JPH01282927A - A/d converter - Google Patents

A/d converter

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JPH01282927A
JPH01282927A JP11209688A JP11209688A JPH01282927A JP H01282927 A JPH01282927 A JP H01282927A JP 11209688 A JP11209688 A JP 11209688A JP 11209688 A JP11209688 A JP 11209688A JP H01282927 A JPH01282927 A JP H01282927A
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  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

PURPOSE:To obtain a digital signal with simple circuit constitution and with high resolution by providing a preliminary integration period before double integral operation and varying the preliminary integration period and each AD conversion period with a series signal having a prescribed factor. CONSTITUTION:A control means 8 controls a switch circuit 4 to apply an input analog signal Ex and a reference voltage Es to an integration device 1 for implementing double integration operation, and a preliminary power supply signal Eb is applied before the inverse integral operation to the double integral operation to execute the preliminary integration operation. Moreover, the control means 8 varies each AD conversion period and the preliminary integral period according to a prescribed series in a range from one to N count pulse by a count means 6 according to a prescribed series. An arithmetic processing means 7 receives a count from the count means 6 to apply an average calculating processing.

Description

【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は二重積分型のA/D変換器に関し、更に詳しく
は、応答速度を損なうことなく、高分解能化を図ること
の出来るA/D変換器に関する。
Detailed Description of the Invention (Field of Industrial Application) The present invention relates to a double-integration type A/D converter, and more specifically, to an A/D converter that can achieve high resolution without sacrificing response speed. Regarding D converter.

(従来の技術) 第8図は、従来公知の二重積分型A/D変換器の構成ブ
ロック図である0図においてSlは入力アナログ信号E
xと基準信号Esとを切り替えて取り出すスイッチ、I
NTはスイッチS1で取り出された信号を積分する積分
器で、抵抗R、コンデンサC1増幅器A及びコンデンサ
Cと並列に接続されなスイッチS2で構成されている。
(Prior Art) FIG. 8 is a block diagram of a conventionally known double integral type A/D converter. In FIG. 0, Sl is an input analog signal E.
A switch I that switches between x and the reference signal Es.
NT is an integrator that integrates the signal taken out by the switch S1, and is composed of a resistor R, a capacitor C1, an amplifier A, and a switch S2 connected in parallel with the capacitor C.

CPは積分器の出力と、コモン電位とを比較する比較器
、O8はタロツク発信器でスイッチS1゜S2のオンオ
フを制御している。CUはクロックを計数するカウンタ
で、比較器CPからの信号でその計数動作が制御される
。DSはカウンタの出力を表示する表示器である。
CP is a comparator that compares the output of the integrator with a common potential, and O8 is a tarok oscillator that controls on/off of switches S1 and S2. CU is a counter that counts clocks, and its counting operation is controlled by a signal from the comparator CP. DS is a display device that displays the output of the counter.

スイッチS1は、初めに、一定の時間Tsだけ入力信号
Exを第9図に示すように積分器INTに入力させる。
The switch S1 first inputs the input signal Ex to the integrator INT for a certain period of time Ts as shown in FIG.

これによって積分器INTの出力は、第10図に示すよ
うに変化し、Ts後の積分器出力Eoは(1)式で表さ
れる。
As a result, the output of the integrator INT changes as shown in FIG. 10, and the integrator output Eo after Ts is expressed by equation (1).

Eo= (−Ex/ (C−R))−Ts・・・・・・
(1) 次にスイッチS1は基準電圧Esを第9図に示すように
積分器IN’r’に入力させる。
Eo= (-Ex/ (C-R))-Ts...
(1) Next, the switch S1 inputs the reference voltage Es to the integrator IN'r' as shown in FIG.

第10図は積分器INTの出力電圧Eoの変化を示す線
図であり、このときの積分器出力EOは(2)式で表さ
れる。
FIG. 10 is a diagram showing changes in the output voltage Eo of the integrator INT, and the integrator output EO at this time is expressed by equation (2).

E o = (−E x / (C−R) l ・T 
s+  (Es/ (C−R)l  ・ t・・・・・
・ (2) ここで出力電圧EOが零になるまでの時間をTXとする
と、(3)式が得られる。
E o = (-E x / (C-R) l ・T
s+ (Es/ (C-R)l ・t...
- (2) Here, if the time until the output voltage EO becomes zero is TX, then equation (3) is obtained.

Ex= (’r’x/Ts) ・Bs−== (3)従
って積分時間Ts、基準電圧F、sが一定であれば、入
力信号Exは、Tx即ちスイッチS1が基準電圧Es側
に接続されてから、出力電圧E。
Ex= ('r'x/Ts) ・Bs-== (3) Therefore, if the integration time Ts and the reference voltages F and s are constant, the input signal Ex is Tx, that is, the switch S1 is connected to the reference voltage Es side. After that, the output voltage E.

が零になるまでの時間をカウンタCUで計数することに
よって、カウンタ内に入力アナログ信号EXに対応した
デジタル信号を得ることができる。
By counting the time until the value becomes zero with the counter CU, a digital signal corresponding to the input analog signal EX can be obtained in the counter.

(発明が解決しようとする課題) このような構成のA/D変換器は、積分定数CR及びタ
ロツク周波数のドリフトが誤差にならない等の特徴があ
る。しかしながらA/D変換の精度を上げるなめには、
タロツク周波数を高くするか、積分時間を長くする必要
がある。
(Problems to be Solved by the Invention) The A/D converter having such a configuration has characteristics such as that drift of the integral constant CR and the tarokk frequency does not become an error. However, in order to improve the accuracy of A/D conversion,
It is necessary to increase the tarok frequency or increase the integration time.

ここでタロツク周波数を高くすると、高周波用の回路部
品を使用しなくてはならないと言う問題点があり、積分
時間を長くすると、応答特性が劣化すると言う問題点が
ある。
If the tallock frequency is increased, there is a problem in that high-frequency circuit components must be used, and if the integration time is increased, the response characteristics are deteriorated.

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、
その目的は応答特性を損なうことなく、高分解能のA/
D変換器を簡単な構成で実現することにある。
The present invention was made in view of these problems, and
The purpose is to provide high-resolution A/P without compromising response characteristics.
The objective is to realize a D converter with a simple configuration.

(課題を解決するための手段) 第1図は本発明の基本的な構成ブロック図である0図に
おいて、1は積分器、2は基準電源、3は所定の値を持
った予備積分電源、4はデジタル信号に変換する入力ア
ナログ信号Ex、基準電圧±Es、予備電源信号Bbを
選択して積分器1に入力するスイッチ回路である。5は
積分器1の出力を入力とする比較器、6は比較器5から
の信号を入力する計数手段、7は計数手段6からの計数
値を入力し、平均演算処理を行う演算処理回路である。
(Means for Solving the Problem) FIG. 1 is a basic configuration block diagram of the present invention. In FIG. 0, 1 is an integrator, 2 is a reference power source, 3 is a preliminary integrating power source having a predetermined value, Reference numeral 4 denotes a switch circuit that selects the input analog signal Ex to be converted into a digital signal, the reference voltage ±Es, and the backup power signal Bb, and inputs the selected signals to the integrator 1. 5 is a comparator that receives the output of the integrator 1, 6 is a counting means that receives the signal from the comparator 5, and 7 is an arithmetic processing circuit that receives the counted value from the counting means 6 and performs averaging processing. be.

8は比較器5からの信号を入力し、スイッチ回路4、積
分器1、計数手段6を制御する制御手段である。
Reference numeral 8 denotes control means for inputting the signal from the comparator 5 and controlling the switch circuit 4, the integrator 1, and the counting means 6.

(作用) 制御手段8は、スイッチ回路4を制御して入力アナログ
信号Ex及び基準電圧Esを積分器1に印加し、二重積
分動作を行なわせると共に、二重積分動作の逆積分動作
以前に、予備電源信号Ebを印加し、予備積分動作を行
う、また、制御手段8は、毎AD変換周期、予備積分期
間を計数手段6での計数パルスの1パルスからNパルス
までの範囲であって、所定の数列に従って変化させる。
(Function) The control means 8 controls the switch circuit 4 to apply the input analog signal Ex and the reference voltage Es to the integrator 1 to perform a double integration operation, and also to perform a double integration operation before the inverse integration operation of the double integration operation. , the control means 8 applies a preliminary power signal Eb and performs a preliminary integration operation, and the control means 8 sets the preliminary integration period in each AD conversion cycle to a range from 1 pulse to N pulses of the counting pulse in the counting means 6. , vary according to a predetermined sequence of numbers.

(実施例) 以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。(Example) Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.

第2図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図である
。図において、第1図の各部分に対応するものには、同
一符号を付して示す。積分器1は、演算増幅器OP1、
コンデンサC1抵抗R3〜R6で構成されている。基準
電圧源2は、基準電圧±Esを出力するものであり、予
備積分電源3は、基準電圧−Esを抵抗R1,R2で分
圧するものを用いている。9は内部に計数手段としての
カウンタ6を含むマイクロプロセッサで、第1図に於け
る演算処理手段7、制御手段8としての動作を行うもの
である。マイクロプロセッサ9は、カウンタ6のほかに
、クロック源91、タロツク源91からのクロックに同
期して動作する出力ボート92、演算制御部(CPU)
93、メモリ94を含んでいる。
FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, parts corresponding to those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. The integrator 1 includes an operational amplifier OP1,
It consists of a capacitor C1 and resistors R3 to R6. The reference voltage source 2 outputs a reference voltage ±Es, and the preliminary integration power source 3 divides the reference voltage −Es by resistors R1 and R2. A microprocessor 9 includes a counter 6 as a counting means, and operates as the arithmetic processing means 7 and the control means 8 in FIG. In addition to the counter 6, the microprocessor 9 includes a clock source 91, an output board 92 that operates in synchronization with the clock from the tarock source 91, and an arithmetic control unit (CPU).
93 and a memory 94.

この様に構成した装置の動作を次に説明する。The operation of the apparatus configured in this way will be explained next.

第3図は、その動作の一例を示す動作波形図である。こ
こでは、基本分解能を4倍に向上させる場合を想定して
おり、予備積分電源を構成している抵抗R1,R2及び
積分抵抗R4,R5は(1)〜(3)式のような関係に
なっている。
FIG. 3 is an operation waveform diagram showing an example of the operation. Here, it is assumed that the basic resolution is improved four times, and the resistors R1 and R2 and the integral resistors R4 and R5 that constitute the preliminary integral power supply have the relationships shown in equations (1) to (3). It has become.

R1/ (R1+R2)=1/4 (R1: R2=3 : 1 ) ・・・・・・(1) R1(R5,R2(R5 ・・・・・・(2) R4=R5・・・・・・(3) 第3図において、TOは初期状態であり、スイッチ回路
4のスイッチSOが(a)に示すようにオンとなってお
り、積分器1のコンデンサCが短絡されている。この状
態では、積分器の出力電圧eAはほぼOV、比較器5の
出力電圧eBは演算増幅器OPI及び比較器5のオフセ
ット電圧次第で、H/L両レベルのいずれとも不確定で
ある。
R1/ (R1 + R2) = 1/4 (R1: R2 = 3: 1) ...... (1) R1 (R5, R2 (R5 ...... (2) R4 = R5... (3) In Fig. 3, TO is in the initial state, switch SO of switch circuit 4 is on as shown in (a), and capacitor C of integrator 1 is short-circuited. In this state, the output voltage eA of the integrator is approximately OV, and the output voltage eB of the comparator 5 depends on the operational amplifier OPI and the offset voltage of the comparator 5, and is uncertain at both H and L levels.

T1は本発明に於いて特徴としている、高分解能化のた
めの予備積分期間である。この期間では、スイッチS3
がオンとなり、予備積分電源3からの信号■1を積分す
る。ここでの積分電流値工1は、(4)式で表される。
T1 is a preliminary integration period for high resolution, which is a feature of the present invention. During this period, switch S3
is turned on, and the signal 1 from the preliminary integration power supply 3 is integrated. The integral current value 1 here is expressed by equation (4).

11= (R2/ (R1十R2)l X (−Es/
R= (1/4)X (−Es/R5) =(1/4)xr4 ・・・・・・(4) また、その積分期間T1は、計数パルス(タロツク源9
1のクロック)の1〜4クロツクのいずれかで、かつ時
系列上均等に分布するよう、所定の数列に従って、マイ
クロプロセッサ9によって制御される。この点について
の詳細は後で述べる。
11= (R2/ (R10R2)l X (-Es/
R= (1/4)X (-Es/R5) = (1/4)
The clocks are controlled by the microprocessor 9 according to a predetermined sequence so that the clocks are any one of 1 to 4 clocks of 1 clock) and are evenly distributed over time. More details on this point will be given later.

1゛2は、別の予備積分期間で、本発明とは直接関係し
ないが、この区間を設けることで、入力アナログ信号E
xが負の値をとる場合もAD変換を可能としている。こ
の予備積分期間では、スイッチS1が(b)に示すよう
にオンで、積分器1はその期間に(5)式に示す電荷量
を積分する。
1 and 2 are other preliminary integration periods, which are not directly related to the present invention, but by providing this period, the input analog signal E
AD conversion is also possible when x takes a negative value. During this pre-integration period, the switch S1 is on as shown in (b), and the integrator 1 integrates the amount of charge shown in equation (5) during that period.

I 2XT2= (Es/R3)XT2・・・・・・(
5) 次の期間T3で、この電荷量を相殺する入力は、負入力
であり、その負入力がAD変換の入力レンジ下端に相当
する。
I 2XT2= (Es/R3)XT2・・・・・・(
5) In the next period T3, the input that cancels out this amount of charge is a negative input, and the negative input corresponds to the lower end of the input range of AD conversion.

T3は、入力積分区間である。この区間では、スイッチ
S4が(e)に示すようにオンとなり、抵抗R6を通し
て入力アナログ信号に比例した電流I3を一定時間積分
する。
T3 is an input integration interval. In this section, the switch S4 is turned on as shown in (e), and the current I3 proportional to the input analog signal is integrated for a certain period of time through the resistor R6.

T4は、逆積分区間である。この区間では、スイッチS
2が(C)に示すようにオンとなり、(6)式で示され
る一定電流値■4を逆積分する。
T4 is an inverse integration interval. In this section, switch S
2 is turned on as shown in (C), and the constant current value 4 shown by equation (6) is inversely integrated.

I4= −Es/R4・・・・・・・・・(6)入力積
分区間T 3及び逆積分区間1゛4の動作は、−数的な
二重積分回路の動作そのものであり、第8図で示した従
来装置のものと同様である。
I4= -Es/R4 (6) The operation of the input integral interval T3 and the inverse integral interval 1゛4 is the operation of a -numerical double integral circuit, and the 8th This is similar to the conventional device shown in the figure.

比較器5は(f)に示すような積分器1の出力電圧eA
と、基準電位とを比較増幅し、(g)に示すようにH/
Lのデジタル信号eBをマイクロプロセッサ9に入力す
る。マイクロプロセッサ9は比較器5からのデジタル信
号を受け、TO〜T4のタイミング信号を発生し、スイ
ッチ回路4を動作させると共に、T4区間の開始から比
較器5の出力eBのHからしへ変化するまでの時間Tx
をカウンタ6でカウントする。これによって入力アナロ
グ信号Exに対応したデジタル信号をカウンタ6内に得
ることができる。
The comparator 5 receives the output voltage eA of the integrator 1 as shown in (f).
and the reference potential are compared and amplified, and as shown in (g), H/
The L digital signal eB is input to the microprocessor 9. The microprocessor 9 receives the digital signal from the comparator 5, generates a timing signal from TO to T4, operates the switch circuit 4, and changes the output eB of the comparator 5 to H from the start of the T4 period. Time up to Tx
is counted by counter 6. As a result, a digital signal corresponding to the input analog signal Ex can be obtained in the counter 6.

以上は第2図装置の動作の概略であるが、次に本発明に
おいて特徴としている高分解能化の為の動作について説
明する。
The above is an outline of the operation of the apparatus shown in FIG. 2. Next, the operation for achieving high resolution, which is a feature of the present invention, will be explained.

予備積分期間T1の積分電流11と、逆積分期間T4の
積分電流I4は、(7)式で示される関係にある。
The integral current 11 in the pre-integration period T1 and the integral current I4 in the inverse integration period T4 have a relationship shown by equation (7).

11= (1/4)xI4・・・・・・・・・(7)よ
って予備積分区間の1クロツクは逆積分期間T4の17
4クロツクに相当する。
11= (1/4)
Equivalent to 4 clocks.

第3図において、実線で示すタイングはT1=1クロッ
ク、破線で示したタイミングはT1=2クロックのもの
である。同一の入力アナログ信号に対して比較器5の出
力eBの変化タイミングは、1/4クロツクずれている
In FIG. 3, the timing shown by a solid line is T1=1 clock, and the timing shown by a broken line is T1=2 clock. The change timing of the output eB of the comparator 5 is shifted by 1/4 clock for the same input analog signal.

本発明においては、二重積分動作の前に設けられている
予備積分期間T1を、例えば1〜4クロツクの範囲内で
均等にバラツクように、所定の数列に従って、毎AD変
換毎に制御するもので、比較器5の出力eBは、第4図
(b)のバラツキ区間に示す範囲において、LからHに
なる時点が均等に分布することとなる。
In the present invention, the preliminary integration period T1 provided before the double integration operation is controlled for each AD conversion according to a predetermined numerical sequence so that it varies evenly within the range of 1 to 4 clocks, for example. Then, the output eB of the comparator 5 is evenly distributed at the points when it changes from L to H within the range shown in the variation section of FIG. 4(b).

従って、(C)に示すクロックをカウントするカウンタ
6のカウント値(AD変換値)は、Kとカウントされる
場合が1/4、(K−1)とカウントされる場合が3/
4出現する。
Therefore, the count value (AD conversion value) of the counter 6 that counts the clock shown in (C) is 1/4 when counted as K, and 3/4 when counted as (K-1).
4 appears.

マイクロプロセッサ9内の演算処理手段7は、カウンタ
6のカウント値を平均処理することで高い精度のAD変
換値Dxを得るようにしている。
The arithmetic processing means 7 in the microprocessor 9 averages the count values of the counter 6 to obtain a highly accurate AD conversion value Dx.

即ち、この例によれば(8)式で表される平均演算を行
う。
That is, according to this example, the average calculation expressed by equation (8) is performed.

Dx= (1/4)xK+ (3/4)X (K−1)
=に−(3/4) ・・・・・・・・・(8) この様な平均演算処理を行うことによって、AD変換の
分解能を4倍向上させることができる。
Dx= (1/4)xK+ (3/4)X (K-1)
= to - (3/4) (8) By performing such average calculation processing, the resolution of AD conversion can be improved by four times.

また、4倍の分解能を得るためには、少なくとも4回の
AD変換が必要であるが、1回のAD変換で、基本の分
解能までの情報量は得ることができる。よって、単純に
積分時間を長くすることで高分解化する従来のものに比
べ、AD変換時間を短縮することができる。
Further, in order to obtain four times the resolution, at least four AD conversions are required, but the amount of information up to the basic resolution can be obtained with one AD conversion. Therefore, the AD conversion time can be shortened compared to the conventional method in which high resolution is achieved simply by lengthening the integration time.

以上の説明は、二重積分動作の前に設けられている予備
積分期間T1を、例えば1〜4クロツクの範囲で、均等
にバラツクことを前提にしたものであるが、実際にこの
予備積分期間を均等にバラツクようにさせることは容易
ではない、乱数信号を利用することも考えられるが、こ
の場合長い時間で見れば均等化されるものの、短い時間
では片寄りが生ずる。
The above explanation is based on the assumption that the preliminary integration period T1 provided before the double integration operation is uniformly varied, for example, in the range of 1 to 4 clocks. It is not easy to make the values vary evenly. Using a random number signal may be considered, but in this case, although it is equalized over a long period of time, it will be uneven over a short period of time.

本発明においては、この予備積分期間T1が均等にバラ
ツクように、計数手段での計数パルスの1パルスからN
パルスまでの範囲であって、以下の要件[1]、■を満
たす数列a1に従って変化させるようにしている。
In the present invention, the pre-integration period T1 is uniformly varied from 1 pulse to N pulses of the counting pulse in the counting means.
The range is up to the pulse and is changed according to the sequence a1 that satisfies the following requirements [1] and (2).

[1]、数列atは、1,2,3.・・・i・・・、n
の数値からなる要素n個からなり、a 1 + a 2
 +・・・an。
[1], the sequence at is 1, 2, 3 . ...i...,n
It consists of n elements consisting of the numerical value of a 1 + a 2
+...an.

a1、a1、a2、・・・an・・・と繰り返す。Repeat a1, a1, a2,...an...

[2]、数列a1は、その中心値(n±1)/2に対し
て大、小、大、小、大、小・・・どなるように並べられ
ている。
[2] The number sequence a1 is arranged as large, small, large, small, large, small, etc. with respect to its center value (n±1)/2.

第5図は、前記した要件[1]、■を満たす数列a1に
ついて、n=16とした場合の一例を示す図である。こ
こではai= il 5,2,11,6゜13.4,1
0.7,16,1,12,5,14゜3.9.81とな
っている。
FIG. 5 is a diagram showing an example of the case where n=16 for the sequence a1 that satisfies the above-mentioned requirements [1] and (2). Here ai=il 5,2,11,6°13.4,1
0.7, 16, 1, 12, 5, 14° 3.9.81.

この様な数列に従って、予備積分期間T1を計数手段で
の計数パルスの1パルスからNパルスまでの範囲におい
て、各A/D変換毎に変化させることにより、予備積分
期間1゛1が均等にバラツクようになり、精度の高いA
/D変換値を得ることが出来る。
According to such a numerical sequence, by changing the pre-integration period T1 for each A/D conversion in the range from 1 pulse to N pulses of counting pulses in the counting means, the pre-integration period 1.1 is evenly varied. The result is a highly accurate A.
/D conversion value can be obtained.

第6図は本発明によるA/D変換結果を示す図であり、
第7図は、本発明に用いられている数列atに代えて乱
数信号を用いた場合のA/D変換結果を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing A/D conversion results according to the present invention,
FIG. 7 is a diagram showing the A/D conversion results when a random number signal is used instead of the sequence at used in the present invention.

ここでは、予備積分期間T1を計数手段での計数パルス
の1パルスから16パルスの範囲内で、変化させたもの
であり、平均演算として16データの移動平均結果をA
/D変換データDxとしている。
Here, the preliminary integration period T1 is varied within the range of 1 to 16 pulses of counting pulses in the counting means, and the moving average result of 16 data is used as the average calculation.
/D conversion data Dx.

数列aiを用いた本発明のものは、開始後16データを
とるまでは多少のずれが生じているが、それ以後のA/
D変換データは、真値Dsに近い値で安定しており、満
足すべき結果が得られている。
In the present invention using the sequence ai, there is some deviation after the start until 16 data are taken, but after that, the A/
The D-converted data is stable at a value close to the true value Ds, and a satisfactory result is obtained.

これに対して、乱数信号を用いたものは、真値Dsを中
心にうねりが生じており、良い結果は得られていない。
On the other hand, when a random number signal is used, undulations occur around the true value Ds, and good results are not obtained.

(発明の効果) 以上詳細に説明したように、本発明によれば二重積分動
作の前に予備積分期間T1を設けると共に、この予備積
分期間及び、毎AD変換周期を所定の要件を持った数列
信号によって変化させるようにしたもので、簡単な回路
構成により、高分解能のデジタル信号を、AD変換時間
を長くすることなく得ることができる。
(Effects of the Invention) As explained in detail above, according to the present invention, a preliminary integration period T1 is provided before the double integration operation, and this preliminary integration period and each AD conversion period are set to meet predetermined requirements. The change is made by a sequence signal, and a high-resolution digital signal can be obtained with a simple circuit configuration without increasing the AD conversion time.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明の基本的な構成ブロック図、第2図は本
発明の一実施例を示す構成ブロック図、第3図及び第4
図はその動作を説明するための波形図、第5図は本発明
において用いられる数列信号の一例を示す図、第6図は
本発明によるA/D変換結果を示す図、第7図は本発明
による数列信号に代えて乱数信号を用いた場合のA/D
変換結果を示す図、第8図は従来装置の構成ブロック図
、第9図及び第10図はその動作波形図である。 1・・・積分器 2・・・基準電源 3・・・予備積分電源 4・・・スイッチ回路 5・・・比較器 6・・・計数手段 7・・・演算処理手段 8・・・制御手段 9・・・マイクロプロセッサ ■   へ    G)    りO く−X −一→シ
FIG. 1 is a basic configuration block diagram of the present invention, FIG. 2 is a configuration block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS.
The figure is a waveform diagram for explaining its operation, FIG. 5 is a diagram showing an example of a sequence signal used in the present invention, FIG. 6 is a diagram showing A/D conversion results according to the present invention, and FIG. 7 is a diagram showing the present invention. A/D when a random number signal is used instead of the number sequence signal according to the invention
FIG. 8 is a block diagram of the configuration of the conventional device, and FIGS. 9 and 10 are diagrams showing its operation waveforms. 1... Integrator 2... Reference power supply 3... Reserve integration power supply 4... Switch circuit 5... Comparator 6... Counting means 7... Arithmetic processing means 8... Control means 9...to microprocessor■ G) riO ku-X -1→shi

Claims (1)

【特許請求の範囲】 積分器と、基準電源と、こ基準電源電圧に対して所定比
率の電圧を出力する予備積分電源と、入力アナログ信号
、基準信号、予備電源信号を選択して積分器に入力する
スイッチ回路と、積分器の出力を入力とする比較器と、
比較器からの信号を入力する計数手段と、計数手段から
の計数値を入力し、平均演算処理を行う演算処理回路と
、比較器からの信号を入力し、前記スイッチ回路、積分
器、計数手段を制御する制御手段とを備え、前記制御手
段は、スイッチ回路を制御して入力アナログ信号及び基
準信号を積分器に印加し、二重積分動作を行なわせると
共に、二重積分動作の逆積分動作以前に、予備電源信号
を印加し、予備積分動作を行い、毎A/D変換周期及び
予備積分期間を計数手段での計数パルスの1パルスから
Nパルスまでの範囲であって、以下の要件[1]、[2
]を満たす数列aiに従って変化させることを特徴とす
るA/D変換器。 [1]、数列aiは、1、2、3、・・・i・・・、n
の数値からなる要素n個からなり、a1、a2、・・・
an、a1、a2、・・・an・・・と繰り返す。 [2]、数列aiは、その中心値(n+1)/2に対し
て大、小、大、小、大、小・・・となるように並べられ
ている。
[Claims] An integrator, a reference power source, a backup integrating power source that outputs a voltage at a predetermined ratio with respect to the reference power source voltage, and an input analog signal, a reference signal, and a backup power source signal that are selected and sent to the integrator. a switch circuit for input, a comparator for inputting the output of the integrator,
a counting means for inputting the signal from the comparator, an arithmetic processing circuit for inputting the counted value from the counting means and performing an average calculation process, and the switch circuit, the integrator, and the counting means for inputting the signal from the comparator. and a control means for controlling a switch circuit to apply an input analog signal and a reference signal to an integrator to perform a double integral operation, and to perform an inverse integral operation of the double integral operation. Previously, a preliminary power supply signal is applied, a preliminary integration operation is performed, and each A/D conversion period and preliminary integration period is in the range of 1 pulse to N pulses of counting pulses in the counting means, and the following requirements [ 1], [2
] An A/D converter characterized in that the A/D converter changes according to a sequence ai that satisfies the following. [1] The sequence ai is 1, 2, 3,...i...,n
Consists of n elements consisting of numerical values, a1, a2,...
Repeat an, a1, a2,...an... [2] The sequence ai is arranged as large, small, large, small, large, small, etc. with respect to its center value (n+1)/2.
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