JPH0129906Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はMFB（モーシヨナルフイードバツク）
スピーカに関するものであり、特にスピーカの振
動を検出するブリツジ検出回路に関するものであ
る。

従来、スピーカの振動系の運動を検出し、その
検出電圧をスピーカの駆動アンプ系へ帰還させ、
以つてスピーカの振動を制御し、スピーカの音響
特性の向上を図るMFBには、帰還させる信号の
種類に応じて加速度型・速度型・振幅型がある。
先ず、加速度信号を帰還させる加速度型の場合の
周波数特性を第１図に示す。第１図に於いて、ａ
は帰還をかける前、ｂ，ｃは帰還後を示してお
り、ｃの方が帰還量が多い。第１図より明らかな
如く、加速度型の場合帰還量が増大すると中高域
の音圧レベルが低下し、相対的にスピーカの低域
共振周波数₀も低下する。即ち、加速度型によれ
ば低音再生域の拡大を図ることができる。

次に、速度信号を帰還させる速度型の周波数特
性を第２図に示す。第２図に於けるａ，ｂ，ｃは
第１図に於けるａ，ｂ，ｃと同様の場合である。
第２図より明らかな如く、速度型の場合、帰還に
より低域共振周波数₀附近での音圧レベルを抑制
し、スピーカのダンピング特性を向上させること
ができる。又、振幅信号を帰還させる振幅型に於
いては、第３図に示す如く、帰還量を増大させる
と低域共振周波数₀の上昇を伴い不都合である為
通常用いられない。尚、第３図に於けるａ，ｂ，
ｃは第１図に於けるａ，ｂ，ｃと同様の場合を示
す。

ところで、MFBの際にスピーカの振動系の運
動を検出する方法として、振動センサや検出コイ
ルを用いる方法やブリツジ法がある。ブリツジ法
は、振動センサや検出コイルを用いる方法と比べ
てスピーカ本体に何等手を加えることなく振動を
検出できるという利点を有している。

そこで、第４図乃至第７図を参照して従来のブ
リツジ検出回路について説明する。第４図に於い
て、１はスピーカ、２はスピーカ１を駆動する増
幅器。３，４，５はスピーカ１と共にブリツジ検
出回路を構成する第１、第２及び第３抵抗（抵抗
値R₁，R₂，R₃である。斯様な構成の回路に於い
て、ボイスコイルの磁界中での運動によりボイス
コイル間に逆起電力を生じるが、この逆起電力に
より生じる電圧はボイスコイルの力係数をＦ、振
動系の振動速度をｖとするとFvで表わされる。
尚、ボイスコイルの係数は、磁気ギヤツプ中の磁
速密度をＢ、ギヤツプ中のコイルの有効長さをｌ
とするとＦ＝Blで与えられる。又、スピーカの
ボイスコイルのインピーダンスは抵抗（抵抗値
R₀）６とコイルによるインダクタンス７が直列
に接続されたものに置き換えて考えることができ
る為、第４図の等価回路を第５図に示す。第５図
に於いて、８は逆起電力部を示すものである。こ
こで、アンプの出力電圧をViとするとＡ点での
電圧V_Aは、 V_A＝R₁／R₀＋R₁＋jωL（Vi−Fv） ＝α／１＋α＋ｊωL／Ro（Vi−Fv）となる。
……(1) ωは周波数、α＝R₁／R₀であり、通常0.2〜
0.02位の値が用いられる。

一方、Ｂ点での電圧V_Bは V_B＝R₃／R₂＋R₃Vi β／１＋βViとなる。 ……(2) 尚、この時β＝R₃／R₂である。

ブリツジを構成する場合、α＝βとなるように
各抵抗の値を設定しておく。コイル７のインダク
タンスＬを無視した場合、(1)式は V_A＝α／１＋α（Vi−Fv） ……(3) となる。故に、AB間の電圧V_ABは V_AB＝V_A−V_B ＝α／１＋α（Vi−Fv）−α／１＋αVi ＝−α／１＋αFv ……(4) となり、スピーカ１のボイスコイルの振動速度
に比例した信号が検出される。然し、実際にはコ
イル７のインダクタンスの影響が大きく、第６図
に示すように検出信号にも影響を及ぼす。第６図
に於いて、ａはボイスコイルの振動速度に対応し
た信号レベル、ｂは実際に検出された信号を示し
ている。第６図に示す如く、中域での検出信号
は、振動速度の位相がスピーカへの入力信号に対
して90゜位相が遅れるのに対し、インダクタンス
の位相が90゜進んでいる為、振動速度量とインダ
クタンス成分との打消しにより実際の振動速度に
対応した量よりもレベルが低下する。高域では、
インダクタンス成分の影響が大きく検出信号レベ
ルは周波数が高くなるにつれて上昇する。

この時、AB間の電圧V_ABは、(1)，(2)式より、 V_AB＝α／（１＋α）＋ｊωL／Ro（Vi−Fv） −α／１＋αVi ＝−α・ｊωL／RoVi−α（１＋α）Fv／｛（１
＋α）＋ｊωL／Ro｝（１＋α） ＝−α／１＋αｊωL／RoVi＋αFv／（１＋α）
＋ｊωL／Ro……(5) となる。この検出信号を帰還信号として用いる為
には、この検出信号をハイカツトフイルターを通
過させて用いれば良い。然し、加速度帰還型
MFBの場合には、ブリツジからの検出信号を微
分して加速度に対応する信号に変換して更に、ハ
イカツトフイルタを通すだけでは不充分である。
何故なら一般にスピーカの₀から中域に於ける加
速度信号の周波数特性は第７図のａに示す如く平
坦である。それに対して、ブリツジからの検出信
号を微分して得られる加速度信号の周波数特性は
第７図ｂに示す通りである。即ち、インダクタン
スの影響が少ない低域では略第７図のａの特性と
同じになるが、中域附近では振動速度とインダク
タンスの位相のずれによる音圧レベルの低下を生
じ平坦ではなくなり、更に高域ではインダクタン
スによる電圧が大きく、微分することにより音圧
レベルが増大する。高域成分はハイカツトフイル
ターを通過させることにより影響を取り除くこと
ができるが、中域に於ける音圧レベルの低下を補
正しないと、ブリツジからの検出信号を加速度帰
還型MFBの帰還信号として用いることができな
い。

斯様な問題を解決する方法として先に出願人が
提案したようにブリツジ検出回路の一辺を構成す
る抵抗と並列にコンデンサを接続する方法や端子
Ａ，Ｂ間の差信号を検出する差動増幅器の（＋）
側入力端子の負荷抵抗にコンデンサを並列に接続
する方法がある。斯る方法に依れば、使用するス
ピーが全周波数帯域を唯一個で再生し得るフルレ
ンジスピーカのようにスピーカのボイスコイルの
インピーダンス変化を直接検出できる場合非常に
有効である。然し、スピーカシステムは通常２ウ
エイ及び３ウエイ等のマルチウエイ方式が用いら
れており、各帯域スピーカの帯域に入力信号を分
割する為、帯域分割用LCネツトワークが接続さ
れている。従つて、スピーカシステムのインピー
ダンス特性はLCネツトワークの影響を受ける。

第８図にスピーカのインピーダンス特性を示
す。尚、ａは２ウエイスピーカシステムの場合、
ｂはフルレンジスピーカを用いた場合を夫々示
す。

先ず、フルレンジスピーカを用いた場合には、
第８図ｂに示す如くインピーダンスは高域で周波
数の上昇に伴い増加する。それに対し、２ウエイ
スピーカシステムの場合には、例えば第１４図に
示す帯域分割LCフイルタの影響を受ける。第５
図からMFBに関連する低音スピーカ部における
等価回路は、第１５図のように表わすことができ
る。なお、ここでL₀はボイスコイルのインダク
タンス、L_NはLCフイルタのインダクタンス、C_N
はLCフイルタのキヤパシタンスである。第１５
図においてLCフイルタのうちコンデンサC_Nがな
い場合には、インピーダンスはボイスコイルのイ
ンダクタンスL₀に更にLCフイルタのインダクタ
ンスL_Nが加わつたもの（Ｚjω（L₀＋L_N）とな
り、第１６図ｃの曲線となる。

またLCフイルタの挿入がない場合は、インピ
ーダンスはボイスコイルのインダクタンス（Ｚ
jωL₀）となり、第１６図ｂの曲線となる。

一方、LCフイルタのコンデンサC_Nはスピーカ
に並列に挿入されており、コンデンサによるイン
ピーダンス（Ｚ＝１／jωC_N）は周波数が高くな
るにつれて低くなるから、スピーカのインピーダ
ンスがある周波数を境に低下してくる。この周波
数は概ねクロスオーバー周波数（この場合約
2.5KHz）であり、この周波数付近でコイル部と
コンデンサ部のインピーダンスが同程度となり、
さらに周波数が高くなるとインピーダンスの低下
が目立ち、第１６図ａの曲線（第８図ａの曲線に
対応）となる。他の２ウエイスピーカシステムの
場合に於いても同様の傾向が見られる。この為、
スピーカの等価回路に於けるコイルのインダクタ
ンス成分の補正を行うだけでは不充分であり、帯
域分割用LCネツトワークの影響を補正しないと、
MFBをかける際に充分な検出信号が得られない
という問題を生じる。

斯様な問題を解決する方法として、第９図に示
す如くブリツジ回路の一辺にLC共振回路９を接
続する方法が考えられる。この場合、LC共振回
路のインピーダンス特性を第１０図に示す如く共
振周波数がクロスオーバー周波数と同じになるよ
うにすると共にスピーカシステムの中高域のイン
ピーダンス特性と類似の特性を持たせるようにし
ている。尚、ａがスピーカシステム、ｂがLC共
振回路である。又、この場合Ａ点の電圧V_Aは、
(1)式の如くLC共振回路のインピーダンスとスピ
ーカシステムのインピーダンスの比を用いて求め
られるので中高域ではフラツトな特性となる。以
つて、電圧V_A，V_Bの電圧差V_ABを検出すること
により、振動速度に対応した信号を得ることがで
きる。尚、斯様な方法に於いて、LC共振回路の
コイルの値として0.01〜0.3ｍＨ、コンデンサの
値として数十〜数百μF位のものが用いられる。

然し乍ら、斯様な方法に依れば、スピーカシス
テムの帯域分割用LCネツトワークの影響を除去
できるのであるが、LC共振回路のコイルの値の
調整の手間やコスト面からも問題を生じるもので
あつた。又、回路の小型化の点からもコイルを使
用することは不都合であつた。

そこで、本考案の目的は、スピーカシステムの
帯域分割用LCネツトワークの影響を抑制し且つ
作業面・コスト面及び小型化という点からも優れ
たMFBスピーカのブリツジ検出回路を提供しよ
うとするものである。

以下、図面を参照して本考案の一実施例につい
て説明する。

第１１図は本考案に係るブリツジ検出回路の一
実施例を示す図で、１０は第２抵抗４及び第１コ
ンデンサ１１より構成される第１並列回路、１２
は第３抵抗５及び第２コンデンサ１３より構成さ
れる第２並列回路である。斯様な構成のブリツジ
回路のＡ点、Ｂ点における電圧特性を第１２図に
示す。第１２図のａは第１１図におけるＡ点の電
圧V_Aであり、LCフイルタも含めたスピーカのイ
ンピーダンスをＺ、第１抵抗３の抵抗をR₁、増
幅器２の出力をViとすると、 V_A＝R₁／R₁＋ＺR₁／Ｚ（R₁≪Ｚとすると） であり、従つて第１２図ａの特性は、第８図ａの
曲線を丁度反転させた形になる。つまり点Ａの電
圧レベルは200Hz付近で低下し、1KHz近傍で盛り
上り、クロスオーバー周波数近傍で再び若干低下
している。

次に第１２図のｂは、第１１図において、第２
コンデンンサ１３が挿入され、第１コンデンサ１
１がない場合のＢ点の電圧を示す。第２コンデン
サ１３の容量をC₁₃とすると、このインピーダン
スは、Z₁₃＝１／jωC₁₃となり、低域ではZ₁₃の影
響は小さいのでＢ点での電圧は第２抵抗４の抵抗
をR₄、第３抵抗５の抵抗をR₅とすると、 V_BR₅／R₄＋R₅ と、概ね周波数特性は平坦となる。

次に高域になると、第２コンデンサ１３と第３
抵抗５の並列の合成インピーダンスは周波数上昇
につれ低下し、これに伴いV_Bも低下する。この
とき、第２コンデンサ１３の容量C₁₃を、1KHz付
近で第１２図ａと同レベルとなるように適宜選択
した場合が第１２図ｂの特性である。この場合、
第１２図から明らかなように、高域ではｂとａと
のレベル差が大きくなるので、更に第２抵抗４に
第１コンデンサ１１を並列に挿入して補償したも
のが第１２図ｃの特性である。つまり第１コンデ
ンサ１１と第２抵抗４の合成インピーダンスは周
波数上昇に伴ない低下するので、第１コンデンサ
の容量C₁₁を適宜選択して、第１２図のａの特性
に近くなるように設定したものの一例が第１２図
ｃの特性である。

第１３図は点Ａ，Ｂ間の電位差V_AB（即ち、検
出信号）の特性を示す図である。ａはスピーカの
振動速度に対応した特性、ｂは従来回路による検
出信号の特性、ｃはブリツジ回路の第３抵抗と並
列にコンデンサを接続した場合の検出信号の特
性、ｄは本考案回路に依る検出信号の特性を示し
ている。なお、ｃとｄは、ハイカツトフイルター
挿入後の検出信号を示しており、ｃは第１２図の
ａとｂとの差をハイカツトフイルターに通した信
号、ｄは第１２図のａとｃとの差をハイカツトフ
イルターに通した信号である。

第１３図より明らかな如く従来の回路に於いて
は、中域でレベルの低下を生じると共に高域では
盛り上がりを生じ、スピーカの振動速度に対応し
た信号を得られない（第１３図ｂ参照）。又、第
３抵抗にのみコンデンサを並列接続した場合に
は、中域では振動速度に対応した信号が得られる
が、2KHz以上で盛り上がりを生じてしまう（第
１３図ｃ参照）。速度帰還型MFBの場合には、第
１３図ｃに示すような信号をハイカツトフイルタ
ーを通して用いることができるが、加速度帰還型
MFBの場合は、斯様な検出信号を微分して加速
度に対応した信号に変換する為、高域での盛り上
がりの影響は大きい。然し、斯様にブリツジ回路
の第３抵抗と並列にコンデンサを接続すれば、従
来と比して優れた効果を奏することは言うまでも
ない。本考案の如く第２抵抗に第１コンデンサを
並列に接続すると共に第３抵抗に第２コンデンサ
を並列に接続すれば中域で振動速度に対応した信
号を得ることが出来るだけでなく、高域に於いて
も、2KHz近傍まで振動速度に対応した信号を得
ることが出来、2KHz以上でも前述の様な盛り上
がりを生じない。従つて、本考案の回路に依る検
出信号は速度帰還型MFBだけでなく微分して加
速度帰還型MFBも適用し得るものである。

以上、詳述した通り、本考案に依れば、スピー
カの振動系の運動を検出するブリツジ検出回路の
第２抵抗に第１コンデンサ、第３抵抗に第２コン
デンサを夫々並列に接続するようにしたので、簡
単な構成で帯域分割用LCネツトワークの影響を
抑制し、スピーカの振動系の運動を忠実に検出出
来るだけでなく、コスト面でも有利なものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は加速度型MFBによる音圧レベルの周
波数特性図、第２図は速度型MFBによる音圧レ
ベルの周波数特性図、第３図は振幅型MFBによ
る音圧レベルの周波数特性図、第４図は従来のブ
リツジ検出回路を示す図、第５図はその等価回路
図、第６図は第４図の回路による検出信号レベル
の周波数特性図、第７図は第６図の信号を微分し
た信号の周波数特性図、第８図はスピーカのイン
ピーダンス特性を示す図、第９図は改良したブリ
ツジ回路を示す図、第１０図はLC共振回路のイ
ンピーダンス特性を示す図、第１１図は本考案に
係るブリツジ検出回路を示す図、第１２図はV_A
及びV_Bの特性図、第１３図は検出信号の特性を
示す図、第１４図は２ウエイスピーカ用の一般的
な帯域分割LCフイルタの図、第１５図はMFBに
関連する低音スピーカ部の特価回路図、第１６図
はスピーカのインピーダンス特性を示す図、第１
７図はコンデンサの容量に対する電圧レベルの周
波数特性の変化を示す図である。 １……スピーカ、２……増幅器、３……第１抵
抗、４……第２抵抗、５……第３抵抗、１０……
第１並列回路、１１……第１コンデンサ、１２…
…第２並列回路、１３……第２コンデンサ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. スピーカの音響特性の改善を図るMFB（モーシ
   ヨナルフイードバツク）スピーカ回路に於いて、
   増幅器と、該増幅器により駆動されるスピーカ
   と、該スピーカと直列に接続された第１抵抗と、
   前記スピーカと前記第１抵抗間に設けられた第１
   端子と、前記増幅器からの出力経路で前記スピー
   カを有する経路とは異なる経路に設けられた第２
   抵抗及び第１コンデンサとよりなる第１並列回路
   と、該第１並列回路と直列に接続される第３抵抗
   及び第２コンデンサよりなる第２並列回路と、該
   第２並列回路と前記第１並列回路間に設けられた
   第２端子とよりなり、前記第１、第２端子より前
   記スピーカの振動を表わす信号を取出すことを特
   徴とするMFBスピーカのブリツジ検出回路。