチング素子はトランジスタの他ＭＯ８電界効
果型トランジスタ等使用しても良いことは言うまでもな
い０そして、前記パルス幅制御発振器４は第３図に示す
ように台形波発振回路４３、高周波発振回路４５、パル
ス幅変調回路４２、振シ分は回路４１で構成されておシ
、第４図ａに示すように、台形波発振回路４３の台形波
出力と高周波発振回路４６の高周波出力をコンパレータ
で構成されたパルス幅変調回路４２により第４図すに示
すような台形波によって時比率が変調された高周波パル
ス金得、これを振り分は回路４１で出力周期の半周期毎
に振り分けることで第２図ａ、ｂに示す高周波パルスを
得る。また前記トランス１０等価回路は第９図に示すよ
うに、理想トランス１ｏ１２次側インダクタンス６．２
次側換算リーケージインダクタンス６（以下リーケージ
インダクタンスとする）、浮遊容量９で構成されておシ
、前記高周波パルスをそれぞれトランジスタ２，３のペ
ースへ与え、トランジスタ２，３を交互にオン動作させ
、前記リーケージインダクタンス６と前記浮遊容量９に
よるＬＣフィルタにより高周波成分を除去することでト
ランス１の２次巻線に第７図ｃ　％　ｆ’の台形波の出
力電圧Ｖａａｉ得ることができる。

なお出力電圧ｖＩＬＣはパルス幅制御発振器の台形波発
振回路４３の出力振幅を制御信号４４により可変するこ
とによって任意に可変することができる。また、出力を
検出し基準電圧と比較増幅した信号を制御信号４４とす
ることで、フィードバック制御を行うことができる。

第２図ａ′は、ａに示す波形の時間軸を拡大した波形で
、Ｃはトランジスタのペースにａ′の波形全印加した場
合のコレクターエミッタ間電圧（以降ＶＣｘと略す）波
形を示す。ここにトランス１の１次巻線Ｐ１とＰ２の結
合が良く、回生ダイオード８の順方向電圧降下がＯｖと
仮定し、トランジスタ２．３は時比率が変調された高周
波パルスによって出力の半周期毎に交互にスイッチング
全行っているとする０今、トランジスタ３がオフの半周
期でトランジスタ２がオン、オフ動作を行う半周期の状
態として説明すると、トランジスタ２のベースにａ′−
１の信号が印加されると、トランジスタ２は１ずオンと
なりＶｃｘはＯｖとなる。この時トランス１の１次巻線
には１−１の極性の電圧が印加される。次にベースの信
号ａ′−１がなくなりトランジスタ２がオフになるとト
ランス１の１次巻線にはレンツの法則により１−２の極
性の電圧が発生する。この電圧はトランジスタ３のコレ
クターエミッタ間を負電圧にバイアスし、負電流を流そ
うとするが、回生ダイオード８が順方向であるためその
負電流は回生ダイオード８と介して直流電源１４へ回生
され、トランジスタ３全逆電圧から保護すると同時に回
生ダイオード８はオンとなっており、ｌ・ランジスタ２
■ＶＣｘは第２図Ｃに示すように２　Ｘ　Ｖｄｃでクリ
ラグされコレクターエミッタ間に過電圧がかかるのを防
止することができる。以下ａ’　−１、ａ’　−２、ａ
’−３、・・・・・・と同様のスイッチング動作金繰り
返し、さらに次の半周期ではトランジスタ３も同様のス
イッチング動作金繰り返（７、トランス１の２次巻線に
出力電圧ｖａｃ　ｉ得ることができる。トランス１のリ
ーケージ１ンダクタンスはその１次巻線と２次巻線相互
の巻幅、巻位置、巻方法によって大きく変化する。一般
にトランス１は第８図に示すように１次巻線６１と２次
巻線６２０巻幅、巻位置ともに同一寸法、同一場所に密
着して巻回（テレスコープ巻）シ、リーケージインダク
タンスが比較的小さくなるように工夫しであるが、本発
明のように高周波で変調された波形の高周波成分全除去
するためのＬＣフィルタのインダクタンスとして利用す
る場合、リーケージインダクタンスはある程度大きい方
が高周波発振回路の周波数（スイッチング周波数）？低
くすることができ高効率とすることができる。そこで第
１０図に示すように１次巻線６１と２次巻線６２０巻幅
全変え、巻位置金ずらす、あるいは第１１図に示すよう
に１次巻線６１と２次巻線６２全分離して巻回すること
により１次巻線６１と２次巻線θ２の結合全調整し、リ
ーケージインダクタンスの値をスイッチング周波数に対
し最適ポイントに設定することによりＬ（Ｘフィルタの
インダクタンスとして利用することができる。しかしス
イッチング素子のスイッチングスピードが早くでき、高
周波パルスのスイッチング周波数を十分に上げることが
できれば、第８図に示１′ようなリーケージインダクタ
ンスが比較的小さいトランスにおいてもそのリーケージ
インダクタンスはＬＣフィルタのインダクタンスとして
十分な効果があることは言うまでもない。

第５図は第３図の台形波発振回路を示し、前記振幅を可
変可能でかつ台形波の立上り・立下りスロープ全任意に
可変可能なもの全提供するものである。

第５図の台形波発振回路の動作音、第６図、第７図に各
部動作波形全示し説明する。

充放電コンデンサ６３に充電を行わせる充電用ＯＮ１０
　Ｆ　Ｆ可能電流源５１（以下、充電用電流源とする）
全直列に接続し、前記充放電コンデンサ５３の両端に放
電２行わせる放電用ＯＮ１０　Ｆ　Ｆ可能電流源６２（
以下、放電用電流源とする）′ｆｃ並列に接続したもの
とすれば、第６図に示すように、充放電コンデンサ５３
０両端電圧は、ｔｌで充電用電流源６１がＯＮ、放電用
電流源６２がＯＦＦならば、定電流で充電され、右上り
で直線的に上昇する。つぎＶｃｘ２で充電用電流源６１
をＯＦＦにし、放電用電流源６２がＯＦＦのままならば
、充電も放電も行われないため、電圧は維持したまま平
行移動する。そしてｔｓで充電用電流源５１をＯＦＦの
一！ま放電用電流源６２をＯＮにすれば、定電流で放電
されるため、右下りで直線的に下降する。この時、充電
用電流源５１と放電用電流源５２の電流値全回じとして
おけば、ｔ＋−ｔ２とｔｓ−ｔ４の勾配は同一となるこ
とから、上記動作？繰り返せば充放電コンデンサ６３の
両端に台形波出力が得られる。ｔ２−ｔ５と１−１２　
あるいはＱ−ｔａＯ比全変えることにより第７図ａの＆
−１〜ａ−４に示すように台形波出力の立上り。

立トリスロープを任意に可変可能、すなわち矩形波、台
形波、疑似正弦波、三角波とフることができるため、出
力電圧として第７図ｃ、ｄ、ａ、ｆに示すものが得られ
る。

また、本発明では従来例のような共振回路を有していな
いため、第６図のｔｌ−ｔ４の時間を可変することによ
シ、容易に出力周波数を可変させることができる。

また、前記充放電用電流源５１．５２の電流値を連動で
変化させれば第７図すのｂ−１〜ｂ−３に示すように台
形波出力は相似形で振幅可変を行うことができ、出力電
圧としても第７図Ｃ０Ｃ−１〜Ｃ−３に示すように出力
波形が相似形で振幅が変化する。つまり出力振幅の大小
によって波形の変化がないものが得られる。

第１２図は前述した実施例のＬＣフィルタ用コンデンサ
として、トランス１の巻線の浮遊容量が小さい場合、コ
ンデンサ１５を接続することによりフィルタとしての機
能を良化したものである。

なお第１２図に示した実施例においてフィルタ用コンデ
ンサ１６は２次巻線に接続しであるが、１次巻線に接続
しても同様の効果が得られる〇第１３図は同じく前述し
た実施例のＬＣフィルタコンデンサとして、トランス１
の巻線の浮遊容量を利用すべく第１４図に示すように、
巻線間の対向面積を増加させ、浮遊容量を持たせた箔巻
きトランス全使用したものである。

第１６図は前述した実施例のトランス１に電子写真用等
に使用される高圧発生用トランスを使用した場合、その
トランス１の２次巻線の浮遊容量ｉＬＧフィルタ用コン
デンサ１５として利用したものである。一般に高圧発生
用トランス１は１次巻線に印加された電圧を昇圧して２
次巻線に高圧として出力するため、１次巻線と２次巻線
の巻数比は大きく設定してありその関係は１次巻線数（
２次巻線数となっている。この巻数の多い２次巻線の浮
遊容量をＬＣフィルタ用コンデンサ１６として利用した
ものである。なお、第１３図、第１６図に示ルた実施例
において得られる浮遊容量はさほど大きくないが、本発
明はスイッチング周波数が高周波のため小さい浮遊容量
でも十分にフィルタとしての効果？得ることができる。

ここに電子写真用の交流電源装置として利用する場合に
ついて第１６図にその負荷である交流コロナ発生器の電
圧・電流特性を示し、第１７図ａ。

ｂ、ｃに前記交流コロナ発生器に、各出力波形を印加し
た場合の電圧波形と電流波形を示し、以下図面を参照し
ながら説明する。

一般に交流コロナ発生器は電子写真のプロセスのうちの
除電および分離部分に使用されており、感光体の除電お
よび感光体とコピー紙の分離性能を良くするためには除
電効率を上げる必要がある。

そのためには実効コロナ放電電流を上げる必要がある。

第１６図において乳点、ｂ点はそれぞれプラス側とマイ
ナス側のコロナ開始電圧で、０点よりそれまでの間では
、電圧を増加しても電流は流れず、ａ点、ｂ点を超える
と電流が流れ始める特性をもっている。ただし、コロナ
発生器の浮遊容量を通って流れる電流はａ点、ｂ点を超
えなくとも流れてしまう。出力電圧が第１７図ａのよう
に正弦波の場合、その波形の半周期がコロナ開始電圧以
上にある時間の比が小さい（導通角が小さい）ため、実
効コロナ放電電流が大きく取れず除電効率が上がらない
。また、実効コロナ放電電流を大きくするために出力電
圧を上げると絶縁関係を強化したシトランスを大型化す
る必要がある。出力電圧が第１７図すのように矩形波の
場合、実効コロナ放電電流は大きく取れるが、その反面
その出力波形に高い周波数成分を含むため交流コロナ発
生器の浮遊容量に流れ込む電流が大きなピーク値となる
。

このピーク電流は無効電流で除電効率に寄与しないが、
スイッチング素子の能力としては大容量のものが必要で
、効率悪く、安価に提供できない。

また、スパイク状に電流が流れるため、ノイズ発生の原
因となり、他の回路および機器に影響を及ぼす可能性が
犬である。さらに波形の立上り・立下りの変化が急峻な
ため、出力電圧にはオーバーシュートが発生する。この
オーバーシュートのためピーク電圧が高くなり、やはり
絶縁関係全強化する必要がある。

そこで出力電圧を第１７図Ｃのように台形波とし、さら
にその台形波の立上りと立下りのスロープを任意可変す
ることにより、出力ピーク電圧（絶縁関係）と実効電流
とノイズ発生のそれぞれ最適ポイントに容易に設定する
ことができ、コロナ発生器の絶縁の簡素化および小型化
、電源の絶縁の簡素化および小型化が図れ、除電効率全
最大にし、除電性能、分離性能を向上させることができ
る。

発明の効果以上のように本発明によれば、（１）共振回路が不要となり、共振電流とインダクタン
スの直流抵抗分による損失と、共振コンデンサが小容量
のフィルタ用コンデンザとなるだめの誘電体損失が極め
て少なくなるため高効率金得られる。また、一定の出力
波彫金安定に得るためにトランスのコアギャップ調整お
よび共振コンデンサの調整の同調を取ることが不要で生
産性に優れており、温度変化によるトランスのコアのμ
、等価ギャップの変化およびバラツキによる出力波形、
出力振幅の変動もない０またトランスのコアギャップが
不要であるため、さらに高効率が得られる。

（匈　出力周波数は台形波出力の周期を調整することで
容易に可変することができる。

（３）入力変動、負荷変動および出力振幅の大小による
波形、波高率の変化がなく、安定した出力波形金得られ
る。

（４）　トランスの巻線に共振電流が流れないため、巻
線の銅線径の細線化が図れ、トランスの小型化ができる
とどもに、スイッチング素子の容量も小さいものが使用
でき、高効率、安価となる。

（６）高周波でスイッチングするため、ＬＣフィルタＯ
Ｌ（インダクタンス素子）はトランスのリーケージイン
ダクタンス全利用できるので不要とな９、Ｃも浮遊容量
を利用でき不要となるので小型軽量全実現できかつ非常
に安価となる。

（６）出力波形として、矩形波、台形波、疑似正弦波、
三角波等任意のものに設定でき、かつ立上り・立下りス
ロープも任意に設定可能な交流電源装置を提供すること
ができる。

（７）　　電子写真用の交流電源装置として利用した場
合、台形波の立上り・立下りスロープを、コロナ発生器
、電源の絶縁関係および除電効率の最適ポイントに設定
でき、スイッチング素子のピーク電流も小さくできるた
め、小型、高効率なものが得られるとともに除電効率全
最大限に大きくてき除電、分離性能全向上させかつコロ
ナ発生器および交流電源装置の小型化、ノイズの低減全
図ることができる。

（８）回生ダイオードはスイッチング素子の逆電圧の印
加防止素子としても働き、さらにスイッチング素子とし
てＭＯＳ電界効果型トランジスタ全使用した時は寄生ダ
イオード金」上記ダイオードとして使用できるので、実
質的に回生用、逆電圧印加防止用のダイオード全不要と
することができる。

上記のように簡単な回路構成で上記効果金得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交流電源装置の一実施例を示す回路図
、第２図ａ　、　ｂ　、　ｃ　、　ａ’は第１図に示す
回路の動作を説明する波形図、第３図は第１図に示した
パルス幅制御発振器のブロック図、第４図ａ、ｂは第３
図に示すブロックの動作を説明する波形図、第５図は第
３図に示した台形波発振回路の回路図、第６図は第６図
に示す回路の動作を説明する波形図、第７図ａ、ｂは第
３因に示すブロックの動作の変化全説明する波形図でｃ
、ｄ、θ。ｆはその変化時の出力波形図、第８図はトランスの構造
を示す断面図、第９図はトランスの等価回路図、第１０
図、第１１図はトランスの構造金示す断面図、第１２図
、第１３図、第１６図は本発明の応用例を示す回路図、
第１４図は第１３図に示したトランスの巻線の構造を示
した斜視図、第１６図は電子写真用交流コロナ発生器の
特性図、第１Ｔ図ａ、ｂ、ｃは第１６囚に示した応用例
で電子写真用交流コロナ発生器を負荷にした場合の出力
電圧、電流波形の変化を比較して示す図、第１８図は従
来の電圧共振型のＤＣ−人Ｇインバータの一例を示す回
路図、第１９図２Ｌ　、　ｂ　、　ｃ　、　ａ。ｅは第１８図に示す回路の動作を説明する波形図、第２
０図は第１８図に示したパルス幅制御発振器のプ０ツク
図、第２１図ａ、ｂ、ｃ、ｄは第１８図に示す回路の動
作を条件を変えて比較した波形図である。１・・・・・・トランス、２，３・・・・・・トランジ
スタ、４・・・・・・パルス幅制御発振器、５・・・・
・・リーケージインダクタンス、６・・・・・・２次イ
ンダクタンス、７，８・・・・・・回生ダイオード、９
・・・・・・浮遊容量、１２．１３・・・・・・電源端
子、１４・・・・・・直流電源、１６・・・・・・コン
デンサ。代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名簿　
４　図 η 城ヘ　　　　−−Ｑ（− ＋７＋Ｊ　　　　　　　　　＋城第５図ｔｔ　　ｔｚ　　　ｔ３ｔ４１ンクぐ　　　　　　　２２欠６３ゴア　　　　　　６／　／次善縁ど３　ゴ７　　　　　　に／１次港４泉第１２図第１３図／第１４図彫１８図　　　　　　２次１次　　　　２次第１９図第２０図４パルレス幅４１１慣ト帖狐器、７・・′ 第２１図手続補正書（左や１事件の表示昭和８３年特許願第１４２１４６　　号２発明の名称交流電源装置３補正をする者事件との関係　　　　　　特　　許　　出　　　願　　
人住　所　　大阪府門真市太字門真１００６番地名　称
　（５８２）松下電器産業株式会社代表者　　　　谷　
　井　　昭　　雄４代理人　〒５７１住　所　　大阪府門真市大字門真１００６番地松下電器
産業株式会社内５補正命令の日付昭和６３年８月３０日ア、補正の内容（１）　　明細書第１０ページ第１２行目の「第２図へ
′は」を「第２図ｄは」に補正します。（２）同第２２ページ第１行目の「第２図ａ、ｂ。ｃ　、　ａ’は」を「第２図＆、ｂ、ｃ、＋１は」に補
正します。（３）図面第２図を別紙の通り補正します。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）トランスの１次巻線の両端に一対のスイッチング
素子を直列に接続し、上記一対のスイッチング素子の相
互接続点と上記１次巻線の中間タップとの間に直流電源
を直列に接続し、上記一対のスイッチング素子にそれぞ
れ並列に回生ダイオードを接続し、台形波によって時比
率が変調された高周波パルスを出力周期の半周期毎に前
記一対のスイッチング素子に交互に印加し、前記トラン
スのリーケージインダクタンスと前記トランスの巻線に
持たせた容量によりＬＣフィルタを構成した交流電源装
置。
（２）トランスの１次巻線の両端に一対のスイッチング
素子を直列に接続し、上記一対のスイッチング素子の相
互接続点と上記１次巻線の中間タップとの間に直流電源
を直列に接続し、上記一対のスイッチング素子にそれぞ
れ並列に回生ダイオードを接続し、二つの任意にオンオ
フ可能な定電流源でコンデンサに充放電を行うことによ
り得られる台形波によって時比率が変調された高周波パ
ルスを出力周期の半周期毎に前記一対のスイッチング素
子に交互に印加し、前記トランスのリーケージインダク
タンスと前記トランスの巻線に持たせた容量によりＬＣ
フィルタを構成した交流電源装置。
（３）フィルタ用容量としてトランスの巻線にコンデン
サを接続した請求項１記載の交流電源装置。
（４）トランスの巻線を箔巻きで構成した請求項１記載
の交流電源装置。
（５）トランスとして高圧発生用巻線を有する請求項１
記載の電子写真用交流高圧電源装置。