JPH01130622A

JPH01130622A - 高周波発振型近接スイッチ

Info

Publication number: JPH01130622A
Application number: JP28983387A
Authority: JP
Inventors: Kenji Ueda; 建治上田
Original assignee: Omron Tateisi Electronics Co
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 1987-11-17
Filing date: 1987-11-17
Publication date: 1989-05-23
Anticipated expiration: 2011-11-06
Also published as: EP0316914A2; JP2550621B2; EP0316914A3

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野この発明は、高周波発振型の近接スイッチに関する。

（ロ）従来の技術従来より、よく知られた高周波発振型の近接スイッチは
、検出コイルを含む高周波発振回路を備え、金属体が検
出コイルの近傍に到来すると、高周波発振回路の発振振
幅が変化し、あるいは発振周波数が変化し、これらの変
化をとらえ、金属体の到来検出や材質判別を行っている
。この種の近接スイッチにおける発振振幅の変化は、コ
イルのｔｎ失抵抗分の変化を、また、発振周波数の変化
は、コイルのりアクタンス分の変化を検出するものであ
る。

（ハ）発明が解決しようとする問題点上記のように、従来の高周波発振型の近接スイッチ多よ
、コイルの損失抵抗骨か、あるいはコイルのりアクタン
ス分の変化を検出する。しかしながら、金属体に高周波
磁界を与えた場合は、その材質（導電率、ｉ３は率等の
相違）、そして与える高周波磁界の周波数によって決ま
る位相の渦電流が発生する。したがって、この渦電流に
よって、コイルに発生する電圧、すなわち、金属体の渦
電流によるコイルへの影響は、損失抵抗骨やりアクタン
ス分と一致するものではない。また、コイル自身も温度
によって損失抵抗骨やりアクタンス分が変化することも
あり、この温度による変化と渦電流に°よる変化の分離
が困難であり、結果的に、温度特性が安定しないという
問題があった。

この発明は、上記問題点に着目してなされたもので、金
属体に流れる渦電流によって発生する電圧成分そのもの
を検出し、安定高精度に金属体を検出し得る高周波発振
型近接スイッチを４芋供することを目的としている。

（ニ）問題点を解決するための手段及び作用この発明の
高周波発振型近接スイッチは、高周波発振回路と、この
高周波発振回路よりの信号により励振される励磁コイル
と、金属体が到来しない状態で、前駆励磁コイルとほぼ
同レベルの電圧を出力する補償コイルと、前記Ｍｈ　砂
コイル及び補償コイルの発生電圧を入力に受けて差動増
幅し、金属体が到来すると、金属体に渦電流が流れるこ
とにより、前記励磁コイルに発生する電圧に応じたレベ
ル電圧を出力する差動増幅回路と、前記高周波発振回路
の出力信号の位相を予め定める所定角だけ移相する移相
回路と、この移相回路の出力に応答し、所定周期のパル
スを発生するパルス発生回路と、前記パルスにより、前
記差動増幅回路の出力をサンプリング保持するサンプリ
ング回路と、このサンプリング回路の出力が、基準レベ
ルを越えたか否かを比較するコンパレータ回路とから構
成されている。

−ｅに、コイルに金属体が近接していない状態のコイル
のインピーダンスωＬ□（ｊｉ失骨分無視を基準にして
、金属体が近接したときのコイルインピーダンスの変化
をベクトル的に表現した正規化インピーダンスは第３図
のように示される。同図において、縦軸はインダクタン
スの変化、横軸はｔＭ失低抵抗変化を示している。Ｆは
正規化周波数で、Ｆ＝２πｒ　Ｂ、ａ、ｒ” ｆ：励磁周波数、　μＩ：金属の透磁率、ｒ：コイルの
半径、σ１：金属の導電率、で表される。

今、例えば、正規化周波数Ｆ＝１０という条件で、金属
体が近接すると、近接につれてインピーダンスの変化は
、図のＡ−＋Ｂ→Ｃと大きくなる。

そこで、このコイルに高周波の定電流ｉを流して得られ
る電圧は、正規化インピーダンスにωＬｏｉ（定数）を
かけて得られる。すなわち、第３図は、コイルに誘起す
る電圧ベクトルとしても見ることができる。

コイルに誘起される電圧は、金属体が近接していない時
の基準ベクトル０１に対して、金属体が近接すると、近
接につれてＩＡ、ＩＢ、ＩＣという渦電流による電圧が
加算され、ＯＡ、ＯＢ、ＯＣという電圧に変化したもの
と解釈できる。

そこで、０１という電圧が、ＯＡ、ＯＢ、ＱＣと変化す
るのを検出するよりは、）５準の０１という電圧成分を
キャンセルし、しかもＩＡ、ＩＢ、ＩＣというベクトル
方向のみを検出すれば、よりＳ／Ｎ比の高い検出ができ
ると言える。

この発明の高周波発振近接スイッチは、この原理を採用
したものである。

この発明の高周波発振型近接スイッチにおいて、金属体
が近接しない状態では、発振回路より流される定電流が
、励磁コイル及び補償コイルを流れるのみなので、両コ
イルに発生する電圧は、差動増幅回路で相殺され、その
出力は略Ｏである。これに対し、金属体が近接して来る
と、励磁コイルによる磁束により金属体に渦電流が流れ
、これにより、励磁コイルには渦電流による電圧が加算
されることになり、差動増幅回路からは、励磁コイルと
補償コイルの差電圧が出力される。一方、移相回路によ
り、発振回路よりの高周波信号が、正規化周波数Ｆで予
め定まる所定角だけ、位相を移相し、パルス発生回路で
、サンプリング用のパルスを発生し、このパルスにより
サンプリング回路を動作させて、差動増幅回路の出力を
サンプリング保持する。この出力は、第３図のＩＡ、Ｉ
Ｂ。

ＩＣに相当するものであり、この値がコンパレータ回路
で基準レベルを越えたか否か比較され、金属体の近接の
有無が判別される。

（ホ）実施例以下実施例により、この発明をさらに詳細に説明する。

第１図は、この発明の一実施例を示す高周波発振型近接
スイッチの回路図である。同図において、同一構造を持
つ励磁コイル！及び補償コイル２と抵抗Ｒ＋　、Ｒ−ｚ
　　（Ｒ＋　＝Ｒ２＝Ｒ）でブリッジ回路３を構成して
いる。高周波発振回路４とグランドＧＮＤ間に、ブリッ
ジ回路が接続されている。

励磁コイル１は、到来する金属体の方向に向けて配置さ
れ、補償コイル２は、金属体の到来で、金属体の渦電流
により発生する磁界の影響を受けない位置に配置される
。抵抗Ｒ１と励磁コイル１の接続点ａは、演算増幅器５
の一入力端に、また抵抗Ｒ７と補償コイル２の接続点す
が、演算増幅器５の＋入力端は、それぞれ接続されてい
る。演算増幅器５の一入力端と十人方間に、可変抵抗器
Ｖ□、ｖ、Ｉ□が接続され、これら可変抵抗器ｖＲ１、
■■の可変端子とグランドＧＮＤ間に、コンデンサＣＩ
、抵抗Ｒ３が接続されている。これら可変抵抗器ｖ１、
ｖＲ２及びコンデンサＣＩ、抵抗Ｒ３で分布容量等によ
るアンバランスを補正するようにしている。演算増幅器
５の出力端と一入力端間に抵抗Ｒ４が接続され、演算増
幅器５の一入力端とグランドＧＮＤ間に抵抗Ｒ２が接続
されている。

これら演算増幅器５、抵抗Ｒ，、Ｒ，等で差動増幅回路
６が構成されている。

演算増幅器５の出力端は、抵抗Ｒ６、電界効果トランジ
スタ１０を介して、演算増幅器１１の＋入力端に接続さ
れている。演算増幅器１１の＋入力端とグランドＧＮＤ
間に、充電用のコンデンサＣ２が接続されている。電界
効果トランジスタ１０のゲート電極とグランドＧＮＤ間
に、ＮＰＮ型のトランジスタ９が接続されている。演算
増幅器１１の出力端と一入力端に抵抗Ｒ８が接続され、
さらに演算増幅器１１の一入力端とグランドＧＮＤ間に
抵抗Ｒ９が接続されている。トランジスタ９、電界効果
トランジスタ１０、コンデンサＣ２及び演算増幅器１１
でサンプリング回路１２が構成されている。

高周波発振回路４の出力は、移相回路７にも入力され、
移相回路７は、入力される高周波信号の位相を予め設定
する位相角だけ移相し、この移相回路７の出力を受けて
、パルス発生回路８がパルス信号を発生し、このパルス
信号により、その期間だけ、トランジスタ９をＯＮする
ように構成されている。

一方、演算増幅器１１の出力は、コンパレータ回路１３
に入力され、コンパレータ回路１３は、基準レベルとこ
の入力信号レベルを比較し、入力信号レベルの方が大な
る場合、ハイ（論理“ｌ゛）信号を出力し、出力トラン
ジスタ１４をＯＮするようになっている。

次に、実施例高周波発振型近接スイッチの動作を説明す
る。

電源が投入されると、高周波発振回路４が動作を開始し
、励磁コイル１は、第２図の（ａ）に示す励磁電圧で励
磁される。今、金属体が励磁コイル１の近傍に到来して
いない場合は、ｍｔＩｍコイル１には、自身の励磁磁界
による誘起電圧のみが発生し、この電圧は補償コイル２
に発生する電圧と路間−であり、演算増幅器５の出力に
は、点ａと点すの電圧が差動的に導出されるので、つま
り、励磁コイル１に発生する電圧は補償コイル２の電圧
で相殺され、差動増幅回路６の出力は、第２図の（Ｃ３
に示すように略Ｏとなる。図において、完全にＯとなら
ずにレベル変動しているのは、両コイルのアンバランス
特性等によるものである。このような差動増幅回路６の
出力では、サンプリング回路１２が、パルス発生回路８
のパルス信号を受けてサンプリング動作しても、コンパ
レータ回路１３の入力は基準レベルを越えず、従って出
力トランジスタ１４はＯＮＬない。

金属体が励磁コイル１に近接すると、励磁磁界の変化に
より、金属体に渦電流が流れ、この渦電流により発生す
る磁界で、励磁コイル１には、第２図のら）に示す如き
電圧が誘起される。この渦電流による電圧は、励磁電圧
に対し、θの位相のズレを持っている。もっとも、この
金属体の渦電流による電圧は、補償コイル２には誘起さ
れない。

そのため、渦電流による電圧分が、差動増幅回路６の出
力端に導出される。一方、発振回路４よりの高周波信号
が移相回路７でθだけ、位相がずらされ、この移相され
た信号を受けて、パルス発生回路８は、第２図の（ｄ）
に示すサンプリングパルスを発生する。このパルスによ
り、トランジスタ９がＯＮＬ、これに、より電界効果ト
ランジスタ１０のゲート電位がグランドレベルとなり、
ＯＮする。

そのため、差動増幅回路６の出力は、電界効果トランジ
スタＩＯを通して、コンデンサＣ２を充電する。サンプ
リングパルスが印加されなくなると、トランジスタ９及
び電界効果トランジスタ１０がＯＦ、ＦＬ、コンデンサ
Ｃ２への充電を停止し、次のサンプリングパルスが入力
されるまで、そのレベルを保持し、出力する。コンパレ
ータ回路１３は、サンプリング回路１２の出力と基準レ
ベル■。

を比較し、基準レベルＶ、の方が大きい場合〔第２図の
（Ｃ）のＡ参照〕は、第２図の（ｆ）に示すように、ハ
イ信号を出力しない。従って、この場合は、また出力ト
ランジスタ１４はＯＮＬない。サンプリング回路１２の
出力が、基準レベルＶ＠を越えると〔第２図の（ｅ）の
Ｂ参照〕、コンパレータ回路１４はハイ信号を出力する
〔第２図の（ｆ）参照〕。このハイ信号により、出力ト
ランジスタ１４がＯＮする。

（へ）発明の効果この発明によれば、励磁コイル、補償コイル及び差動増
幅回路で金属体が近接していない状態での出力を小さく
しているので、換言すれば渦電流による電圧の位相成分
を相殺しているので、さらに検出すべき渦電流による電
圧の位相成分を、移相回路、パルス発生回路及びサンプ
リング回路で抽出し、他の成分を排除することにより、
信号のＳ／Ｎ比が改善され、また、温度変化による影響
を軽減、つまり安定化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示す高周波発振動近接
スイッチの回路図、第２図は、同高周波発振型近接スイ
フチの動作を説明するた、めの波形図、第３図は、金属
体がコイルに接近した場合の正規化インピーダンスの変
化を示す図である。１：励磁コイル、　　　２：補償コイル、４：高周波発
振回路、６：差動増幅回路、７：移相回路、　　　８：
パルス発生回路、１２：サンプリング回路、１３：コン
パレータ。特許出願人　　　　　立石電機株式会社代理人　　弁理
士　　中　村　茂　信第３図 ρＬ。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）高周波発振回路と、この高周波発振回路よりの信
号により励振される励磁コイルと、金属体が到来しない
状態で、前記励磁コイルとほぼ同レベルの電圧を出力す
る補償コイルと、前記励磁コイル及び補償コイルの発生
電圧を入力に受けて差動増幅し、金属体が到来すると、
金属体に渦電流が流れることにより、前記励磁コイルに
発生する電圧に応じたレベル電圧を出力する差動増幅回
路と、前記高周波発振回路の出力信号の位相を予め定め
る所定角だけ移相する移相回路と、この移相回路の出力
に応答し、所定周期のパルスを発生するパルス発生回路
と、前記パルスにより、前記差動増幅回路の出力をサン
プリング保持するサンプリング回路と、このサンプリン
グ回路の出力が、基準レベルを越えたか否かを比較する
コンパレータ回路を備えたことを特徴とする高周波発振
型近接スイッチ。