JPH01282916A - フィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、たとえばカラーテレビジョン受信機または磁
気テープ画像記録／再生装置などの映像機器のデジタル
ビデオ信号処理に使用されるデジタル／アナログ変換器
などに好適に実施されるフィルタ装置に関する。

従来の技術 カラーテレビジョン受信機や磁気テープ画像記Ｉｋ／再
生装宜（以下、ビデオテープレコーダと称する）などの
映像機器は、映像信号などをデジタル信号として多く処
理している。処理されたデジタル信号は映像信号や音響
信号に変換されて出力される際に、アナログ信号に変換
される必要があり、この段階でデジタル／アナログ変換
器が用いられている。

このようなデジタル／アナログ変換器では、デジタル信
号をアナログ信号に変換する際に折返しノイズと称され
るノイズが発生している。この折返しノイズとは、原信
号がアナログ信号からサンプリング化される際に用いら
れるサンプリング信号のサンプリング周波数ｆ５の高調
波成分が、前記原信号の最大周波１！Ｌｆｃより高域側
に発生することによるノイズであり、 ｎ−ｆｓ±ｆ　ｃ　　　　　　　　　−（１）（ｎ＝１
．２．３・・・） の帯域を有する。

発明が解決しようとする課題 このようなノイズを除去しようとする場きには、原信号
の周波数帯域は通過させつつ上記高調波部分は除去する
必要があるため、従来用いられている後置フィルタくア
ナログフィルタ）ではきわめて急峻な遮断特性と、平坦
な位相特性が得られるように設計する必要があり、たと
えば比較的高次数のフィルタを構成する必要があるなど
、構成が繁雑であるとともに設計上の条件が繁多であっ
た。

本発明の目的は、上述の技術的課題を解消し、簡便な構
成であってノイズ成分を可及的に低減することができる
フィルタ装置を提供することである。

課題を解決するための手段 本発明は、交番入力信号の位相を第１変化量だけ変化す
る第１移相手段と、 第１移相手段出力と前記入力信号との相加平均を演算す
る演算手段と、 上記入力信号の位相を第１変化量の半分の第２変化量だ
け変化する第２移相手段と、 演算手段と第２移相手段との各出力を第２変化量に対応
する周期で交互に切換えて出力する出力手段とを含むこ
とを特徴とするフィルタ装置である。

作　　用 本発明に従えば、交番入力信号の位相は第１変化量だけ
第１移相手段によって変化される。この第１移相手段出
力と前記入力信号との相加平均が演算手段によって演算
される。一方、第２移相手段によって入力信号の位相は
前記第１変化量の半分の第２変化量だけ変化される。こ
れにより前記入力信号の位相が別途室められる位相量の
整数倍の位相を持つ場かに、該特定位相量の偶数倍また
は奇数倍のそのいずれかの位相量を消去できる。

これにより従来例と比較して後置フィルタ装置の作成の
精度を半減できることになる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例に従うデジタル／アナログ
（以下、Ｄ／Ａと略称する）変換器１の構成を示すブロ
ック図である。第１図を参照して、Ｄ／Ａ￥：換器１に
ついて説明する。Ｄ／Ａ変換器１はラッチ部２と、ラッ
チ部２からの出力に伴って動作する電流スイッチ部３と
、電流スイッチ部３からの出力に基づいてアナログ電圧
レベルを発生する抵抗ラダ一部４とを含む変換部５と、
残余の構成から成るフィルタ装置であるフィルタ部６と
を含んで構成される。

フィルタ部６の入力端子７にはサンプリングクロック信
号ＣＳＩが入力され、入力端子８からはサンプリングク
ロック信号Ｃ３Ｉの２倍の周波数を有するサンプリング
クロック信号Ｃ３２およびデジタルデータが入力される
。入力端子７からのサンプリングクロック信号Ｃ９Ｉは
、たとえば６ビツトの構成を有するレジスタ９．１０に
それぞれ入力され、サンプリングクロック信号Ｃ８２は
レジスタ９に入力される。レジスタ９の出力はライン１
１を介してレジスタ１０に出力され、レジスタ１０の出
力はライン１２を介して加算器１３に入力される。加算
器１３には、前記ライン１１の信号も入力される。

加算器１３の出力は、当該出力に対して１／２の演算を
行う除算器１４を介して、後述するような動作を行う出
力手段であるマルチプレクサ１５に入力され、その出力
は前記ラッチ部２へ入力される。ここで前記加算器１３
および除算器１４を含んで演算手段１６が構成される。

前記ライン１１の信号は、第２変化量である遅延量Ｔだ
けその位相を変化する第２移相手段であるレジスタ１７
に入力され、レジスタ１７の出力はライン１８を介して
前記マルチプレクサ１５に入力される。前記マルチプレ
クサ１５は周期Ｔで、ライン１８．１９の信号を交互に
出力する。

第２図は第１図示の構成における各部の信号の態様を示
す波形図であり、第３図はこれらの信号の周波数スペク
トラムを示すグラフである。これらの図面を併せて参照
して、本実施例について説明する０本実施例の第１図示
の構成は、Ｄ／Ａ変換器１であり、したがって第２ｅＪ
（１）にライン１１で示されるアナログ信号である原信
号は、第１図示の構成の前後に接続されるアナログ／デ
ジタル変換器（［Ｗ示せず）によってデジタル信号に変
換された後、各種の処理が行われ、その出力が第１図示
のＤ／Ａ変換器１を用いてアナログ信号に変換される。

Ｄ／Ａ変換器１におけるフィルタ部６は、従来技術の項
で述べたようないわゆる折返しノイズの発生領域を可及
的に低減し、Ｄ／Ａ変換器１の出力によって動作する後
置フィルタ（図示せず）の構成が比較的簡素化され、設
計における自由度を格段に増大しようとするものである
。

第２［２１（１）で示されるような原信号の周波数スペ
クトラムは第３図（１）に示され、使用周波数帯域とし
て最大周波数ｆｃである場合を想定する。ここで周期Ｔ Ｔ　＝　１　／　２−　ｆ　ｓ　　　　　　　　−（２
）ｆＳ：サンプリング周波数 のように設定する。

このような原信号がデジタル信号化され、かつレジスタ
９によって表わされる遅延が与えられた信号Ｓ１が、第
２図（２）に示される。サンプリング周期は前記第２式
より期間２Ｔとなる。

一方、このようにサンプリング周波数ｆｓでサンプリン
グされた信号に関して、第３図（２）に示すようにサン
プリング周波数ｆｓの高調波ｎ・ｆｓを中心周波数帯域
とし、上記第１式に示される分布を有する前記折返しノ
イズが発生することが知られている。

一方、信号Ｓ１に対して遅延量２Ｔだけ位相の遅延を施
すレジスタ１０の出力ｓ２は、第２図（３）に示される
。この信号Ｓ２の周波数スペクトラムは第３図（２）と
同様であり、第３図（３）に示される０周波数３１．Ｓ
２を演算手段１６で演算したライン１９への出力Ｓ３は
、第２図（４）に示される。

一方、信号Ｓ１がレジスタ１７によって遅延量Ｔだけ遅
延された後のライン１８への出力信号Ｓ４は、第２図（
５）に示される。そのスペクトラム分布は第３図〈５）
に示される。このような態様の信号Ｓ３．Ｓ４をマルチ
プレクサ１５で周期Ｔで交互に切換えて出力すると、こ
のときの信号Ｓ５は第２図（６）に示されるｎ様となり
、スペクトラム分布は第３図（６）に示されるようにサ
ンプリング周波数ｆｓの奇数倍の高調波が消去された態
様となる。すなわちサンプリング周波数ｆＳの奇数倍の
高調波を中心周波数帯域とし、（２ｎ−１）−ｆｓ±ｆ
　ｃ　　　　−・−（３）（ｎ＝１．２．３．・・・） の範囲の帯域の折返しノイズが除去される。

これによりデジタル／アナログ変換器１を設計するに際
して、後置フィルタの設計の自由度が増大し、構成を簡
素化することができる。

発明の効果 以上のように本発明に従えば、デジタル／アナログ変換
時における折返しノイズを簡便な構成で格段に削減する
ことができるフィルタ装置が実現され、これにより後置
フィルタ装置の設計上の自由度が増大し、構成を格段に
簡略化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に従うデジタル／アナログ変
換器１の構成例を示すブロック図、第２図は第１図の構
成の各部の信号波形を示す波形図、第３図は各部の信号
のスペクトラム分布°を示すグラフである。 １・・・Ｄ／Ａ変換器、５・・・変換部、６・・・フィ
ルタ部、９，１０．１７・・・レジスタ、１３・・・加
算器、１４・・・除算器、１５・・・マルチプレクサ、
１６川演算手段 代理人　　弁理士　西教　圭一部 時刻を 時ｉｌｌ　　ｔ ［ｌｆ？真りｔ 第２図 Ｆ４亥り　　を 第２図 第３図 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交番入力信号の位相を第１変化量だけ変化する第１移相
   手段と、 第１移相手段出力と前記入力信号との相加平均を演算す
   る演算手段と、 上記入力信号の位相を第１変化量の半分の第２変化量だ
   け変化する第２移相手段と、 演算手段と第２移相手段との各出力を第２変化量に対応
   する周期で交互に切換えて出力する出力手段とを含むこ
   とを特徴とするフィルタ装置。