JPH01160365A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH01160365A JPH01160365A JP62316075A JP31607587A JPH01160365A JP H01160365 A JPH01160365 A JP H01160365A JP 62316075 A JP62316075 A JP 62316075A JP 31607587 A JP31607587 A JP 31607587A JP H01160365 A JPH01160365 A JP H01160365A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C05—FERTILISERS; MANUFACTURE THEREOF
- C05F—ORGANIC FERTILISERS NOT COVERED BY SUBCLASSES C05B, C05C, e.g. FERTILISERS FROM WASTE OR REFUSE
- C05F17/00—Preparation of fertilisers characterised by biological or biochemical treatment steps, e.g. composting or fermentation
-
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- C05F—ORGANIC FERTILISERS NOT COVERED BY SUBCLASSES C05B, C05C, e.g. FERTILISERS FROM WASTE OR REFUSE
- C05F17/00—Preparation of fertilisers characterised by biological or biochemical treatment steps, e.g. composting or fermentation
- C05F17/90—Apparatus therefor
- C05F17/964—Constructional parts, e.g. floors, covers or doors
- C05F17/971—Constructional parts, e.g. floors, covers or doors for feeding or discharging materials to be treated; for feeding or discharging other material
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P20/00—Technologies relating to chemical industry
- Y02P20/141—Feedstock
- Y02P20/145—Feedstock the feedstock being materials of biological origin
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02W—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO WASTEWATER TREATMENT OR WASTE MANAGEMENT
- Y02W30/00—Technologies for solid waste management
- Y02W30/40—Bio-organic fraction processing; Production of fertilisers from the organic fraction of waste or refuse
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、複数台のパルス幅変調制御コンバータを並列
に用いた電力変換装置に係り、特に、交流電気車に好適
な電力変換装置に関する。
に用いた電力変換装置に係り、特に、交流電気車に好適
な電力変換装置に関する。
鉄道車両などにおいては、入力交流電力を直流に変換す
る電力変換装置に、高力率、低誘導障害の達成が比較的
容易なパルス幅変調コンバータの採用が提案されている
。
る電力変換装置に、高力率、低誘導障害の達成が比較的
容易なパルス幅変調コンバータの採用が提案されている
。
ところで、コンバータを構成するGTOサイリスタ(ゲ
ートターンオフサイリスク)等のスイッチング素子には
、動作可能なオン・オフ時間の最小値、いわゆる最小オ
ン・オフ時間が存在する。
ートターンオフサイリスク)等のスイッチング素子には
、動作可能なオン・オフ時間の最小値、いわゆる最小オ
ン・オフ時間が存在する。
このため、コンバータの交流端子電圧をパルス幅変調制
御する搬送波周波数は、高々IKHz程度までしかとり
得ない。
御する搬送波周波数は、高々IKHz程度までしかとり
得ない。
そこで、特開昭60−128870号公報記載のように
、1台のパルス幅変調コンバータの搬送波周波数はIK
Hz程度にしておいて、同一構成のパルス幅変調コンバ
ータを複数台用意し、それぞれのコンバータを適宜の位
相差をもつ搬送波で変調制御することが行なわれている
。このようにすると、実質的には1台のコンバータにお
いて搬送波周波数を高くしたのと同様な効果が得られ、
入力交流電流の高調波成分を低減することができる。
、1台のパルス幅変調コンバータの搬送波周波数はIK
Hz程度にしておいて、同一構成のパルス幅変調コンバ
ータを複数台用意し、それぞれのコンバータを適宜の位
相差をもつ搬送波で変調制御することが行なわれている
。このようにすると、実質的には1台のコンバータにお
いて搬送波周波数を高くしたのと同様な効果が得られ、
入力交流電流の高調波成分を低減することができる。
第4図は、2台のパルス幅変調コンバータ1゜2を用い
た電力変換装置の従来例である。交流電源3からの電圧
v3゜は2組の独立した2次巻線4A、4Bを有する変
圧器4に供給され、これらの2次巻線4A、4Bからそ
れぞれリアクトル5゜6を介して、コンバータ1及び2
の交流端子に接続されている。一方、コンバータ1.2
の直流端子は平滑コンデンサ7にそれぞれ並列接続され
、これに発生する直流電圧v4が負荷8に加えられる。
た電力変換装置の従来例である。交流電源3からの電圧
v3゜は2組の独立した2次巻線4A、4Bを有する変
圧器4に供給され、これらの2次巻線4A、4Bからそ
れぞれリアクトル5゜6を介して、コンバータ1及び2
の交流端子に接続されている。一方、コンバータ1.2
の直流端子は平滑コンデンサ7にそれぞれ並列接続され
、これに発生する直流電圧v4が負荷8に加えられる。
そして、直流電圧■4が、直流電圧目標値■rと等しく
、かつ入力電流ISI+ISRが交流電圧V、。
、かつ入力電流ISI+ISRが交流電圧V、。
と同相(基本波力率1.0)になるよう制御される。
このため、直流電圧指令vd″′を直流電圧v4と比較
し、その偏差は電圧調節器(GV)9に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて、入力電流I□+I!!の
波高値指令1.となる。
し、その偏差は電圧調節器(GV)9に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて、入力電流I□+I!!の
波高値指令1.となる。
また、交流電圧V、。は同期信号発生器(SYG)10
に加えられ、これにより交流電圧■、。と同相になった
単位波高値の正弦波信号である同期信号SYが出力され
る。この同期信号SYは乗算器(ML)11に入力され
、波高値指令11と掛は合わせられ、入力電流指令1.
diとなる。この入力電流指令■tは、交流電圧■、。
に加えられ、これにより交流電圧■、。と同相になった
単位波高値の正弦波信号である同期信号SYが出力され
る。この同期信号SYは乗算器(ML)11に入力され
、波高値指令11と掛は合わせられ、入力電流指令1.
diとなる。この入力電流指令■tは、交流電圧■、。
と同相で、その大きさは直流電圧■4を直流電圧指令v
rに一致させるのに必要な入力電流I Sl+ I
Stの大きさを表わす。
rに一致させるのに必要な入力電流I Sl+ I
Stの大きさを表わす。
そこで、入力電流指令I、。と入力電流ISIを比較し
、その偏差を電流調節器(Gl)12に加えて積分増幅
あるいは比例増幅を行い、電圧指令eilに変換する。
、その偏差を電流調節器(Gl)12に加えて積分増幅
あるいは比例増幅を行い、電圧指令eilに変換する。
搬送波発生器(TRGI)13は、三角波状の搬送波C
RIを発生し、電圧指令eilと搬送波CRIの大小関
係に応じ、公知のPWM (パルス幅変調)制御技術に
より、ゲート回路(GCI)14を介してコンバータ1
のゲート信号を出力する。
RIを発生し、電圧指令eilと搬送波CRIの大小関
係に応じ、公知のPWM (パルス幅変調)制御技術に
より、ゲート回路(GCI)14を介してコンバータ1
のゲート信号を出力する。
この結果、コンバータ1の入力端子電圧VCIが操作さ
れ、2次巻線電圧VSIとの差に応じた入力電流IsI
が流れる。
れ、2次巻線電圧VSIとの差に応じた入力電流IsI
が流れる。
また、入力交流電流IStについても同様にして、入力
交流電流目標値■?と比較され、電流調節器(G2)1
5.ゲート回路(GCI)17を介してコンバータ2の
ゲート信号に変換される。
交流電流目標値■?と比較され、電流調節器(G2)1
5.ゲート回路(GCI)17を介してコンバータ2の
ゲート信号に変換される。
ところで、このとき搬送波発生器13の発生する搬送波
CRIと搬送波発生器(TRG2)16の発生する搬送
波CR2は、周波数が同じで、位相を90”ずらしであ
る。このため、コンバータ1及び2を構成する主回路素
子のスイッチングタイミングがずれ、入力電流131と
tszに含まれるリップル成分の位相が相互にずれるこ
とになる。
CRIと搬送波発生器(TRG2)16の発生する搬送
波CR2は、周波数が同じで、位相を90”ずらしであ
る。このため、コンバータ1及び2を構成する主回路素
子のスイッチングタイミングがずれ、入力電流131と
tszに含まれるリップル成分の位相が相互にずれるこ
とになる。
この結果、変圧器4の一次電流に含まれるリップル成分
は、1台のコンバータで搬送波周波数を2倍としたのと
等価になり、高調波電流の低減が図られるのである。
は、1台のコンバータで搬送波周波数を2倍としたのと
等価になり、高調波電流の低減が図られるのである。
ところで、上記従来例から明らかなように、このような
複数台のコンバータを用いた電力変換装置では、コスト
や容積の増加などの面から、交流側に設置すべき変圧器
の台数は、使用されるコンバークの台数とは無関係に1
台とし、その2次巻線だけをコンバータの台数に対応さ
せて独立に複数組設けるようにするのが一般的である。
複数台のコンバータを用いた電力変換装置では、コスト
や容積の増加などの面から、交流側に設置すべき変圧器
の台数は、使用されるコンバークの台数とは無関係に1
台とし、その2次巻線だけをコンバータの台数に対応さ
せて独立に複数組設けるようにするのが一般的である。
ところが、このような複数の2次巻線を有する変圧器で
は、複数個に分割された2次巻線は変圧器内部で互いに
電磁的に結合しているため、いずれかの2次巻線の電流
が変化すると、他の2次巻線の電圧が変化してしまう。
は、複数個に分割された2次巻線は変圧器内部で互いに
電磁的に結合しているため、いずれかの2次巻線の電流
が変化すると、他の2次巻線の電圧が変化してしまう。
そして、この電圧変化の大きさは、電流の時間に対する
変化率に比例する。
変化率に比例する。
しかるに、上記従来技術では、このような2次巻線間の
電磁的結合については配慮されておらず、入力電流等に
脈動が発生し、コンバータの運転が困難になる場合があ
るなどの問題点があった。
電磁的結合については配慮されておらず、入力電流等に
脈動が発生し、コンバータの運転が困難になる場合があ
るなどの問題点があった。
以下、この脈動の発生理由について説明する。
第4図において、いま、何らかの理由、例えば外乱等の
影響などにより入力電流Is+が減少したとすると、入
力電流指令13′と゛の間に偏差が発生し、電流調節器
12の調節機能により電圧指令e1□入力端子電圧Ve
lが減少し、上記偏差を補正するよう入力電流rs+が
増大する。
影響などにより入力電流Is+が減少したとすると、入
力電流指令13′と゛の間に偏差が発生し、電流調節器
12の調節機能により電圧指令e1□入力端子電圧Ve
lが減少し、上記偏差を補正するよう入力電流rs+が
増大する。
しかして、この結果、上記した2次巻線間の結合のため
、他方の2次巻線電圧vs!が減少して入力電流Isz
が減少する。そこで、入力電流指令■、、d−と入力電
流IStとの間に偏差が発生し、電流調節器15の調節
機能により入力端子電圧VC2が減少し、入力電流rs
tが増大する。さらに、この結果、2次巻線間の結合の
影響で再び他方の2次巻線電圧V□が減少し、入力交流
電流is+が減少する。
、他方の2次巻線電圧vs!が減少して入力電流Isz
が減少する。そこで、入力電流指令■、、d−と入力電
流IStとの間に偏差が発生し、電流調節器15の調節
機能により入力端子電圧VC2が減少し、入力電流rs
tが増大する。さらに、この結果、2次巻線間の結合の
影響で再び他方の2次巻線電圧V□が減少し、入力交流
電流is+が減少する。
このように、入力交流電流が変化すると、2次巻線4A
、4B間の電磁的結合、電流調節器12゜15の調節機
能などのため、第5図に示すような、この変化を拡大す
る方向に機能する正帰還ループが存在することになり、
上記した脈動を生じてコンバータの運転が困難となる場
合が生じてしまうのである。
、4B間の電磁的結合、電流調節器12゜15の調節機
能などのため、第5図に示すような、この変化を拡大す
る方向に機能する正帰還ループが存在することになり、
上記した脈動を生じてコンバータの運転が困難となる場
合が生じてしまうのである。
本発明の目的は、変圧器の2次巻線間に存在する電磁的
結合による影響がな(、電流などに脈動を生じることな
く常に安定した運転が得られるようにした電力変換装置
を提供することにある。
結合による影響がな(、電流などに脈動を生じることな
く常に安定した運転が得られるようにした電力変換装置
を提供することにある。
上記目的は、複数台のパルス幅変調コンバータの制御を
共通の制御信号に基づいて行なうようにして達成される
。すなわち、実施例に則していえば、電流調節器は複数
台のパルス幅変調コンバータに対して唯1台だけとし、
その出力である電圧指令を各コンバータごとに搬送波と
比較してゲート信号を作成するようにして達成される。
共通の制御信号に基づいて行なうようにして達成される
。すなわち、実施例に則していえば、電流調節器は複数
台のパルス幅変調コンバータに対して唯1台だけとし、
その出力である電圧指令を各コンバータごとに搬送波と
比較してゲート信号を作成するようにして達成される。
〔作用〕
複数台のパルス幅変調コンバータの全ての制御が共通の
制御信号に基づいて行なわれるため、変圧器の2次巻線
間に電磁的な結合が存在しても、各コンバータ間での制
御結果の干渉は現われず、正帰還ループの発現がなくな
るので安定した運転が得られることになる。
制御信号に基づいて行なわれるため、変圧器の2次巻線
間に電磁的な結合が存在しても、各コンバータ間での制
御結果の干渉は現われず、正帰還ループの発現がなくな
るので安定した運転が得られることになる。
以下、本発明による電力変換装置について、図示の実施
例により詳細に説明する。3 第1図は本発明の一実施例で、図において、交流電源3
からの交流電圧V、。は変圧器4に加えられる。変圧器
4の2次側は2mの2次巻線4A。
例により詳細に説明する。3 第1図は本発明の一実施例で、図において、交流電源3
からの交流電圧V、。は変圧器4に加えられる。変圧器
4の2次側は2mの2次巻線4A。
4Bに分割され、それぞれリアクトル5,6を介して、
コンバータ1及び2の交流端子に接続されている。一方
、これらのコンバータ1,2の直流端子は平滑コンデン
サ7に並列に接続され、これに発生する直流電圧■、が
負荷8に加えられる。
コンバータ1及び2の交流端子に接続されている。一方
、これらのコンバータ1,2の直流端子は平滑コンデン
サ7に並列に接続され、これに発生する直流電圧■、が
負荷8に加えられる。
こうしてコンバータ1,2の直流端子に得られた直流電
圧v4は、直流電圧指令■rと比較され、その偏差εa
(=Vn” Va)が電圧調節器9に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて入力電流IsIの波高値指
令lいとなる。
圧v4は、直流電圧指令■rと比較され、その偏差εa
(=Vn” Va)が電圧調節器9に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて入力電流IsIの波高値指
令lいとなる。
また、交流電圧VS(lは同期信号発生器10に加えら
れ、交流電圧v3゜と同相で単位波高値の正弦波信号で
ある同期信号syに変換される。そして、この同期信号
syは乗算器11に入力され、波高値指令■ヨと掛は合
わせられ、入力電流指令■tとなる。ここで、入力電流
指令Itは、交流電圧V、。と同相で、かつ直流電圧■
4を直流電圧指令■rに一致させるのに必要な入力電流
131+I11の大きさを表わす。
れ、交流電圧v3゜と同相で単位波高値の正弦波信号で
ある同期信号syに変換される。そして、この同期信号
syは乗算器11に入力され、波高値指令■ヨと掛は合
わせられ、入力電流指令■tとなる。ここで、入力電流
指令Itは、交流電圧V、。と同相で、かつ直流電圧■
4を直流電圧指令■rに一致させるのに必要な入力電流
131+I11の大きさを表わす。
そこで、入力電流指令■、*と入力電流I11を比較し
、その偏差を電流調節器12に加えて積分増幅あるいは
比例増幅を行い電圧指令eilに変換する。
、その偏差を電流調節器12に加えて積分増幅あるいは
比例増幅を行い電圧指令eilに変換する。
一方、搬送波発生器13.16は周波数が同じで、位相
が互いに90°ずれている三角波状の搬送波CR1,C
R2を発生する。そして、これら搬送波CRI、CR2
は電圧指令eilと比較され、その大小関係によりゲー
ト回路14.17を介してコンバータ1,2のゲート信
号を発生する。
が互いに90°ずれている三角波状の搬送波CR1,C
R2を発生する。そして、これら搬送波CRI、CR2
は電圧指令eilと比較され、その大小関係によりゲー
ト回路14.17を介してコンバータ1,2のゲート信
号を発生する。
この結果、入力端子電圧VC+及びVCZが操作され、
2次巻線電圧V31+ Vstとの差に応じた入力電流
I SI+ I Stが流れる。
2次巻線電圧V31+ Vstとの差に応じた入力電流
I SI+ I Stが流れる。
そこで、このとき、各2次巻線4A、4Bの電圧V□と
v3□の大きさが等しく、かつ、リアクトル5.6など
のコンバータ1,2の周辺回路定数もそれぞれ等しくな
るように選んでおけば、1台の電流調節器12で入力電
流IIIだけを検出してコンバータ1のみを帰還制御し
ても、他方のコンバータ2の入力電流tsgも入力電流
ts+とほぼ等しく制御することができる。
v3□の大きさが等しく、かつ、リアクトル5.6など
のコンバータ1,2の周辺回路定数もそれぞれ等しくな
るように選んでおけば、1台の電流調節器12で入力電
流IIIだけを検出してコンバータ1のみを帰還制御し
ても、他方のコンバータ2の入力電流tsgも入力電流
ts+とほぼ等しく制御することができる。
そして、この実施例によれば、入力電流ISIのみ帰還
制御され、入力電流tszは帰還制御されていない。す
なわち、入力電流■3□については、閉ループによる調
節機能はないので、これが−旦減少しても再び増大させ
られることはなく、第5図で説明した正帰還ループ機能
は発現せず、安定したコンバータの運転が可能となり、
従来技術の問題点を改善することができる。
制御され、入力電流tszは帰還制御されていない。す
なわち、入力電流■3□については、閉ループによる調
節機能はないので、これが−旦減少しても再び増大させ
られることはなく、第5図で説明した正帰還ループ機能
は発現せず、安定したコンバータの運転が可能となり、
従来技術の問題点を改善することができる。
なお、この第1図の実施例では、2台のパルス幅変調コ
ンバータ1,2を用い、これに応じて変圧器4も2組の
2次巻線4A、4Bを有するものとなっているが、3台
以上のコンバータを用いて実施してもよいことは言うま
でもない。
ンバータ1,2を用い、これに応じて変圧器4も2組の
2次巻線4A、4Bを有するものとなっているが、3台
以上のコンバータを用いて実施してもよいことは言うま
でもない。
次に、第2図は本発明の他の一実施例で、図において、
第1図の実施例と同一の部分には同じ符号を用いてあり
、かつ説明の簡略化のため、コンバータ1,2.変圧器
4等の主回路機器は省略しである。
第1図の実施例と同一の部分には同じ符号を用いてあり
、かつ説明の簡略化のため、コンバータ1,2.変圧器
4等の主回路機器は省略しである。
この第2図の実施例においては、入力電流ISl+15
2を最大値検出器(MAX>18に加えて最大入力電流
■sxを検出し、これを入力電流指令I?と比較するよ
うにした点が第1図と異なり、他は第1図と同様である
。
2を最大値検出器(MAX>18に加えて最大入力電流
■sxを検出し、これを入力電流指令I?と比較するよ
うにした点が第1図と異なり、他は第1図と同様である
。
この実施例によると、入力電流1!I+3!のうちレベ
ルの大きい方が入力電流指令■?と比較されて帰還制御
されるので、帰還制御が行なわれない方のコンバータの
入力電流は入力電流指令■?より常に小さく、これが過
大となる虞れはなくなる。
ルの大きい方が入力電流指令■?と比較されて帰還制御
されるので、帰還制御が行なわれない方のコンバータの
入力電流は入力電流指令■?より常に小さく、これが過
大となる虞れはなくなる。
第1図の実施例では、入力電流の一方、例えば入力電流
131だけを帰還制御し、このとき、他方のコンバータ
2は、帰還制御されているコンバータ1と同一の電圧指
令が与えられるだけであり、このため、リアクトル5.
6のインダクタンスなどの回路定数を充分にバランスさ
せる必要がある。
131だけを帰還制御し、このとき、他方のコンバータ
2は、帰還制御されているコンバータ1と同一の電圧指
令が与えられるだけであり、このため、リアクトル5.
6のインダクタンスなどの回路定数を充分にバランスさ
せる必要がある。
例えば、リアクトル2のインダクタンスがリアクトル1
のそれよりも小さかったとすると、コンバータ2の入力
電流rszはコンバータ1の入力電流Illよりも大き
くなり、場合によってはスイッチング素子の異常などの
不具合を生じる。
のそれよりも小さかったとすると、コンバータ2の入力
電流rszはコンバータ1の入力電流Illよりも大き
くなり、場合によってはスイッチング素子の異常などの
不具合を生じる。
しかるに、この第2図の実施例によれば、そのときに帰
還制御されている方のコンバータの入力電流よりも、帰
還制御されなくなっている方のコンバータの入力電流の
方が必ず小さくなっているため、上記したアンバランス
による不具合は抑えられ、構成が容易になるという効果
がある。
還制御されている方のコンバータの入力電流よりも、帰
還制御されなくなっている方のコンバータの入力電流の
方が必ず小さくなっているため、上記したアンバランス
による不具合は抑えられ、構成が容易になるという効果
がある。
第3図は本発明のさらに別の一実施例で、第2図の実施
例における最大値検出器18の代りに加算器19と係数
器20を設けたもので、その他は同じである。
例における最大値検出器18の代りに加算器19と係数
器20を設けたもので、その他は同じである。
従って、この第3図の実施例においては、入力電流1’
SIとrszの和を係数器20に加えて2倍し、平均入
力電流■3゜を求め、これを入力電流指令■?と比較す
るようになっている。
SIとrszの和を係数器20に加えて2倍し、平均入
力電流■3゜を求め、これを入力電流指令■?と比較す
るようになっている。
既に説明した第2図の実施例においては、入力電流I
Sl+ I Stのうち、そのときレベルが大となっ
ている方の電流値が入力電流指令I?と等しくなるよう
帰還制御されているため、入力電流rs+と151の和
は、必ず入力電流指令■?の2倍以下に抑えられ、この
ため、電力変換装置全体における入力電流、すなわち入
力交流電力が過小となり、所望の直流出力電力が得られ
ない場合を生じる。
Sl+ I Stのうち、そのときレベルが大となっ
ている方の電流値が入力電流指令I?と等しくなるよう
帰還制御されているため、入力電流rs+と151の和
は、必ず入力電流指令■?の2倍以下に抑えられ、この
ため、電力変換装置全体における入力電流、すなわち入
力交流電力が過小となり、所望の直流出力電力が得られ
ない場合を生じる。
しかるに、この第3図の実施例によれば、入力電流IS
Iと■3□の平均値が入力電流■3゜と等しくなるよう
制御されるので、電力変換装置全体での入力電力が過小
となり、所望の直流出力電力が得られなくなるという不
具合はなくすことができる。
Iと■3□の平均値が入力電流■3゜と等しくなるよう
制御されるので、電力変換装置全体での入力電力が過小
となり、所望の直流出力電力が得られなくなるという不
具合はなくすことができる。
なお、これが第2図及び第3図の実施例においても、コ
ンバータの台数は2に限らず、3以上で実施してもよい
ことは言うまでもない。
ンバータの台数は2に限らず、3以上で実施してもよい
ことは言うまでもない。
本発明によれば、複数の2次巻線間にかなりの電磁的結
合を有する変圧器を用いても、充分に安定した運転が得
られるから、使用する変圧器として簡単な構成のものと
することができ、ローコスト化、軽量化を充分に図るこ
とができる。
合を有する変圧器を用いても、充分に安定した運転が得
られるから、使用する変圧器として簡単な構成のものと
することができ、ローコスト化、軽量化を充分に図るこ
とができる。
第1図は本発明による電力変換装置の一実施例を示すブ
ロック図、第2図及び第3図はそれぞれ本発明の他の一
実施例を示すブロック図、第4図は従来例を示すブロッ
ク図、第5図は正帰還ループの説明図である。 1.2・−・−・パルス幅変調コンバータ、4−・−変
圧器、4A、4B・−・−・−それぞれ独立した2次巻
線、5.6−−−−−−−リアクトル、7・・・−・平
滑コンデンサ、8−−−−−−一負荷、9−・・・−・
電圧調節器、10−−−−−−−−一同期信号発生器、
11・−・−乗算器、12−−−−−−一電流調節器、
13.16・−−−−m−・搬送波発生器、14.17
・−・−・ゲート回路、18−・・−最大値検出器、1
9−・−−一−−加算器、20−−−−−一・−係数器
。 第1図 第2図 第3図 第4図
ロック図、第2図及び第3図はそれぞれ本発明の他の一
実施例を示すブロック図、第4図は従来例を示すブロッ
ク図、第5図は正帰還ループの説明図である。 1.2・−・−・パルス幅変調コンバータ、4−・−変
圧器、4A、4B・−・−・−それぞれ独立した2次巻
線、5.6−−−−−−−リアクトル、7・・・−・平
滑コンデンサ、8−−−−−−一負荷、9−・・・−・
電圧調節器、10−−−−−−−−一同期信号発生器、
11・−・−乗算器、12−−−−−−一電流調節器、
13.16・−−−−m−・搬送波発生器、14.17
・−・−・ゲート回路、18−・・−最大値検出器、1
9−・−−一−−加算器、20−−−−−一・−係数器
。 第1図 第2図 第3図 第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、共通の1次巻線に対して複数の2次巻線を設けた変
圧器と、複数のパルス幅変調制御コンバータを用い、こ
れらパルス幅変調制御コンバータの交流側端子を上記複
数の2次巻線のそれぞれに独立に接続すると共に、これ
ら複数のパルス幅変調制御コンバータの直流側端子を直
接並列接続して直流出力端子とした電力変換装置におい
て、上記複数のパルス幅変調制御コンバータのそれぞれ
に対するパルス幅変調制御用のパルス信号を共通の制御
信号に基づいて作成するパルス幅変調制御回路を設け、
上記複数のパルス幅変調制御コンバータの交流側端子間
に現われる交流電圧の基本波成分のレベルを等しく制御
するように構成したことを特徴とする電力変換装置。 2、特許請求の範囲第1項において、上記共通の制御信
号が、上記複数のパルス幅変調制御コンバータの一方の
交流入力電流の検出値に基づいて作成されるように構成
したことを特徴とする電力変換装置。 3、特許請求の範囲第1項において、上記共通の制御信
号が、上記複数のパルス幅変調制御コンバータのそれぞ
れの交流入力電流の検出値のうちの最大値を示した検出
値に基づいて作成されるように構成したことを特徴とす
る電力変換装置。 4、特許請求の範囲第1項において、上記共通の制御信
号が、上記複数のパルス幅変調制御コンバータのそれぞ
れの交流入力電流の検出値の平均値に基づいて作成され
るように構成したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62316075A JPH01160365A (ja) | 1987-12-16 | 1987-12-16 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62316075A JPH01160365A (ja) | 1987-12-16 | 1987-12-16 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01160365A true JPH01160365A (ja) | 1989-06-23 |
Family
ID=18072978
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62316075A Pending JPH01160365A (ja) | 1987-12-16 | 1987-12-16 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01160365A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8780183B2 (en) | 2010-06-11 | 2014-07-15 | Nintendo Co., Ltd. | Computer-readable storage medium, image display apparatus, image display system, and image display method |
-
1987
- 1987-12-16 JP JP62316075A patent/JPH01160365A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8780183B2 (en) | 2010-06-11 | 2014-07-15 | Nintendo Co., Ltd. | Computer-readable storage medium, image display apparatus, image display system, and image display method |
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