DE10018650C2

DE10018650C2 - Auswerteschaltung für einen Sensor

Info

Publication number: DE10018650C2
Application number: DE10018650A
Authority: DE
Inventors: Ulrich Siegel
Original assignee: WALCHER MESTECHNIK GmbH
Current assignee: WALCHER MESTECHNIK GmbH
Priority date: 1999-05-07
Filing date: 2000-04-14
Publication date: 2002-05-16
Anticipated expiration: 2020-04-15
Also published as: DE10018650A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Auswerteschaltung für einen Sensor, insbesondere für einen Drucksensor, welcher auch als Meßzelle oder Meßdose bezeichnet wird. Mit einem solchen Drucksensor lassen sich sowohl der Absolutdruck, als auch der Relativdruck oder eine Druckdifferenz messen. Ein geeigneter Drucksensor ist beispielsweise aus der DE 39 16 689 C1 bekannt. Der in dieser Druckschrift beschriebene Drucksensor ist in Fig. 1 schematisch dargestellt und wird zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung nachfolgend kurz beschrieben.

Der Drucksensor 8 besteht aus einer Druckkammer, die durch eine Membran 1 in zwei Teilkammern 9A und 9B unterteilt ist. Die Druckkammer ist durch zwei beispielsweise kreisförmige Scheiben 2 und 3 und einem beispielsweise ringförmigen Randverbund 4 gebildet und ist gegenüber dem Außenraum beispielsweise durch Verkleben der Teile 2, 3 und 4 luftdicht abgeschlossen. Die beiden Teilkammern 9A und 9B sind jeweils über einen Anschlußstutzen 7 mit Druckleitungen verbindbar, so daß mit dem Sensor 8 die Druckdifferenz p2 - p1 zwischen den in den Druckleitungen herrschenden Drücken p1 und p2 gemessen werden kann. Die Membran 1 kann entweder aus einem flexiblem Kunststoffmaterial oder aus einem Metall, beispielsweise Bronze, bestehen. Sofern eine Membran aus flexiblen Kunststoffmaterial zum Einsatz kommt, ist zumindest eine Feder zur Erzeugung einer Gegenkraft und damit einer zum Differenzdruck proportionalen Auslenkung der Membran erforderlich. Die Membran erfährt somit eine der Druckdifferenz p1 - p2 proportionale Auslenkung, die durch zwei Wegaufnehmer 5A und 5B erfaßt werden kann. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel bestehen die Aufnehmer 5A und 5B aus zwei Magnetspulen, deren Induktivität sich in Abhängigkeit von der Annäherung bzw. Entfernung eines vorzugsweise ferromagnetischen Abschnitts 6 aus einem hochpermeablen Material ändert. Je mehr sich der Abschnitt 6 dem Aufnehmer 5A annähert, desto mehr erhöht sich dessen Induktivität. Umgekehrt nimmt die Induktivität des Aufnehmers 5B dementsprechend ab. Die Verwendung zweier Aufnehmer 5A und 5B ermöglicht gegenüber der Verwendung nur eines Aufnehmers eine exaktere Erfassung der Lage der Membran 1 und somit eine exaktere Messung der Druckdifferenz. Im Rahmen der Erfindung ist es jedoch auch grundsätzlich möglich, Sensoren mit nur einem Aufnehmer zu verwenden. Ferner können auch Aufnehmer zum Einsatz kommen, deren Kapazität sich in Abhängigkeit von der Lage der Membran 1 verändert. Die Erfindung betrifft eine geeignete elektronische Auswerteschaltung, an welche sich ein induktiver oder kapazitiver Sensor 8 zum Messen verschiedener physikalischer Größen, insbesondere ein Drucksensor nach der in Fig. 1 beschriebenen Bauart, anschließen läßt und welcher an seinem Ausgang ein Ausgangssignal zur Verfügung stellt, das mit hoher Genauigkeit diese zu messende physikalische Größe repräsentiert.

Eine bisher gebräuchliche Auswerteschaltung, wie sie beispielsweise aus der DE 35 36 020 A1 in ähnlicher Weise bekannt ist, wird zum besseren Verständnis der Vorteile der vorliegenden Erfindung nachfolgend anhand von Fig. 2 kurz erläutert.

Die in Fig. 2 dargestellte Auswerteschaltung arbeitet vollständig analog. Die Aufnehmer 5A und 5B befinden sich zusammen mit Serienwiderständen R1 und R2 in einer Meßbrücke, an welche eine Wechselspannung U₀ angelegt wird. Der Blindwiderstand der Induktivität XL1 bzw. XL2 des Aufnehmers 5A bzw. 5B ändert sich bei einer Annäherung bzw. Entfernung des ferromagnetischen Bereichs 6 der Membran 1, so daß sich an der Meßbrücke eine Diagonalspannung U_D einstellt, wenn die Drücke p1 und p2 bei dem in Fig. 1 dargestellten Sensor 8 unterschiedlich sind. Die Spannung U₀ ist sinusförmig und wird in ihrer Amplitude so geregelt, daß der durch die Spulen bedingte Temperaturfehler weitgehend kompensiert wird. Die zur Verstärkung der Diagonalspannung U_D vorgesehenen Differenzverstärker A1 und A2 haben die Aufgabe, die Diagonalspannung U_D linear zu verstärken. Der Verstärkungsfaktor wird dabei durch die Widerstände R3 und R5 bzw. R4 und R6 festgelegt. Vorteilhaft sind dabei zwei gegengekoppelte Signalzweige 10 bzw. 11 vorgesehen.

Am Ausgang der Differenzstärker A1 und A2 befindet sich jeweils ein Gleichrichter GL1 bzw. GL2. Die Ausgangsspannung Ua kann an einem Tiefpaß abgenommen werden, der aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R7 bzw. dem Kondensator C1 und dem Widerstand R8 besteht. Die Grenzfrequenz dieses Tiefpasses wird zweckmäßigerweise wesentlich kleiner als die Frequenz der Spannung U₀ gewählt, so daß sich am Ausgang der in Fig. 2 dargestellten Auswerteschaltung eine Gleitspannung einstellt, die der zu messenden physikalischen Größe weitgehend linear folgt.

Bei der in Fig. 2 dargestellten analogen Auswerteschaltung ist jedoch nachteilig, daß die als Operationsverstärker ausgebildeten Differenzverstärker A1 und A2 in der Regel einen unterschiedlichen Temperaturdrift unterliegen, so daß der Verstärkungsfaktor dieser Verstärker in unterschiedlicher Weise temperaturabhängig ist. Ferner erzeugen die Differenzverstärker A1 und A2 eine durch Bauteilstreuungen bedingte unterschiedliche temperaturabhängige Gleichspannung (Offset-Spannung) am Ausgang, die nicht vollständig kompensiert ist. Auch bei einer unterschiedlichen Temperaturabhängigkeit der den Verstärkungsfaktor bestimmenden Widerstände R3 und R5 einerseits und R4 und R6 andererseits kann sich eine unterschiedliche Verstärkung in den beiden Signalzweigen 10 und 11 ergeben. Ein weiterer nicht unerheblicher Nachteil besteht darin, daß eine relativ große Signalamplitude des Eingangssignal U₀ erforderlich ist. Ein Teil der elektrischen Leistung des Eingangssignals U₀ wird in dem ohmschen Wirkanteil des Scheinwiderstandes der Aufnehmer 5A und 5B dissipiert und führt zu einer das Meßergebnis gegebenenfalls verfälschenden Temperaturerhöhung in den Aufnehmern 5A und 5B. Weiterhin wird eine beispielsweise durch ein Netzteil eingestrahlte Störspannung in den beiden Signalzweigen 10 und 11 der analog arbeitenden Auswerteschaltung mitverstärkt und kann einen verfälschenden Einfluß auf das Ausgangssignal Ua haben, insbesondere dann, wenn die Einstrahlung der Störstrahlung, in die beiden Signalzweige 10 und 11 unterschiedlich ist.

Aus der DE 37 34 177 A1 ist ein Verfahren zur Detektion eines wirbelstrominduzierten Körpers im Wirkungsbereich eines induktiven Schwingkreiselements eines Schwingkreises bekannt, bei dem der Schwingkreis an Stelle eines kontinuierlichen Betriebs und einer kontinuierlichen Detektion mit einer elektrischen Funktion kurz angeregt und die Systemantwort des Netzwerkes ausgewertet wird. Dabei erfolgt eine zeitlich fortlaufende, quantitative Messung der Sprungantwort einer kurzzeitigen Anregung, zum Festhalten des momentanen Abbildes des geometrischen Ortes des wirbelstrominduzierten Körpers und durch die Auswertung der Signaländerung über eine Folge von Anregungen und deren Sprungantworten als Gesamt-Abbild über einen Teil des Bewegungsablaufes des wirbelstrominduzierten Körpers.

Die DE 35 44 809 C2 offenbart einen magnetfeldabhängigen, elektronischen Annäherungsschalter, welcher durch einen sich annähernden, magnetischen Auslöser betätigt wird, mit einem durch den Auslöser beeinflußbaren HF-Schwingkreis einer Oszillatorschaltung, deren eine Schwingkreisspule eine magnetisierbare Kernanordnung besitzt, welche ab einer bestimmten Magnetfeldstärke durch das äußere Magnetfeld des Auslösers unter Entdämpfung des Schwingkreises in magnetische Sättigung treibbar ist, wobei die Kernanordnung nur aus einem dünnen, amorphen oder überwiegend amorphen Metallbandstreifen mit hoher Permeabilität besteht, welcher den Spulentorus durchsetzt.

Die DE 43 35 895 C2 beschreibt eine Schaltungsanordnung zur Auswertung der Schalterstellung eines Drückerschalters. Der Drückerschalter enthält ein induktives Element, dessen Induktivität sich in Abhängigkeit von der Drückerstellung ändert. Dieses induktive Element bildet zusammen mit einem kapazitiven Element einen Schwingkreis. Dieser Schwingkreis wird mittels eines Rechteckimpulses zu einem ersten Zeitpunkt zu einer gedämpften Schwingung angeregt, deren Frequenz abhängig von der Schalterstellung des Drückerschalters ist. Die gleichgerichtete Amplitude der Schwingkreisschwingung wird einem Abtast- und Halteglied zugeführt. Das Abtast- und Halteglied führt zu einem zweiten, späteren Zeitpunkt die gleichgerichtete Amplitude für eine bestimmte Zeitdauer einem Kondensator zu. Das von dem Kondensator geglättete Signal verhält sich proportional zum Wert der Induktivität des induktiven Elements.

Die EP 0 316 914 A2 beschreibt einen Annäherungsschalter zum Aufspüren metallischer Objekte. Die Schaltung weist eine erste Spule zur Ermittlung der Annäherung eines metallischen Objekts und eine zweite Spule auf, die als Referenzspule dient und so angeordnet ist, dass ihr magnetisches Feld nicht von dem metallischen Objekt beeinflusst wird. Die erste und die zweite Spule sind mit Widerständen zu einer Brückenschaltung verschaltet, an der ein hochfrequentes Sinussignal angelegt wird. Das Ausgangssignal der Brückenschaltung wird mittels eines Differenzverstärkers verstärkt und einer Abtastschaltung zugeführt, deren Ausgangssignal mit einem festen Grenzwert verglichen wird und einen Schaltausgang ansteuert. Eine Auswertung der Ausgangsspannung über einen größeren Bereich ist nicht vorgesehen. In einem weiteren Schaltungsteil wird ein phasenverschobenes Signal erzeugt, aus dem die Pulse für die Abtastschaltung erzeugt werden.

In GB 2 062 988 A wird eine Schaltung zur Bestimmung der Resonanzfrequenz eines Energiekonverters beschrieben, der im Resonanzmodus arbeitet. Diese Frequenz ist von der Last und den Umgebungsbedingungen des Konverters abhängig und beeinflusst wesentlich den Wirkungsgrad des Wandlers. Der Energiekonverter wird mittels eines Triggerpulses zu einer Resonanzschwingung angeregt. Ein analoges Spannungssignal, das der Periodendauer der Resonanzfrequenz entspricht, wird erzeugt und in einen digitalen Wert gewandelt, der dann zwischengespeichert wird.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Auswerteschaltung für einen Sensor, insbesondere einen Drucksensor zu schaffen, bei welchem die Messgenauigkeit erhöht und die Störempfindlichkeit, insbesondere die Temperaturabhängigkeit, vermindert ist.

Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Der Erfindung liegt das Konzept zugrunde, die Induktivitäten bzw. Kapazitäten der Aufnehmer in einen Schwingkreis einzubinden und diesen im Bereich seiner Resonanzfrequenz zu erregen. Ein weiteres Konzept der Erfindung besteht darin, das Meßsignal phasenkohärent abzutasten. Zu diesem Zweck ist ein Abtast-Halteglied vorgesehen, das das Schwingungssignal vorzugsweise einmal pro Periode abtastet. Durch die Mittelung des phasenkohärent mehrfach abgetasteten Schwingungssignals ergibt sich gegenüber einer einmaligen Messung eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses.

Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.

Wenn der Sensor, wie bei dem in Fig. 1 dargestellten Beispiel, zwei von der zu messenden physikalischen Größe gegensinnig beaufschlagte induktive oder kapazitive Aufnehmer aufweist, so ist es vorteilhaft, wenn diese in dem Schwingkreis seriell angeordnet sind und die miteinander verbundenen Anschlüsse der Aufnehmer mit einem ersten Pol der Erregungsspannung verbunden sind. Der zweite Pol der Erregungsspannung ist vorteilhaft mit den freien Anschlüssen der Aufnehmer über hochohmige Speisewiderstände verbunden. Durch die hochohmigen Speisewiderstände wird der Schwingkreis nur unwesentlich bedämpft und behält eine relativ hohe Güte und somit eine hohe Empfindlichkeit.

Zur Verstärkung des Schwingungssignals des Schwingkreises dient vorteilhaft ein Differenzverstärker, beispielsweise in Form eines Operationsverstärkers. Das Abtast-Halteglied besteht in einfacher Weise aus einem steuerbaren Schalter, insbesondere einem Feldeffekt-Transistor, mit einem nachgeschalteten Ladekondensator. Zum Erfassen einer dem Schwingungssignal überlagerten, temperaturabhängigen Gleichspannung, die einen verfälschenden Einfluß auf das Meßergebnis hat, kann der Schalter über mehrere Perioden des Schwingungssignals geschlossen werden. Dadurch wird das Schwingungssignal ausgemittelt und es wird die dem Schwingungssignal überlagerte Gleichspannungskomponente gemessen. Das Abtast- und Halteglied tastet das Schwingungssignal vorzugsweise einmal pro Periode der Erregungsspannung ab. Dabei ist wichtig, daß die Abtastung stets in gleicher Phasenlage vorzugsweise im Bereich des Scheitelwerts der Amplitude erfolgt. Falls der dem Abtast- und Halteglied nachgeschaltete Analog/Digital-Umsetzer jedoch nur zu einer langsameren Signalverarbeitung in der Lage ist, ist es auch möglich, das Schwingungssignal nicht in jeder Periode, sondern unter Auslassung einiger Perioden, jedoch in konstanten Phasenlagen regelmäßig abzutasten. Die Tastfrequenz ist allgemein ausgedrückt ein ganzteiliger Teiler der Meßfrequenz.

Dem Abtast- und Halteglied ist vorteilhaft ein Tiefpaß nachgeschaltet, dessen Grenzfrequenz wesentlich niedriger als die Meßfrequenz ist, um die Meßfrequenz zu unterdrücken.

Soll mit dem Sensor eine höherfrequente physikalische Größe gemessen werden, so muß in der Auswerteschaltung auch ein schnelleres Abtast- und Halteglied verwendet werden. In diesem können vorzugsweise Mittel zur Impedanzanpassung vorgesehen sein.

Besonders vorteilhaft arbeitet ein dem Tiefpaß nachgeschalteter Analog/Digital-Umsetzer nach dem Delta- Sigma-Verfahren. Dazu verfügt der Analog/Digital-Umsetzer über einen Komparator, der die Meßspannung mit einer Gleichspannung vergleicht, die im Mittelwert der Steuerspannung entspricht. Die Steuerspannung ist pulsweitenmoduliert und wird in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Komparators in ihrer Pulsweite so verändert, daß die mittlere Steuerspannung mit der Meßspannung übereinstimmt. Die dann vorhandene Pulsweite der Steuerspannung ist ein Maß für die Meßspannung bzw. die gemessene physikalische Größe.

Aufgrund der relativ langen Wandlungszeit des verwendeten Delta-Sigma-Umsetzers (Größenordnung z. B. 100 ms) eignet sich die beschriebene Schaltung für die Messung von physikalischen Größen im Schwankungsbereich von Zehntelsekunden oder länger. Will man dagegen Schwankungen physikalischer Größen im ms-Bereich erfassen, dann sind sowohl ein schnelleres Abtast- und Halteglied als auch ein schnellerer Analog-Digital-Umsetzer erforderlich (z. B. nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation). Liegen dessen Wandlungszeiten im Bereich kleiner 0,1 ms, dann sind Ansprechzeiten der Schaltung in der Größenordnung von 1 bis 2 ms erreichbar.

Um sicherzustellen, daß die Abtastung stets in gleicher Phasenlage - vorzugsweise im Bereich des Scheitelwerts der Amplitude - erfolgt, ist ein Abgleich der Erregerfrequenz auf die Resonanzfrequenz der Messbrücke erforderlich. In der Serienproduktion ergibt sich eine Exemplarstreuung der Resonanzfrequenz, bedingt durch Toleranzen der verwendeten Bauteile. Mit Hilfe des verwendeten Mikroprozessors kann man die Einstellung der Erregerfrequenz auf die jeweilige Resonanzfrequenz vorzugsweise automatisch vornehmen, so daß kein manueller Abgleich erforderlich ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 einen Sensor, dessen Meßsignal mit der erfindungsgemäßen Auswerteschaltung auswertbar ist;

Fig. 2 eine Auswerteschaltung nach dem Stand der Technik;

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Auswerteschaltung;

Fig. 4 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Erfindung; und

Fig. 5 eine alternative Ausführungsform des Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Auswerteschaltung;

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Auswerteschaltung. Die Aufnehmer 5A und 5B eines beispielsweise in Fig. 1 dargestellten Sensors 8 sind in Serie geschaltet, wobei dem in Serie geschalteten Aufnehmern 5A und 5B ein Kondensator C1 parallel geschaltet ist, so daß sich ein Parallelschwingkreis 20 ergibt. Die Erfindung ist jedoch auch grundsätzlich mit einem Serienschwingkreis realisierbar. In den Schwingkreis 20 ist eine Erregungsspannung U_E1 mit einer Meßfrequenz f_M einkoppelbar. Im in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt die Einkopplung der Meßfrequenz f_M so, daß ein erster Pol U_E1 der Erregungsspannung U_E mit den verbundenen Anschlüssen 22 und 23 der Aufnehmer 5A und 5B in Verbindung steht, während ein zweiter Pol U_E2 der Erregungsspannung U_E über hochohmige Speisewiderstände R1 und R2 mit den freien Anschlüssen 21 und 24 der Aufnehmer 5A und 5B verbunden ist.

Die freien Anschlüsse 21 und 24 der Aufnehmer 5A und 5B sind ferner mit den Eingängen 25 und 26 eines Differenzverstärkers A1 verbunden. Der Differenzverstärker A1 ist in Fig. 3 nur vereinfacht dargestellt, wobei zur Funktion notwendige Widerstände weggelassen sind. Die am Ausgang 27 des Differenzverstärkers A1 auftretende Ausgangsspannung U_A1 ist mit einem Abtast- und Halteglied 28 verbunden, das aus einem steuerbarem Schalter 5, vorzugsweise einem Feldeffekt-Transistor-Schalter, und einem nachgeschalteten Ladekondensator C20 besteht. Der Ladekondensator 20 befindet sich zwischen der Signalleitung 29 und der Schaltungsmasse 30. An das Abtast- und Halteglied 28 schließt sich ein Tiefpaß 30 an, der aus einem in die Signalleitung 29 eingefügten Widerstand R20 und einem zwischen der Signalleitung 29 und der Schaltungsmasse 30 angeordneten Kondensator C21 besteht. Die Grenzfrequenz des Tiefpaßes 30 ist wesentlich kleiner als die Meßfrequenz f_M der Erregungsspannung U_E, so daß die Meßfrequenz f_M durch den Tiefpaß 30 ausgefiltert wird.

Die Eingangsschaltung, bestehend aus den Speisewiderständen R1, R2, den Induktivitäten XL1, XL2 und dem Kondensator C1 kann als Meßbrücke, in deren Brückendiagonale sich der Kondensator C1 befindet, oder als passiver Vierpol mit den Eingangsklemmen UE1 und UE2 und in den Ausgangsklemmen 25 und 26 betrachtet werden. Solange R1 = R2 und XL1 = XL2 ist, ist die Brücke abgeglichen und die Spannung am Kondensator C1, der in der Brückendiagonale liegt und gleichzeitig den Ausgang des Vierpols darstellt, gleich Null. Wird die Brücke verstimmt, was durch eine Bewegung der Membran 1 erfolgen kann, dann ändern sich die Induktivität XL2 und XL1 gegensinnig um einem kleinen Betrag. Damit tritt an C1 eine Spannung auf und es entsteht ein schwingungsfähiger Schwingkreis, der auf die Meßfrequenz f_M von z. B. 100 kHz abgestimmt sein kann.

Durch die Tatsache, daß die Brücke auf Resonanz abgeglichen ist, ergibt sich eine gewisse Resonanzüberhöhung unter gleichzeitiger Filterung der Grundwelle aus den zur Anregung benutzten Rechtecksignalen. Die Resonanzkurve ist relativ flach. Der Arbeitspunkt liegt etwa auf dem Scheitelpunkt dieser Kurve. Betrachtet man die Brücke als Vierpol, dann ändert sich dessen Übertragungsverhalten, d. h. das Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung in Abhängigkeit von den Vierpolelementen XL1 und XL2 bei konstanter Frequenz f_M der Erregungsspannung U_E.

Die Signalleitung 29 ist über den Widerstand R20 des Tiefpasses 30 mit einem Analog/Digital-Umsetzer 31 verbunden. Entsprechend dem in Fig. 3 gezeigten besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel arbeitet der Analog/Digital- Umsetzer 31 nach dem Delta-Sigma-Verfahren. Der Analog/Digital-Umsetzer 31 besteht aus einem Komparator A2 und einer nachgeschalteten Steuereinheit µC, die vorzugsweise durch einen Microprozessor oder einen Microcontroller gebildet ist. Ein erster Vergleichseingang 32 des Komparators A2 steht mit der Signalleitung 29 in Verbindung und empfängt die abgetastete und tiefpaßgefilterte Meßspannung. Der zweite Vergleichseingang 33 des Komparators A2 steht über einen Serienwiderstand R21 mit einer Steuerspannungsquelle 34 in Verbindung. Die Steuerspannungsquelle 34 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel Teil der als Microprozessor bzw. Microcontroller ausgebildeten Steuereinheit µC und erzeugt eine pulsweitenmodulierte Steuerspannung U_R. Die pulsweitenmodulierte Steuerspannung U_R besteht aus Spannungsimpulsen mit der variablen Zeitdauer t_R, die durch Impulslücken, in welcher die Spannung Null ist, getrennt sind. Während die Periodendauer der pulsweitenmodulierten Steuerspannung U_R konstant ist, ist die Pulsweite t_R der Spannungsimpulse variabel. Zwischen dem zweiten Vergleichseingang 33 und der Schaltungsmasse 30 befindet sich ein Ladekondensator C22, an welchem sich eine Vergleichsspannung einstellt, die der gemittelten Steuerspannung U_R entspricht. Je größer die Pulsweite t_R der Steuerspannung U_R ist, desto größer ist die sich an dem zweiten Vergleichseingang 33 einstellende gemittelte Vergleichsspannung.

So lange die an dem ersten Vergleichseingang 32 anliegende Meßspannung größer als die an dem zweiten Vergleichseingang 33 anliegende Vergleichsspannung ist, weist der Ausgang 35 einen ersten logischen Ausgangspegel (H) auf. Der Komparator A2 vergleicht fortlaufend die Meßspannung an dem Kondensator C21 am ersten Vergleichseingang 32 mit der integrierten Steuerspannung U_R am zweiten Vergleichseingang 33. Ist die Spannung am Kondensator C22 größer als die Spannung am Kondensator C21, dann schaltet der Kompensator A2 seinen Ausgang auf einen zweiten logischen Ausgangspegel (Null- Potential, L), andernfalls auf den ersten logischen Ausgangspegel (High-Potential, H). Die Steuereinheit µC tastet den Ausgang 35 des Komparators A2 periodisch ab und aktiviert je nach dem Pegel des Ausgangs 35 des Komparators A2 die Steuerspannungsquelle 34. Auf diese Weise ergibt sich automatisch ein pulsweitenmoduliertes PWM-Signal U_R, dessen Tastverhältnis proportional zur Meßspannung ist. Das Tastverhältnis kann leicht über die Anzahl der ersten logischen Ausgangspegel (High-Potential, H) pro Integrationszeit ermittelt werden. Die Genauigkeit der Wandlung kann durch Verlängerung der Integrationszeit erhöht werden. Sie dauert N_max × Periodendauer, wobei N_max der maximalen Auflösung des A/D-Umsetzers entspricht. Die Steuerspannung U_R der Steuerspannungsquelle 34 hat eine Impulsweite t_R. Die Steuerspannung U_R steht an dem Ausgangsanschluß 36 zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung oder kann durch die als Microprozessor oder Microcontroller ausgebildete Steuereinheit µC weiterverarbeitet werden, in einem Speicher abgelegt werden oder beispielsweise einer Anzeige zugeführt werden.

Entsprechend einer vorteilhaften Weiterbildung kann die Amplitude der von der Steuerspannungsquelle 34 erzeugten Steuerspannung U_R verändert werden, wodurch eine Meßbereichsumschaltung möglich ist. Bei großen Amplituden der Steuerspannung U_R ergibt sich ein großer Meßbereich der Meßspannung, während sich bei einer relativ kleinen Amplitude der Steuerspannung U_R ein relativ kleiner Meßbereich ergibt. Das Meßverfahren kann dann in der Weise vorgenommen werden, daß anfänglich eine Steuerspannung U_R mit großer Amplitude gewählt wird. Ergibt die Messung eine relativ kleine Meßspannung, so wird die Amplitude der Steuerspannung U_R beispielsweise um den Faktor 10 verringert um ein größeres Ausgangssignal zu erhalten. Die Amplitude des Ausgangssignals U_A1 ändert sich in Abhängigkeit von der zu messenden physikalischen Größe insofern, als ein kleinerer Druck z. B. eine kleinere Auslenkung der Membran zur Folge hat. Um den Meßbereich umzuschalten, reicht es aus, die Steuerspannung U_R in ihrer Amplitude zu verändern, wobei sich das Gleichgewicht an den Eingängen des Komparators A2 bereits bei einer niedrigeren Spannung U_A1 ergibt. Es entsteht dann am Ausgang eine Impulsfolge, deren Impulsdauer t_R genauso groß wie bei einem höheren Druck vor der Meßbereichumschaltung ist. Da beim Umschalten eines Meßbereichs nur die Kommastelle, nicht aber der Anzeigebereich von z. B. 1000 Schritten verändert wird, könnten mit einer vierstelligen Anzeige, beispielsweise abwechselnd 10,00 mbar oder 100,0 mbar angezeigt werden.

Fig. 4 erläutert die Arbeitsweise des Abtast- und Halteglieds 28. Der steuerbare Schalter S des Abtast- und Halteglieds 28 wird mit einem Tastsignal U_T angesteuert, welches in dem unteren Diagramm in Fig. 4 dargestellt ist. Das Ausgangssignal U_A1 des Differenzverstärkers A1 hat einen im wesentlichen sinusförmigen Signalverlauf, wobei die Frequenz durch die Meßfrequenz f_M der Erregungsspannung U_E vorgegeben ist. Die Frequenz des in dem oberen Diagramm in Fig. 4 dargestellten Ausgangssignals U_A1 ist deshalb unabhängig von der an dem Sensor anliegenden Meßgröße konstant. Durch phasenkohärentes Abtasten des Ausgangssignals U_A1 ergibt sich einerseits eine Gleichrichtung und andererseits eine Mittelung über mehrere Perioden des Ausgangssignals U_A1 hinweg. Die Abtastung erfolgt vorzugsweise im Bereich der maximalen Amplitude des Ausgangssignal U_A1, um an den Kondensator C20 eine möglichst große Meßspannung zu erhalten.

Wesentlich ist, daß die Abtastung des Ausgangssignal U_A1 phasenkohärent, d. h. in jeweils gleicher Phasenlage erfolgt. Die Ansteuerung des steuerbaren Schalters S kann durch die Steuereinheit µC erfolgen, wenn diese wie im dargestellten Ausführungsbeispiel gleichzeitig auch die Erregungsspannung U_E erzeugt. Wenn die Erregungsspannung U_E durch einen separaten Frequenzgenerator erzeugt wird, kann das Tastsignal U_T beispielsweise durch Flankentriggerung der ansteigenden oder abfallenden Flanke des Eingangssignals U_E gewonnen werden, um eine feste Phasenbeziehung zwischen der Erregungsspannung U_E und dem Abtastsignal U_T herzustellen.

Fig. 4 verdeutlicht ferner, daß die sinusförmige Ausgangsspannung U_A1 einer Gleichspannung U_DC überlagert ist, die von dem Differenzverstärker A1 erzeugt wird und temperaturabhängig ist. Es ist notwendig, diese Gleichspannungskomponente U_DC rechnerisch zu kompensieren, da diese Gleichspannungskomponente U_DC sonst zu einer Verfälschung des Meßergebnisses führen würde. Hierzu wird der eigentliche Meßzyklus unterbrochen und der steuerbare Schalter S dauerhaft für mehrere Perioden des Ausgangssignals U_A1 des Differenzverstärkers A1 geschlossen. Da der Tiefpaß 30 eine gegenüber der Meßfrequenz f_M wesentlich geringere Grenzfrequenz hat, stellt sich an dem ersten Vergleichseingang 32 des Komparators A2 die Gleichspannungskomponente U_DC als Eingangsspannung ein und kann mit dem Analog/Digital-Umsetzer 31 in der bereits beschriebenen Weise erfaßt werden. Die durch Abtasten des Ausgangssignals U_A1 erfaßte Meßspannung ist dann rechnerisch durch Subtraktion der Gleichspannungskomponente U_DC zu korrigieren.

Von der als Microprozessor bzw. Microcontroller ausgebildeten Steuereinheit µC können auch weitere Aufgaben wahrgenommen werden, beispielsweise die Ansteuerung einer Anzeige, die Korrektur nichtlinearer Kennlinien, die Korrektur von Temperatureinflüssen auf den Sensor 8 durch Erfassen der Temperatur des Sensors 8 oder die Kompensation der Temperaturdrift des Verstärkungsfaktors des Differenzverstärkers A1. Ferner kann ein Abgleich der Spanne des Ausgangssignals vorgenommen werden. An die Steuereinheit µC kann ferner eine Tastatur zur Eingabe von Steuerbefehlen anschließbar sein. Andere Funktionen der Steuereinheit µC können die Umrechnung verschiedener Druckeinheiten, die Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit eines strömenden Mediums in Abhängigkeit von dem an einem Wirkdruckgeber, wie z. B. einer Meßblende gemessenen Differenzdruck sowie die Berechnung verschiedener Parameter sein, die von strömungstechnischer Bedeutung sind.

Ein alternative Ausführungsform des im Zusammenhang mit Fig. 3 beschriebenen Ausführungsbeispiels der erfindungs gemäßen Auswerteschaltung ist in Fig. 5 abgebildet. Diese zeigt eine Verallgemeinerung der Schaltung von Fig. 3, bei der das Abtast- und Halteglied sowie der A/D-Umsetzer symbolhaft dargestellt sind. Auf den Tiefpass 30 wurde verzichtet. Die am Ausgang 27 des Differenzverstärkers A1 auftretende Ausgangsspannung U_A1 ist mit dem Abtast- und Halteglied verbunden. Das Abtast- und Halteglied (für die Messung höherfrequenter Druckschwankungen wird ein schnelles Abtast- und Halteglied verwendet) enthält im Eingang und Ausgang jeweils einen zusätzlichen Verstärker zur Impedanzanpassung. An das Abtast- und Halteglied schließt sich der in allgemeiner Form dargestellte A/D-Umsetzer an. Diese allgemeine Darstellung soll insbesondere auch schnelle Wandlungsprinzipien beinhaltet, z. B. das der sukzessiven Approximation. Der Ausgang des A/D-Umsetzer ist mit einem Eingang der als Microprozessor ausgeführten Steuereinheit µC verbunden. Der Microprozessor erzeugt die an den Schwingkreis anliegende Erregerspannung U_E. Um sicherzustellen, daß die Abtastung stets in gleicher Phasenlage - vorzugsweise im Bereich des Scheitelwerts der Amplitude - erfolgt, nimmt der Microprozessor automatisch eine Einstellung der Erregerfrequenz auf die jeweilige Resonanzfrequenz vor, so daß kein manueller Abgleich erforderlich ist. Ein solcher Abgleich der Erregerfrequenz mit der Resonanzfrequenz der Meßbrücke kann z. B. auf Grund von Bauteiltoleranzen erforderlich sein. Weiter weist der Microprozessor Ausgänge für Steuerleitungen zum Abtast- und Halteglied sowie zum A/D-Umsetzer auf. An einem digitalen Ausgang Q stellt der Microprozessor das Ergebnis der Druckmessung in Form eines gegebenenfalls intern weiter aufbereiteten und verarbeiteten digitalen Ausgangssignals zur Verfügung.

Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Auswerteschaltung gegenüber der in Fig. 2 dargestellten bekannten Ausgestaltung besteht in einer relativ hohen Empfindlichkeit aufgrund der Schwingkreis-Resonanzmessung und in einem geringen Leistungsbedarf für die Erregung des Schwingkreises 20 durch die Erregungsspannung U_E. Die für die Erregung des Schwingkreises 20 benötigte elektrische Leistung ist so gering, daß die in den Aufnehmern 5A und 5B dissipierte Leistung und der damit verbundene störende Einfluß auf die Messung vernachlässigbar ist. Durch die phasenkohärente Abtastung werden nicht phasenkohärente Störspannungen unterdrückt.

Der steuerbare Schalter S wird vorzugsweise so angesteuert, daß eine Abtastung pro Periode des Ausgangssignal U_A1 erfolgt. Es ist aber auch möglich, den Schalter mit einer niedrigeren Tastfrequenz anzusteuern, so daß beispielsweise nur bei jeder zweiten, dritten oder vierten Periode des Ausgangssignals U_A1 eine Abtastung erfolgt. Allgemein ausgedrückt ist die Tastfrequenz, mit welcher der steuerbare Schalter S angesteuert wird, ein ganzzahliger Teiler der Meßfrequenz f_M.

Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Beispielsweise können auch andere Analog/Digital-Umsetzer mit anderen Arbeitsprinzipien zum Einsatz kommen. Zur Ermittlung der Temperaturdrift kann ein zweiter, von dem Signalzweig unabhängiger Schaltungs zweig vorgesehen werden. Statt eines Sensors 8 mit zwei induktiven Aufnehmern 5A und 5B kann auch ein Sensor 8 mit nur einem Aufnehmer eingesetzt werden. Ferner können kapazitive Aufnehmer oder ein Differentialtransformator in gleicher Weise zum Einsatz kommen, wobei der Schwingkreis in der Auswerteschaltung dann durch eine entsprechende Spule zu ergänzen ist.

Bezugszeichen

1

Membran

2

Scheibe

3

Scheibe

4

Randverbund

5

A,

5

B Aufnehmer

6

ferromagnetischer Abschnitt

7

Anschlußstutzen

8

Sensor

20

Schwingkreis

21

Anschluß des Aufnehmers

5

A

22

Anschluß des Aufnehmers

5

A

23

Anschluß des Aufnehmers

5

B

24

Anschluß des Aufnehmers

5

B

25

Eingang des Differenzverstärkers A

1

26

Eingang des Differenzverstärkers A

1

27

Ausgang des Differenzverstärkers A

1

28

Abtast-Halteglied bestehend aus S und C

20

29

Signalleitung

30

Tiefpaß bestehend aus R

20

und C

21

31

Analog/Digital-Umsetzer

32

Vergleichseingang des Komparators A

2

33

Vergleichseingang des Komparators A

2

34

Steuerspannungsquelle

35

Ausgang des Komparators A

2

36

Ausgangsanschluß

37

Abtast/Halteglied

38

A/D Umsetzer

39

Masse
A1 Differenzverstärker
A2 Komparator
C1 Kondensator
C20 Kondensator
C21 Kondensator
C22 Kondensator
H Ausgangspegel
L Ausgangspegel
S Schalter
f_M

Meßfrequenz
t_R

Pulsweite
U_A1

Ausgangssignal
U_E

Erregungsspannung
U_R

Steuerspannung
U_DC

Gleichspannungskomponente
S steuerbarer Schalter
XL1 Induktivität
XL2 Induktivität
Q digitaler Ausgang

Claims

1. Auswerteschaltung für einen Sensor (8) mit mindestens einem induktiven oder kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B), dessen Induktivität (XL1, XL2) bzw. Kapazität sich in Abhängigkeit von der zu messenden physikalischen Größe (p2 - p1) verändert, mit
einem Schwingkreis (20), der durch den induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) oder die induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und zumindest einen Kondensator (C1) bzw. eine Spule gebildet ist und in welchen eine Erregungsspannung (U_E) einkoppelbar ist, sowie
mit einem Abtast- und Halteglied (28, 37),
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Auswerteschaltung eine Meßbrücke gebildet ist und der mindestens eine induktive oder kapazitive Aufnehmer (5A, 5B) Teil dieser Meßbrücke ist,
daß die Erregungsspannung (U_E) mit einer Meßfrequenz, die im wesentlichen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises (20) entspricht, als Eingangsspannung der Meßbrücke in den Schwingkreis (20) eingekoppelt ist, und
daß das Abtast- und Halteglied (28, 37) so angesteuert ist, dass es das Schwingungssignal des Schwingkreises (20) phasenkohärent zu der Erregungsspannung (U_E) abtastet.

2. Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensors (8) zwei von der zu messenden physikalischen Größe (p2 - p1) gegensinnig beaufschlagte induktive oder kapazitive Aufnehmer (5A, 5B) aufweist, die in dem Schwingkreis (20) seriell angeordnet sind.

3. Auswerteschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Pol (U_E1) der Erregungsspannung (U_E) mit den verbundenen Anschlüssen (22, 23) der seriell angeordneten Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und ein zweiter Pol (U_E2) der Erregungsspannung (U_E) jeweils mit den freien Anschlüssen (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) über Speisewiderstände (R1, R2) verbunden sind.

4. Auswerteschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (C1) bzw. die Spule des Schwingkreises (20) die freien Anschlüsse (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) miteinander verbindet.

5. Auswerteschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge (25, 26) eines Differenzverstärkers (A1) mit den freien Anschlüssen (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und dessen Ausgang (27) mit dem Abtast- und Halteglied (28, 37) verbunden sind.

6. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtast- und Halteglied (28) aus einem steuerbaren Schalter (S), insbesondere einen Feldeffekt-Transistor, und einem nachgeschalteten Ladekondensator (C20) besteht.

7. Auswerteschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erfassung einer dem Schwingungssignal unterlagerten, temperaturabhängigen Gleichspannung (U_DC) der Schalter (S) über mehrere Perioden des Schwingungssignal schließbar ist.

8. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtast- und Halteglied (28, 37) das Schwingungs signal zur Erfassung der Amplitude mit einer Tastfrequenz abtastet, welche ein ganzzahliger Teiler der Meßfrequenz ist.

9. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtast- und Halteglied (37) Mittel zur Impedanz anpassung aufweist.

10. Auswerteschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß im Eingang und Ausgang des Abtast- und Haltegliedes (37) jeweils ein zusätzlicher Verstärker zur Impedanzanpassung vorgesehen ist.

11. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß dem Abtast- und Halteglied (28, 37) ein Tiefpaß (30) nachgeschaltet ist, dessen Grenzfrequenz wesentlich niedriger als die Meßfrequenz ist.

12. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, gekennzeichnet durch, einen Analog/Digital-Umsetzer (31, 38), der das von dem Abtast- und Halteglied (28, 37) abgetastete Schwingungs signal in ein digitales Signal wandelt.

13. Auswerteschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß der Analog/Digital-Umsetzer (31) einen Komparator (A2) aufweist, dessen erster Vergleichseingang (32) dem Abtast- und Halteglied (28) nachgeschaltet ist und dessen zweiter Vergleichseingang (33) mit einem Ladekondensator (C22) und einer Steuerspannungsquelle (34) verbunden ist, die eine pulsweitenmodulierte Steuerspannung (U_R) liefert, wobei der Komparator (A2) an einem Ausgang (35) einen ersten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) größer als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und der Komparator (A2) an dem Ausgang (35) einen zweiten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) kleiner als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und
daß eine mit dem Ausgang (35) des Komparators (A2) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist, die die Steuerspannungsquelle (34) so ansteuert, daß die Pulsweite (t_R) der Steuerspannung (U_R) der Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) proportional ist.

14. Auswerteschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation arbeitet,
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) mit einer Steuer spannungsquelle (34) verbunden ist, und
daß eine mit dem Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers (38) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist.

15. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (µC) durch einen Mikroprozessor oder einen Mikrocontroller gebildet sind.

16. Auswerteschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Erregungsspannung (U_E) des Schwingkreises (20) von dem Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller oder von einem separaten Frequenzgenerator erzeugt wird.

17. Auswerteschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Microprozessor die Einstellung der Erregerfrequenz der Erregerspannung (U_E) auf die jeweilige Resonanzfrequenz des Schwingkreises (20) automatisch vornimmt, so daß die Abtastung des Schwingungssignals des Schwingkreises (20) mit Hilfe des Abtast- und Haltegliedes (28, 37) stets in gleicher Phasenlage erfolgt.

18. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller ein Tastsignal (U_T) zur Ansteuerung des Abtast- und Haltegliedes (28, 37) erzeugt.

19. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller die Steuerspannungsquelle (34) beinhaltet.

20. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller eine Korrektur des durch die Auswerteschaltung ermittelten Meßwerts aufgrund einer Temperaturdrift von Bauelementen der Auswerteschaltung und/oder aufgrund von nichtlinearen Kennlinien des Sensors und/oder der Auswerteschaltung und/oder aufgrund einer Temperaturdrift des Sensors (8) vornimmt.

21. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungsquelle (34) die Amplitude der Steuerspannung (U_T) bei einer Umschaltung des Meßbereichs verändert.