JPH01232222A - 環境騒音の特別なインデックスを測定する方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ａ、　産業上の利用分野 本発明は、騒音の２つの物理的パラメータに関係する特
別なニューサンス・インデックス（ｎｕｉｓａｎｃｅｉ
ｎｄｅｘ）を用いて、すなわち騒音の平均エネルギレベ
ルと騒音のゆらぎレベルを用いて、騒音を直接的に測定
する方法およびこれを測定するためのマイクロプロセッ
サに基礎を置く装置に関する。

環境騒音を評価する際、２つの異なった局面に基づく手
法が提案されている。第１のものは客観的であり、騒音
の物理的測定に基礎を置く、第２のものは主観的であり
、騒音に対する人々の反応を考慮した適切なニューサン
ス・インデックスを定義するという困難を避けることが
できない。ここにおいて二二一すンス・インデックスと
は、騒音による不愉快度を示す指数を意味する。

騒音の物理的測定は、近年では過度の困難性を伴うこと
な〈実施できるのに対し、騒音の主観的局面は唯一の決
定的な解答が得られるものではない、騒音によるニュー
サンスの真の評価値を与えるためには、強度、ゆらぎ、
背景騒音のレベル。

単一音源の特性等の客観的パラメータの他に、心理社会
学的性質の全てのファクターおよび騒音に対する各個人
の反応に影響を与える諸々の特性を考慮に入れなければ
ならない。

騒音パラメータの処理は、騒音の物理的データを用いて
ほとんど実行される。これの信頬性は、客観的騒音デー
タと適切な評価基準に従った人々の主観的反応の間の統
計学的相関関数を計算することにより評価される。

ｂ、　従来の技術 現在、環境騒音によるニューサンスを評価するいくつか
のインデックスが提案されている（Ｓｃｈｕｌｔｚ。

Ｔｊ、Ｃｏｍｍｕｎｉｔｙ　Ｎｏ１ｓｅ　Ｒｏｔｉｎｇ
、Ａｐｐｌ、５ｃｉｅｎｃｅ、ｐｕｂｌ。

Ｅｓ５ｅｘ　１９８２）　、　Ｌかしながらこれらのイ
ンデックスの計算は、騒音標本の予備的な統計分析に基
礎を置いているので、少々厄介である。さらに騒音の平
均レベルを測定することは現在普通に行なわれているが
、騒音のゆらぎの測定のための明確かつ精確に定義され
た方式は今まで無かった。

数年前に本発明の発明者達によって提案された（Ｃａｎ
ｎｅｌｌｉ　　Ｇ、Ｂ、、５ａｎｔｏｂｏｎｉ　　Ｓ、
、Ｄｉｒｅｃｔ　　Ｍｅａｓｗｅｍｅｎｔｏｆ　　Ｎｏ
１ｓｅ　　Ｎｕｉｓａｎｃｅ　　ｂｙ　　ｔｈｅ　　Ｎ
ｅｗ　　Ｔｎｄｅｘ　　Ｌ６１．　　ＡｐｐｌｉｅｄＡ
ｃｏｕｓｔｉｃｓ、７．４７（１９７４）、　）　　イ
ンデックスＤ＋＋（騒音のニューサンスレベル）は、騒
音によるニューサンスレベルの２つの本質的特性の相関
を求める。

第１のものは音響強度であり、第２のちは騒音のゆらぎ
である。このインデックスは、数人の発明者によって作
られたアナログ回路を用いる装置を用いることにより、
直接的に測定することができる（Ｃａｎｎｅｌｌｉ　Ｇ
、Ｂ、、５ａｎｔｏｂｏｎｉ　Ｓ、＾ｐｐａｒａｔｕｓ
　ｆｏｒｄｅｒｅｃｔｌｙ　ｍｅａｓｕｒｉｎｇ　ｔｈ
ｅ　ｎｕｉｓａｎｃｅ　１ｎｄｅｘ　Ｌｌｌ＋。

Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｒｅｐｏｒｔ　Ｎｏ、３４．ＩＤ
ＡＣ（ＣＮＲ）、１９７５）。

Ｃ１発明が解決しようとする課題 しかしながら、上に述べたアナログ回路を用いる装置は
、アナログ積分回路のドリフトによって生じる問題に起
因して、数１０秒以上の期間にわたる単一動作によるイ
ンデックスＬ□を測定することができないという欠点が
ある。

ｄ、　課題を解決するための手段およびその作用本発明
による装置はマイクロプロセッサに基礎を置き、上に延
べた不便を解消するものである。

この結果、数秒から３０分以上の中断なしの測定が可能
となり、またデジタル技術を改良することにより時間を
更に延長することも確実に可能である。

上記装置は、同じ発明者によってずでに導入されている
既知の「ニューサンスレベルＬＩｌ＋Ｊの概念に一般的
基礎を置く。

ＬＤＩは次の式によって定義される。

Ｌｅｔ　””　Ｌｘ　＋　Ｌφ ここにおいて、 ここにおいて、第１の式のし、は騒音の［平均エネルギ
ーレベル」を示し、しφは「騒音ゆらぎレベル」を示す
、それに続く両式中のＴは音響事象の測定時間を秒単位
で示すものである。１．（１）は各瞬間毎の騒音レベル
であり、Ｋは騒音の物理的データとニューサンスの評価
の主観的好みの相関を求めた定数であり、τはｒサンプ
リング時間」として表わされている量であってＬ−の測
定のために予じめ固定されている時間間隔であり、Ｌｐ
（ｔ）　　とＬ（ｔ）はそれぞれ短い時定数の騒音レベ
ル（騒音ゆらぎ）と長い時定数の騒音レベル（平均騒音
レベル）であり、ｎは検出しようとする騒音のゆらぎの
最小ｄＢ領領域依存する規格化定数である。　上式によ
って定まるニューサンス成分り、は、騒音強度の時間平
均を対数で表現したものである。他方、成分し−は騒音
のゆらぎによるニューサンスである。

本発明による時、インデックスＬＤＩは、次の適切に変
形された式によって求められる。

Ｌｅｔ””Ｌｔ＋Ｌφ ここにおいて ｘ”Ｌ、（ｔ）　　−＜Ｌ（ｔ）＞、　Ｌ、（ｔ）、＜
Ｌ（ｔ）＞は上に定義されたちの； ｆ（ｘ）−０ｘ＜０； ｆ（ｘ）　＝Ｌｐ（ｔ）　−＜Ｌ（ｔ）　＞　　ｘ　＞
　Ｏ；Ｘアは時刻Ｔにおける変数Ｘの値である。τはデ
ジタル回路を用いる装置においては仮に１とする。

なおく〉は平均を示す。このようにして、インデックス
し−は、ある騒音条件のもとにおける人間の耳の振舞い
を説明する。特に、ニューサンスへの寄与は、平均値に
対して正の騒音ゆらぎにのみよる。さらにインデックス
Ｌ−は瞬時騒音ゆらぎばかりでなく、ニューサンス感覚
が当該騒音ゆらぎの直前の騒音レベルを聴いた者の一時
的な感覚特性にも依存する時、直近の騒音の経時変化を
も説明するものである。

上に表現された概念を、次の３つの極限条件のもとにお
ける、本発明の測定装置の動作を考察することにより例
示する。

ｉ）静的騒音：　Ｌφはニューサンスインデックスにい
かなる寄与もしない、これは平均騒音強度にのみ依存す
る。

ｉｉ）騒音が無くなった後に２、速に増大する騒音強度
：このような場合、差値Ｌｐ　（ｔ）　　＜　Ｌ　（ｔ
）　＞は急速に増大する。したがって、ｌ、−の値は大
きくなる。

１ｉｌ）騒音強度が大きい値である状態から急速に減小
する騒音：こめ状況はｉｉ）の場合と類伯する。

しかし逆方向である。Ｌφはいかなる寄与もしない。

上の説明からインデックスＬＤ＋は、騒音によるニュー
サンスの心理生理学的局面を可能な限り近位する物理学
的パラメータであることは明白である。充分長い静寂期
間の後に感知されるゆらぎのある騒音は、同一強度のゆ
らぎを有し同一の統計分布を有するが、人間の耳の感度
のしきい値を著しく上昇させる程に大きい背景騒音の直
後に感知される騒音によるニューサンス怒覚より大きい
ニューサンス感覚を惹起することは良く知られた事実で
ある。

本発明の装置は、受信した信号をプリアンプに送るマイ
クロフォンを有し、プリアンプは短かい時定数を有する
ＲＦＩＳ−検出器（二乗平均検出器）に送る。この検出
器の出力はタイマーを有する８ビツトのアナログ／デジ
タル変換器を駆動する。この変換器は、長い時定数を有
するＲＣ−回路と同様の機能を有するデジタルフィルタ
と、比較回路の一方の入力端の両方に信号を送る。この
フィルターは出力信号を上記比較回路の他方の入力端と
、表示ユニットにパラメータＬ、を送る積分回路の両方
に送る。同時に、多重しきい値比較回路は、出力をタイ
マーを有する適当な保存レジスターへ送り、さらに上記
表示ユニットで表示されるパラメータＬ−を作る。

本発明の特徴および利点は、添付された図面を参照する
以下の説明によってより良く示される。

ｅ、　実施例 第１図において、Ｍは騒音受信マイクロフォンであり、
これはプリアンプ１に電気信号を送り、プリアンプ１は
その出力を短かい時定数を有する二乗平均検出器２（■
Ｓ検出器）に送る。検出器２の出力信号は、タイマー４
を伴う８ビツトアナログ／デジタル変換器３を駆動する
。変換器３の出力信号は長い時定数を有するＲＣ−回路
と同様な作用をするデジタルフィルタ５と、比較器６の
一方の入力端に送られる。デジタルフィルタ５の出力信
号は多重のしきい値を有する比較器６の他方の入力端と
積分器７に送られ、積分器７はパラメータＬ、をブロッ
ク９に送る。多重のしきい値を有する比較器６は、２つ
の受信信号を比較し、その出力を適当なレジスタまたは
ブロック８で示されている計数器に送る。ブロック８は
タイマー１０を伴い、パラメータＬφの計算値を求めブ
ロック９に送る。ここで上記パラメータは別々に保持さ
れるとともに、合計されてＬｏ＋−Ｌｔ＋　Ｌ−が得ら
れる。

第１図に示された装置のブロックダイヤグラムの中の動
作部分は、基本的部分Ｉと■に分割される。それぞれは
図中の破線で示された枠の中の部分である０部分Ｉはブ
ロック１，２，３．４から成り、アナログ信号の予備的
処理と連続的なデジタル処理をするために要求されるア
ナログ／デジタル変換をするために、適正に設計された
電気回路で形成されている０部分■のブロック５から１
０はデジタル信号処理に関係し、全てのデータ処理を統
合し最終結果を表示する論理機能を受は持つ。

端的に述べると部分■は、希望する論理機能を実行する
適当なソフトウェアを実行するマイクロプロセッサを備
える電気システムとして設計されている。

一例としての回路では、消費電力が僅小であるので携帯
用電池式装置とすることができるＣＭＯ３技術による電
気素子が選択されている。

第１図を参照しながらブロックダイヤグラムの機能に関
してさらに説明する。マイクロフォンＭからの信号はブ
ロック１で適宜増幅され、そして１２ＭＳ検出器（検波
器）２に送られる。　ＲＭＳ検出器２は短かい積分時定
数τ、を有する。検出器２の出力信号はブロック３にお
いてアナログ／デジタル変換を受ける。ブロック３はそ
れの出力信号と部分■のブロック５の間のインターフェ
ースとしても機能する０部分Ｉはブロック４を備え、ブ
ロック４はクロック機能を受は持ち、標本採取回路とブ
ロック３のインターフェースの間の同１’ｌ　ヲ与える
。８ビツトアナログ／デジタル変換器３は約４６ｄＢの
ダイナミックレンジを有し、これで充分であると考えら
れる。その理由は、変換は時定数τ。

を有するブロック２のフィルタ作用の後に行なわれるか
らである。これ故、信号のダイナミックレンジはマイク
ロフォンの入力信号に比較して大幅に減少している。さ
らにこの帰結として、非常に低い周波数の標本採取を使
用することができる。

もし、例えばτ＋　＝１０Ｉｌｓであるとすると　（こ
れは速い騒音ゆらぎを測定するための最良の時定数であ
る）、標本採取周波数は２００＆よりいくらか大きい値
となり、これは上記値１１以上のものに対して標本理論
によって与えられる理論的最小値である。

デジタル信号はデジタルフィルタ　（ブロック５）にお
いて処理される。デジタルフィルタは長い時定数を有す
るＲＣ回路と同様に機能することができる。デジタルフ
ィルタ５の出力信号は保存レジスタ（ブロック７）の加
算機能を用いて積分され、インデックスＬＤＩのり、成
分が得られる。この成分は次に表示ユニット９に送られ
、これを操作者が読取る。成分Ｌφの計算は比較器６と
計数器８を用いて実行される。多重のしきい値を有する
比較器６は２つの信号を比較する。すなわちデジタルフ
ィルタ５のデジタル入力信号である短かい時定数の信号
と、デジタルフィルタ５の出力信号である長い時定数の
信号を比較する。比較器６の複数のしきい値は互いに３
ｄＢの間隔を有する４つの値からなり、これは１２ｄＢ
のダイナミックレンジをカバーする。各しきい値に対し
て各１個づつ得られる比較器６の出力信号は、同じ数だ
けの計数器８に送られる。計数演算の総計は、変換の際
の定数係数の任意性はあるが、表示ユニット９に送られ
る。表示ユニット９は希望する成分り一を表示する。プ
ログラマブルタイマー１０は、測定の総時間を決定する
。

次に上記ブロックダイヤグラムの電気回路について説明
する。

第２図は入力プリアンプ１の電気回路図である。

この回路は人力段用ＩＣであるＪＦＥＴ　ＴＩＬ　０８
１を用いた２つのオペレーションアンプ（増幅器）から
成る。最初の増幅器は電圧利得約１０ｄＢ、入力インピ
ーダンス４７にΩとなるように結線されている。第２の
オペレーションアンプは、装置を較正した上で利得を調
整するためのトリミング抵抗を介して第１段に結合され
、これは駆動段として低い内部インピーダンスの信号発
生器を要求するＲＭＳ検出器２との間の適切なカップリ
ングを与えるためのインピーダンス整合器として使用さ
れている。増幅器の利得は有効電圧約１ボルトの出力を
出すように取付けられているプリアンプ付きマイクロフ
ォンＭを必要とする。プリアンプ付きマイクロフォンＭ
としては音響レベルメータを使用することができ、それ
の標準“ＡＣ“出力端子から信号を取出す。

二乗平均検出器（二乗平均検波器）であるブロック２の
電気回路が第３図に示されている。この機能は１個の集
積回路ＡＤ５３６Ａのみによって実行される。この集積
回路は通常の入力ダイナミックレンジ６０ｄＢに対して
、タレストファクタ（ｃｒｅｓｔ　ｆａｃｔｏｒ）が７
までの信号について４０ｄＢにわたって１％以上の精度
を保証するように設けられている。出力電圧のオフセッ
トを最小にするために、５０にΩのポテンショメータで
形成されているトリマー回路と、それぞれ４７０にΩと
２４９にΩの抵抗から成る電圧分割回路が設けられてい
る。入力トリミング抵抗がさらに存在することにより、
スケール因子を精密に調整することができ、これはオフ
セット補償回路により実際に使えるものとすることがで
きる。

容量の＆Ｉｌ　ｃ　＋は、それぞれ時定数１０躯、ｉｏ
ｏ船＋１ｓに対応する０、４μＦ、　４μＦ、４０μＦ
の容量素子から成る。この結果、回路をそれぞれ急速、
中間、緩慢騒音を測定するための上記時定数に応じてプ
リセットすることができる。これは、本発明の装置を特
に多目的なものとする。その理由は、この装置が広範な
領域における騒音汚染状況における騒音測定に対処でき
るからである。容量の＆ｌｌＣ□は、それぞれ１μＦ、
１０μＦ、　１００μＦの容量素子から成る。これらは
ＲＭＳ検出器２のセトリングタイムを川うことなく、残
留リップルを減小させる。Ｃ７の値は、Ｃ１の値に応じ
てＣ２が約２Ｃ１に等しくなるように選択される。

検出器（ブロック２）の出力信号は、８ビツトアナログ
／デジタル変換器３（第４図）によって連続的にデジタ
ル信号に変換される。変換器３は、比較器、　Ｄ／Ａ変
換器、シフトレジスタ（ＳＡＲ）等の連続的近似技術に
従って作られている装置の基本的典型的機能を含む単一
の集積回路＾Ｄ６７３から成っている。変換器３の入力
端は低いインピーダンスを有するので、オペＬ・−シゴ
ンアンプＴＩＬ　０８１から成る入力整合ユニットが設
けられている。さらに５０Ωのトリミング抵抗から成る
フルスケール較正器が設けられている。

アナログ／デジタル変換器は８ビツトしか有しないが充
分な入力ダイナミ５・クレソン（約４６ｄＢ）を有する
。なぜならばそれの入力信号がＲＭＳ検出器２から成る
ローパスフィルタから送られてくるからである。このよ
うなフィルタ機能に関する遮断周波数は１００Ｈｚであ
るので、理論的最小標本採数周波数は２００　）（ｚで
あり、これは安全性の理由により　２５０　Ｈｚに大き
く設定されている。この素子の変換時間は、製造者の仕
様書によると３０ｔｔｓまたはそれ以下である。アナロ
グ信号のローパスバンドに対して変換頻度の方が高いの
で、標本採取回路およびサンプルホールド回路を複雑に
する必要がない、この結果全体のシステムが簡素化され
る。

変換器はただ１個の制御パルス信号を有し、これが各ア
ナログ／デジタル変換動作の開始時点を定める。標本採
取周波数は、集積回路Ｎ［！５５５によって作られる制
御パルス　（ブロック３）の繰り返し周波数によって定
められる。デジタル信号は変換器の出力端において８ビ
ットパラレル信号形式で直接利用することができる。変
換器は内部バッファを備え、外部回路とのインターフェ
ースのための追加の回路は必要とされない。パラレル形
式出力端は、これ故、第９ビツト用端子をも有する出力
コネクタ１１に単純に接続される。出力コネクタ１１は
変換器Ａｎ　６７３の中に挿入され、変換終了の信号す
なわち「データ出力準備完了」信号を出力する。パラレ
ル形式インターフェースは、外部マイクロプロセッサが
パラレルインターフェースを備える時はそれに直結接続
するこ七を可能とする。

さらに、シリアルインターフェースを備えるマンクロプ
ロセッサ七接続可能とするために、標準インターフェー
スＲＳ　２３２と互換性のあるパラレル／シリアルプロ
トコル変換器が設けられている。その回路は単純にシフ
トレジスタ５４Ｃと２つのＤ形フリフブフロップ回路か
ら成り、適宜ストローブ信号とクロック信号によって駆
動され、これらの信号は別の２つの集積回路ＮＥ５５５
で形成されている補助回路によって作られる。トランジ
スタ２Ｎ２９０７は、標準インターフェースＲ５２３２
の出力電圧レベルと両立できる論理電圧レベルを作る。

シリアルインターフェース端子１２は、標本採取周波数
が低い時（２５０Ｈｚ）に使用することができる。そう
することにより、この接続端子を介してデータをリアル
タイムででも伝送することができる。

シリアルインターフェースを少くとも９６００ポーで動
作させて最大のデータ伝送速度を得ることが便利である
が、使用するマイクロプロセッサがそれに対応して動作
することができれば１９２００ボ一以上でシリアルイン
ターフェースを動作させることが好ましい、しかしなが
ら、パラレルインターフェースは、標本採取の間に連続
的にマイクロプロセッサによって多くの動作をリアルタ
イムで実行させることができる唯一のものである。もし
開発されたソフトウェアがこの種の動作を有するもので
ある時には、パラレルインターフェースの使用は強制的
となる。

標本採取の周波数、シリアルインターフェースのための
クロック信号、標本採取周波数から信号に基づいてモノ
ステーブルマルチバイブレータにより与えられるストロ
ーブ信号の発生のための補助回路は、水晶で制御されて
いない単純な発振器で形成されている。ここで要求され
る精度および安定性はそれほど高（ないからである（約
１％）。

最後の補助回路は電源回路である。上に述べた回路に要
求される電圧は５ｖと±１５Ｖである。同一の定格電圧
を有する電池を使用するために、単純な直列レギュレー
ション回路が使用され、９ｖ電池から直接５ｖを得てい
る。さらにＤＣ−ＤＣコンバータが、９ｖ電池から最大
負荷電流２０ｍＡで±１５Ｖの電圧を供給するために使
用されている。

第１図の部分■と、ブロックダイヤグラムの部分Ｈにお
いて記述されている機能を実現するために要求されるソ
フトウェアを説明する。決定されたマイクロプロセッサ
システムのための特定の記号によるプログラムリストを
提示することよりは、フローチャートを用いて一般的使
用法を機能的に説明することの方が好ましいと考えられ
る。これ故、使用されたシステムと離れて、適切にソフ
トウェアを開発するための一般的基準を提示する。

このようにすることにより、使用可能メモリを増加する
こと、および中央制御装置（ＣＰＵ）のデータ処理速度
を最良の状態で使用することができるようにすることが
できる。このような可能性は、ボータプルなマイクロプ
ロセッサシステムの効率の増大に伴ってますます改良さ
れる主たる特徴である。これは特に、費用と効率の比を
考慮して静置型システムについては可成改良をなお要す
る、ボータプルなシステムについては真実である。

マイクロプロセッサシステムの第１の機能はアナログ／
デジタル変換器３からデジタルデータを得ることに関す
る。このようなデジタルデータはマイクロプロセッサの
ＲＡ？Ｉに保存される。この際、次の２つの異なった作
戦に従うことができる。

ｌ）もし使用されるマイクロプロセッサがリアルタイム
ですなわち引き続いた２つの標本採取時点の間の時間間
隔内で、連続的なフィルタ機能と比較機能を実行するこ
とができる程充分に速ければ、入力される標本を保存す
るためにはＲＡＭ内の小さなバッファで充分である。

１１）もしマイクロプロセッサがデータをリアルタイム
で処理することができなければ、最新の測定の標本をま
ずＲＡＭ内に保存し、データ取得過程の終了の際にデジ
タルデータ処理を行う。

第１の場合には、実施する際に推奨されるものを離れて
、最大測定頻度について限界はない、第２の場合には、
測定時間について定められる期間の極限は一般的には使
用できるＲＡＭに依存する。

標本は一般的には低周波数で得られるので、３２キロバ
イトのＲＡ？ｌであっても使用することができる。

インデックスＬＤＩの測定のための最大時間間隔は、例
えば時定数がτ＋＝１０ｘである時には、３２，０００
／２５０　＝１３１秒となる。すなわち同等のアナログ
回路を用いる装置より１桁大きい、測定時間間隔はいず
れにせよ、タイマによって決定され、これは制御ソフト
ウェアによって適切にプログラムされているシステムの
クロックで構成することができる。クロックは割込み信
号を発生し、これは中央制ｍ装置ＣＰＵがデータ取得過
程を終了させる。アナログ／デジタル変換器３から受は
取られるべきＣＰＵへの「データ準備完了」信号は、ポ
ーリング技術によっても割込み技術によって発生させる
ことができる。リアルタイムデータ処理の場合には後者
がほぼ強制的に使用される。結果として、第５図のフロ
ーチャートの動作が実行される。一連のデータ処理は長
い時定数による積分信号を得るためのデジタルフィルタ
処理、長い時定数を有するレベルと短い時定数を有する
レベルの比較処理。

適切な計数レジスタを用いるり、とし−の計算処理から
成る。Ｌ、とＬｌｌの最終値は、使用されているマイク
ロプロセッサの表示部９に送られる。第６図のフローチ
ャートは、上述の動作を実行するために行なわれる論理
的シーケンスを示す、２秒の期間の最初の時間期間（こ
れは最初の５００個の標本に対応する）中は、Ｌ、とＬ
−に関するいかなる計算もせず長い時定数に関係するレ
ベルの初期値が計算される。

第５図のフローチャートを参照しながら、このフローチ
ャートのステップに関係するブロック１３から２０まで
を説明する。

ステップ１３−スタート。

ステップ１４−　ＲＡＭ標本保存部のレジスタのポイン
タの初期化。

ステップ１５−タイマ１０のパラメータ設定、総測定時
間が秒単位で設定される。

ステップ１６−タイマ１０のカウントダウン開始、ステ
ップ１５で設定された時間間隔の終 点において、ステップ２０の終点に導 （割込信号が発生する。この事象が 起る前に、プログラムはステップ１７゜１８．１９から
なるデータ取得論理ループに入る。

ステップ１７−アナログ／デジタル変換器による「デー
タ準備完了」の評価、その条 件が真でない時には、プログラムは ステップ１７に戻る。そうでない時に はステップ１８に進む。

ステップ１８−アナログ／デジタル変換器３の出力端の
データが、すでにプリセット・レ ジスタのポインタによって指し示さ れているＲＡＭ内の位置に移送される。

ステップ１９−レジスタのポインタが、次の標本のため
のＲＡＭ内の使用可能位置を指し 示すように増加させられる。プログ ラムはステップ１７に戻る。

ステップ２〇−標本取得過程終了。

第６回のフローチャートにおいて、ブロック２１から４
０は次のステップを示す。

ステップ２１−デジタル標本採取過程開始。

ステップ２２−変数とプロセスポインタの初期化。

Ｌφ＝０．この変数はプロセスの終 了時にし−の最終値となる。

Ｌｔ””Ｏ，この変数はプロセスの終了時にＬＥの最終
値となる。

ポインタ：最初の時点ではＲＡＭデー タポインタは、第１のデジタルサン プルを指し示す。

ＩＲＣ＝　１／ｆｃ　−１／２５０　　：　２つの引き
続いた標本の時間間隔（これは標本採 取周波数２５０　）ｆｚの逆数に等しい、）ＳＣＡＬ−
ＩＲＣ、スケールファクタ。

ＣＭＰ＝Ｏ，プロセス変数。

ＮＣ＝０．処理されるべき標本の数。

ＴＡＵ−０，プロセス変数。

Ｓｔ１Ｍ＝０．プロセス変数。

ＡＫ　＝　ＥＸＰ（−１ＲＣ）　、デジタルフィルタ定
数。

Ａ）Ｉ　＝　ＡＫ、デジタルフィルタ定数。

ＮＣＰ　＝秒単位で表示した時間期間×２５０＝全標本
数。

Ａ＝０．７０７ Ｂ＝Ａ＊Ａ　　多重しきい値定数 Ｃ＝Ａ＊Ｂ　　比較器（３ｄＢ帯域） Ｄ＝Ａ＊Ｃ ステップ２３−ＮＣ＝５００　、５００標本に計数器を
予じめ設定する（２５０　Ｈｚの標本採取周波数に対し
ては２秒）。

ステップ２４−最初の５００標本についてデジタルフィ
ルタ５が計算する。

ＣＭＰ　−ポインタによって指し示される値。

ＳＵＭ　＝　ＡＨ＊ＣＭＰ　＋　ＡＫ＊ＴＡＵＴＡＵ　
＝ＳＵ阿 ＰＯＩＮＴ　−ＰＯＩＮＴ　＋　１ ＮＣ＝ＮＣ−１ ステップ２５−条件ＮＣ＝Ｏの評価、この条件が真であ
る時、プログラムはステップ２６に 進む、真でない時はステップ２４に戻 る。

ステップ２６−ＮＣ＝ＮＣＰ　−５００、カウンタをな
お処理すべき全標本数に予じめ設定する （ＮＣ標本）。

ステップ２７−　ＮＣ標本をデジタルフィルタ５が計算
する。

ＣＭＰ　＝ポインタによって指し示される値。

ＳＵＭ　　−ＡＨ＊ＣＭＰ　＋　ＡＫ＊τＡＵＴＡＵ　
−３ＵＭ ＰＯＩＮＴ　　−ＰＯＩＮＴ＋１ ＮＣコＮＣ−１ ステップ２Ｂ、２９．３０．３１，３２，３３．３４．
３５−多重しきい値を有する比較器６の作 動（互いに３ｄＢの間隔をあけて４つ のしきい値を有する）　、　ＴＡＵ　と比較されるもの
は４値Ａ＊ＣＭＰ、Ｂ＊ＣＭＰ、Ｃ＊ＣＭＰ。

Ｄ＊ＣＭＰであり、これらは（加重係数Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ
によって）互いに３ ｄＢの間隔を有する４レベル値に対応 する。もし各しきい値を超えると、 （ステップ２９．３１．３３．３５において）変数Ｌφ
の値は増加する。ステップ ２８．３０，３２．３４　は次の条件式を評価する　。

　八本Ｃ＞　ＴＡＵ、Ｂ＊ＣＭＰ　＞　ＴＡＵ、Ｃ傘Ｃ
ＭＰ　＞ＴＡＵ、Ｄ傘ＣＭＰ　＞　ＴＡＵ ステップ３６　　ＬＥ””ＬＥ＋ＣＭＰ　、変数り、の
値は処理された標本の値によって増加させられ る。

ステップ３７−条件ＮＣ＝Ｏの評価、この条件が真であ
る時、プログラムはステップ３８に 進む、他の時はステップ２７に戻り、 次の標本のためにループを繰り返す。

ステップ３８−ＬえとＬφの最終値を計算する。

変数Ｌ７の中に蓄積されているＬＥＯ値が標本数で割ら
れる（平均値）。

変数Ｌφの中に蓄積されているし− の値がスケールファクタ５ＣＡＬで割られる。

ＬＥ　＝Ｌｘ／　（ＮＣＰ−５００） ＬＬｌｌ　＝Ｊｓ　　／５ＣＡＬ ステップ３９　　ＬｔとＬ−の最終値がマイクロプロセ
ッサシステムの表示器９に示される。

ステップ４０−データ処理の終了。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る装置のブロックダイヤグラ、第２
図は入力ブリアンプの電気回路図、第３図はＲＭＳ検出
器の電気回路図、第４図はアナログ／デジタル変換回路
およびそれの周辺回路の電気回路図、第５図は装置の第
２の部分のフローチャートであって、騒音標本検出段を
示すもの、第６図は装置の第２の部分のフローチャート
であってデジタル信号処理段を示すものである。 特許出願人　　コンシイリオ・ナツィオナーレ・デフレ
・リチェルケ ”７１’−ＦＩＧ、ｌ。 ＦＩＧ、　６ Ｃ二二】２１ Ｃ二ニゴー

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）所定時間Ｔ内における騒音の平均エネルギーレベ
   ルを示すパラメータ（Ｌ＿Ｅ）と騒音のゆらぎのレベル
   を示すパラメータ（Ｌ＿φ）である騒音のインデックス
   、換言すれば騒音の２つの物理的パラメータに結び付け
   られている騒音のニューサンスレベル（Ｌ＿Ｄ＿１）を
   測定する方法において、上記ニューサンスレベル（Ｌ＿
   Ｄ＿１）が次の式で定義される量であることを特徴とす
   る環境騒音の特別なインデックスを測定する方法。 Ｌ＿Ｄ＿１＝Ｌ＿Ｅ＋Ｌ＿φ（１） ▲数式、化学式、表等があります▼（２） ▲数式、化学式、表等があります▼（３） ここにおいて、Ｋはニューサンスの主観的評価と騒音の
   物理的データの相関を求めることにより決定される定数
   、Ｔは秒単位で表わした音響測定時間、τは任意的に例
   えば１に固定される定数、ｆ（ｘ）は、それぞれ短い時
   定数（騒音ゆらぎ）と長い時定数（平均騒音レベル）に
   対応する時間関数Ｌ＿ｐ（ｔ）とＬ（ｔ）による正の騒
   音ゆらぎを評価する関数、ｎは検出しようとする最小ｄ
   Ｂレンジに結び付けられている騒音ゆらぎの全数である
   。
2. （２）特許請求の範囲第１項で規定されたニューサンス
   レベルを測定する装置において、マイクロフォン（Ｍ）
   と、マイクロフォンが信号を送るプリアンプ（１）と、
   プリアンプがその信号を送る短い時定数のＲＭＳ検出器
   （２）と、ＲＭＳ検出器が駆動する８ビットアナログ／
   デジタル変換器（３）と、アナログ／デジタル変換器に
   付帯するタイマ（４）と、長い時定数を有するＲＣ回路
   と同様に機能しアナログ／デジタル変換器から信号が送
   られるデジタルフィルタ（５）と、デジタルフィルタに
   送られる時と同時にアナログ／デジタル変換器から信号
   が一方の入力端子に送られ他方の入力端子にはデジタル
   フィルタの出力が送られる多重のしきい値を有する比較
   器（６）と、デジタルフィルタの出力信号が送られる積
   分器（７）と、多重のしきい値を有する比較器が出力信
   号を送る蓄積計数レジスタ（８）の組と、蓄積計数レジ
   スタの組に付帯するタイマ（１０）と、積分器からパラ
   メータ（Ｌ＿Ｅ）が移送されるとともに蓄積計数レジス
   タの組からパラメータ（Ｌ＿φ）の計数値が送られパラ
   メータ（Ｌ＿Ｅ）とパラメータ（Ｌ＿φ）を表示する表
   示器（９）から成ることを特徴とする環境騒音の特別な
   インデックスを測定する装置。
3. （３）上記ＲＭＳ検出器（２）のブロックが比較器と結
   線された集積回路ＡＤ５３６を含む二乗平均検出器から
   成り、上記比較器がポテンショメータと、抵抗器から成
   る分割器と、入力トリミング抵抗と、短い時定数を設定
   するための可変容量の組（Ｃ＿１）と、容量の組（Ｃ＿
   １）で設定された値と整合する容量の組（Ｃ＿２）を備
   えることを特徴とする、特許請求の範囲第２項記載の環
   境騒音の特別なインデックスを測定する装置。