DE10018650C2 - Auswerteschaltung für einen Sensor - Google Patents
Auswerteschaltung für einen SensorInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Auswerteschaltung für einen
Sensor, insbesondere für einen Drucksensor, welcher auch als
Meßzelle oder Meßdose bezeichnet wird. Mit einem solchen
Drucksensor lassen sich sowohl der Absolutdruck, als auch
der Relativdruck oder eine Druckdifferenz messen. Ein
geeigneter Drucksensor ist beispielsweise aus der DE 39 16 689 C1
bekannt. Der in dieser Druckschrift beschriebene
Drucksensor ist in Fig. 1 schematisch dargestellt und wird
zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung
nachfolgend kurz beschrieben.
Der Drucksensor 8 besteht aus einer Druckkammer, die durch
eine Membran 1 in zwei Teilkammern 9A und 9B unterteilt ist.
Die Druckkammer ist durch zwei beispielsweise kreisförmige
Scheiben 2 und 3 und einem beispielsweise ringförmigen
Randverbund 4 gebildet und ist gegenüber dem Außenraum
beispielsweise durch Verkleben der Teile 2, 3 und 4
luftdicht abgeschlossen. Die beiden Teilkammern 9A und 9B
sind jeweils über einen Anschlußstutzen 7 mit Druckleitungen
verbindbar, so daß mit dem Sensor 8 die Druckdifferenz p2 - p1
zwischen den in den Druckleitungen herrschenden Drücken p1
und p2 gemessen werden kann. Die Membran 1 kann entweder aus
einem flexiblem Kunststoffmaterial oder aus einem Metall,
beispielsweise Bronze, bestehen. Sofern eine Membran aus
flexiblen Kunststoffmaterial zum Einsatz kommt, ist
zumindest eine Feder zur Erzeugung einer Gegenkraft und
damit einer zum Differenzdruck proportionalen Auslenkung der
Membran erforderlich. Die Membran erfährt somit eine der
Druckdifferenz p1 - p2 proportionale Auslenkung, die durch
zwei Wegaufnehmer 5A und 5B erfaßt werden kann. In dem in
Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel bestehen die
Aufnehmer 5A und 5B aus zwei Magnetspulen, deren
Induktivität sich in Abhängigkeit von der Annäherung bzw.
Entfernung eines vorzugsweise ferromagnetischen Abschnitts 6
aus einem hochpermeablen Material ändert. Je mehr sich der
Abschnitt 6 dem Aufnehmer 5A annähert, desto mehr erhöht
sich dessen Induktivität. Umgekehrt nimmt die Induktivität des
Aufnehmers 5B dementsprechend ab. Die Verwendung zweier
Aufnehmer 5A und 5B ermöglicht gegenüber der Verwendung nur
eines Aufnehmers eine exaktere Erfassung der Lage der
Membran 1 und somit eine exaktere Messung der
Druckdifferenz. Im Rahmen der Erfindung ist es jedoch auch
grundsätzlich möglich, Sensoren mit nur einem Aufnehmer zu
verwenden. Ferner können auch Aufnehmer zum Einsatz kommen,
deren Kapazität sich in Abhängigkeit von der Lage der
Membran 1 verändert. Die Erfindung betrifft eine geeignete
elektronische Auswerteschaltung, an welche sich ein
induktiver oder kapazitiver Sensor 8 zum Messen
verschiedener physikalischer Größen, insbesondere ein
Drucksensor nach der in Fig. 1 beschriebenen Bauart,
anschließen läßt und welcher an seinem Ausgang ein
Ausgangssignal zur Verfügung stellt, das mit hoher
Genauigkeit diese zu messende physikalische Größe
repräsentiert.
Eine bisher gebräuchliche Auswerteschaltung, wie sie
beispielsweise aus der DE 35 36 020 A1 in ähnlicher Weise
bekannt ist, wird zum besseren Verständnis der Vorteile der
vorliegenden Erfindung nachfolgend anhand von Fig. 2 kurz
erläutert.
Die in Fig. 2 dargestellte Auswerteschaltung arbeitet
vollständig analog. Die Aufnehmer 5A und 5B befinden sich
zusammen mit Serienwiderständen R1 und R2 in einer
Meßbrücke, an welche eine Wechselspannung U0 angelegt wird.
Der Blindwiderstand der Induktivität XL1 bzw. XL2 des
Aufnehmers 5A bzw. 5B ändert sich bei einer Annäherung bzw.
Entfernung des ferromagnetischen Bereichs 6 der Membran 1,
so daß sich an der Meßbrücke eine Diagonalspannung UD
einstellt, wenn die Drücke p1 und p2 bei dem in Fig. 1
dargestellten Sensor 8 unterschiedlich sind. Die Spannung U0
ist sinusförmig und wird in ihrer Amplitude so geregelt, daß
der durch die Spulen bedingte Temperaturfehler weitgehend
kompensiert wird. Die zur Verstärkung der Diagonalspannung
UD vorgesehenen Differenzverstärker A1 und A2 haben die
Aufgabe, die Diagonalspannung UD linear zu verstärken. Der
Verstärkungsfaktor wird dabei durch die Widerstände R3 und
R5 bzw. R4 und R6 festgelegt. Vorteilhaft sind dabei zwei
gegengekoppelte Signalzweige 10 bzw. 11 vorgesehen.
Am Ausgang der Differenzstärker A1 und A2 befindet sich
jeweils ein Gleichrichter GL1 bzw. GL2. Die Ausgangsspannung
Ua kann an einem Tiefpaß abgenommen werden, der aus dem
Kondensator C1 und dem Widerstand R7 bzw. dem Kondensator C1
und dem Widerstand R8 besteht. Die Grenzfrequenz dieses
Tiefpasses wird zweckmäßigerweise wesentlich kleiner als die
Frequenz der Spannung U0 gewählt, so daß sich am Ausgang der
in Fig. 2 dargestellten Auswerteschaltung eine Gleitspannung
einstellt, die der zu messenden physikalischen Größe
weitgehend linear folgt.
Bei der in Fig. 2 dargestellten analogen Auswerteschaltung
ist jedoch nachteilig, daß die als Operationsverstärker
ausgebildeten Differenzverstärker A1 und A2 in der Regel
einen unterschiedlichen Temperaturdrift unterliegen, so daß
der Verstärkungsfaktor dieser Verstärker in
unterschiedlicher Weise temperaturabhängig ist. Ferner
erzeugen die Differenzverstärker A1 und A2 eine durch
Bauteilstreuungen bedingte unterschiedliche
temperaturabhängige Gleichspannung (Offset-Spannung) am
Ausgang, die nicht vollständig kompensiert ist. Auch bei
einer unterschiedlichen Temperaturabhängigkeit der den
Verstärkungsfaktor bestimmenden Widerstände R3 und R5
einerseits und R4 und R6 andererseits kann sich eine
unterschiedliche Verstärkung in den beiden Signalzweigen 10
und 11 ergeben. Ein weiterer nicht unerheblicher Nachteil
besteht darin, daß eine relativ große Signalamplitude des
Eingangssignal U0 erforderlich ist. Ein Teil der
elektrischen Leistung des Eingangssignals U0 wird in dem
ohmschen Wirkanteil des Scheinwiderstandes der Aufnehmer 5A
und 5B dissipiert und führt zu einer das Meßergebnis
gegebenenfalls verfälschenden Temperaturerhöhung in den
Aufnehmern 5A und 5B. Weiterhin wird eine beispielsweise
durch ein Netzteil eingestrahlte Störspannung in den beiden
Signalzweigen 10 und 11 der analog arbeitenden Auswerteschaltung mitverstärkt
und kann einen verfälschenden Einfluß auf das Ausgangssignal Ua haben,
insbesondere dann, wenn die Einstrahlung der Störstrahlung, in die beiden
Signalzweige 10 und 11 unterschiedlich ist.
Aus der DE 37 34 177 A1 ist ein Verfahren zur Detektion eines
wirbelstrominduzierten Körpers im Wirkungsbereich eines induktiven
Schwingkreiselements eines Schwingkreises bekannt, bei dem der Schwingkreis
an Stelle eines kontinuierlichen Betriebs und einer kontinuierlichen Detektion mit
einer elektrischen Funktion kurz angeregt und die Systemantwort des
Netzwerkes ausgewertet wird. Dabei erfolgt eine zeitlich fortlaufende, quantitative
Messung der Sprungantwort einer kurzzeitigen Anregung, zum Festhalten des
momentanen Abbildes des geometrischen Ortes des wirbelstrominduzierten
Körpers und durch die Auswertung der Signaländerung über eine Folge von
Anregungen und deren Sprungantworten als Gesamt-Abbild über einen Teil des
Bewegungsablaufes des wirbelstrominduzierten Körpers.
Die DE 35 44 809 C2 offenbart einen magnetfeldabhängigen, elektronischen
Annäherungsschalter, welcher durch einen sich annähernden, magnetischen
Auslöser betätigt wird, mit einem durch den Auslöser beeinflußbaren
HF-Schwingkreis einer Oszillatorschaltung, deren eine Schwingkreisspule eine
magnetisierbare Kernanordnung besitzt, welche ab einer bestimmten
Magnetfeldstärke durch das äußere Magnetfeld des Auslösers unter
Entdämpfung des Schwingkreises in magnetische Sättigung treibbar ist, wobei
die Kernanordnung nur aus einem dünnen, amorphen oder überwiegend
amorphen Metallbandstreifen mit hoher Permeabilität besteht, welcher den
Spulentorus durchsetzt.
Die DE 43 35 895 C2 beschreibt eine Schaltungsanordnung zur Auswertung der
Schalterstellung eines Drückerschalters. Der Drückerschalter enthält ein
induktives Element, dessen Induktivität sich in Abhängigkeit von der
Drückerstellung ändert. Dieses induktive Element bildet zusammen mit einem
kapazitiven Element einen Schwingkreis. Dieser Schwingkreis wird mittels eines
Rechteckimpulses zu einem ersten Zeitpunkt zu einer gedämpften Schwingung
angeregt, deren Frequenz abhängig von der Schalterstellung des
Drückerschalters ist. Die gleichgerichtete Amplitude der Schwingkreisschwingung
wird einem Abtast- und Halteglied zugeführt. Das Abtast- und Halteglied führt zu
einem zweiten, späteren Zeitpunkt die gleichgerichtete Amplitude für eine
bestimmte Zeitdauer einem Kondensator zu. Das von dem Kondensator
geglättete Signal verhält sich proportional zum Wert der Induktivität des
induktiven Elements.
Die EP 0 316 914 A2 beschreibt einen Annäherungsschalter zum Aufspüren
metallischer Objekte. Die Schaltung weist eine erste Spule zur Ermittlung der
Annäherung eines metallischen Objekts und eine zweite Spule auf, die als
Referenzspule dient und so angeordnet ist, dass ihr magnetisches Feld nicht von
dem metallischen Objekt beeinflusst wird. Die erste und die zweite Spule sind mit
Widerständen zu einer Brückenschaltung verschaltet, an der ein hochfrequentes
Sinussignal angelegt wird. Das Ausgangssignal der Brückenschaltung wird
mittels eines Differenzverstärkers verstärkt und einer Abtastschaltung zugeführt,
deren Ausgangssignal mit einem festen Grenzwert verglichen wird und einen
Schaltausgang ansteuert. Eine Auswertung der Ausgangsspannung über einen
größeren Bereich ist nicht vorgesehen. In einem weiteren Schaltungsteil wird ein
phasenverschobenes Signal erzeugt, aus dem die Pulse für die Abtastschaltung
erzeugt werden.
In GB 2 062 988 A wird eine Schaltung zur Bestimmung der Resonanzfrequenz
eines Energiekonverters beschrieben, der im Resonanzmodus arbeitet. Diese
Frequenz ist von der Last und den Umgebungsbedingungen des Konverters
abhängig und beeinflusst wesentlich den Wirkungsgrad des Wandlers. Der
Energiekonverter wird mittels eines Triggerpulses zu einer Resonanzschwingung
angeregt. Ein analoges Spannungssignal, das der Periodendauer der
Resonanzfrequenz entspricht, wird erzeugt und in einen digitalen Wert
gewandelt, der dann zwischengespeichert wird.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Auswerteschaltung für
einen Sensor, insbesondere einen Drucksensor zu schaffen, bei welchem die
Messgenauigkeit erhöht und die Störempfindlichkeit, insbesondere die
Temperaturabhängigkeit, vermindert ist.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Der Erfindung liegt das Konzept zugrunde, die Induktivitäten
bzw. Kapazitäten der Aufnehmer in einen Schwingkreis
einzubinden und diesen im Bereich seiner Resonanzfrequenz zu
erregen. Ein weiteres Konzept der Erfindung besteht darin,
das Meßsignal phasenkohärent abzutasten. Zu diesem Zweck ist
ein Abtast-Halteglied vorgesehen, das das Schwingungssignal
vorzugsweise einmal pro Periode abtastet. Durch die
Mittelung des phasenkohärent mehrfach abgetasteten
Schwingungssignals ergibt sich gegenüber einer einmaligen
Messung eine Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses.
Die Unteransprüche beinhalten vorteilhafte Weiterbildungen
der Erfindung.
Wenn der Sensor, wie bei dem in Fig. 1 dargestellten
Beispiel, zwei von der zu messenden physikalischen Größe
gegensinnig beaufschlagte induktive oder kapazitive
Aufnehmer aufweist, so ist es vorteilhaft, wenn diese in dem
Schwingkreis seriell angeordnet sind und die miteinander
verbundenen Anschlüsse der Aufnehmer mit einem ersten Pol
der Erregungsspannung verbunden sind. Der zweite Pol der
Erregungsspannung ist vorteilhaft mit den freien Anschlüssen
der Aufnehmer über hochohmige Speisewiderstände verbunden.
Durch die hochohmigen Speisewiderstände wird der
Schwingkreis nur unwesentlich bedämpft und behält eine
relativ hohe Güte und somit eine hohe Empfindlichkeit.
Zur Verstärkung des Schwingungssignals des Schwingkreises
dient vorteilhaft ein Differenzverstärker, beispielsweise in
Form eines Operationsverstärkers. Das Abtast-Halteglied
besteht in einfacher Weise aus einem steuerbaren Schalter,
insbesondere einem Feldeffekt-Transistor, mit einem
nachgeschalteten Ladekondensator. Zum Erfassen einer dem
Schwingungssignal überlagerten, temperaturabhängigen
Gleichspannung, die einen verfälschenden Einfluß auf das
Meßergebnis hat, kann der Schalter über mehrere Perioden des
Schwingungssignals geschlossen werden. Dadurch wird das
Schwingungssignal ausgemittelt und es wird die dem
Schwingungssignal überlagerte Gleichspannungskomponente
gemessen. Das Abtast- und Halteglied tastet das
Schwingungssignal vorzugsweise einmal pro Periode der
Erregungsspannung ab. Dabei ist wichtig, daß die Abtastung
stets in gleicher Phasenlage vorzugsweise im Bereich des
Scheitelwerts der Amplitude erfolgt. Falls der dem Abtast-
und Halteglied nachgeschaltete Analog/Digital-Umsetzer
jedoch nur zu einer langsameren Signalverarbeitung in der
Lage ist, ist es auch möglich, das Schwingungssignal nicht
in jeder Periode, sondern unter Auslassung einiger Perioden,
jedoch in konstanten Phasenlagen regelmäßig abzutasten. Die
Tastfrequenz ist allgemein ausgedrückt ein ganzteiliger
Teiler der Meßfrequenz.
Dem Abtast- und Halteglied ist vorteilhaft ein Tiefpaß
nachgeschaltet, dessen Grenzfrequenz wesentlich niedriger
als die Meßfrequenz ist, um die Meßfrequenz zu unterdrücken.
Soll mit dem Sensor eine höherfrequente physikalische Größe
gemessen werden, so muß in der Auswerteschaltung auch ein
schnelleres Abtast- und Halteglied verwendet werden. In
diesem können vorzugsweise Mittel zur Impedanzanpassung
vorgesehen sein.
Besonders vorteilhaft arbeitet ein dem Tiefpaß
nachgeschalteter Analog/Digital-Umsetzer nach dem Delta-
Sigma-Verfahren. Dazu verfügt der Analog/Digital-Umsetzer
über einen Komparator, der die Meßspannung mit einer
Gleichspannung vergleicht, die im Mittelwert der
Steuerspannung entspricht. Die Steuerspannung ist
pulsweitenmoduliert und wird in Abhängigkeit von dem
Ausgangssignal des Komparators in ihrer Pulsweite so
verändert, daß die mittlere Steuerspannung mit der
Meßspannung übereinstimmt. Die dann vorhandene Pulsweite der
Steuerspannung ist ein Maß für die Meßspannung bzw. die
gemessene physikalische Größe.
Aufgrund der relativ langen Wandlungszeit des verwendeten
Delta-Sigma-Umsetzers (Größenordnung z. B. 100 ms) eignet sich
die beschriebene Schaltung für die Messung von
physikalischen Größen im Schwankungsbereich von
Zehntelsekunden oder länger. Will man dagegen Schwankungen
physikalischer Größen im ms-Bereich erfassen, dann sind
sowohl ein schnelleres Abtast- und Halteglied als auch ein
schnellerer Analog-Digital-Umsetzer erforderlich (z. B. nach
dem Prinzip der sukzessiven Approximation). Liegen dessen
Wandlungszeiten im Bereich kleiner 0,1 ms, dann sind
Ansprechzeiten der Schaltung in der Größenordnung von 1 bis
2 ms erreichbar.
Um sicherzustellen, daß die Abtastung stets in gleicher
Phasenlage - vorzugsweise im Bereich des Scheitelwerts der
Amplitude - erfolgt, ist ein Abgleich der Erregerfrequenz
auf die Resonanzfrequenz der Messbrücke erforderlich. In der
Serienproduktion ergibt sich eine Exemplarstreuung der
Resonanzfrequenz, bedingt durch Toleranzen der verwendeten
Bauteile. Mit Hilfe des verwendeten Mikroprozessors kann man
die Einstellung der Erregerfrequenz auf die jeweilige
Resonanzfrequenz vorzugsweise automatisch vornehmen, so daß
kein manueller Abgleich erforderlich ist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter
Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der
Zeichnung zeigen:
Fig. 1 einen Sensor, dessen Meßsignal mit der
erfindungsgemäßen Auswerteschaltung
auswertbar ist;
Fig. 2 eine Auswerteschaltung nach dem Stand der
Technik;
Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der
erfindungsgemäßen Auswerteschaltung;
Fig. 4 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Erfindung;
und
Fig. 5 eine alternative Ausführungsform des
Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Auswerteschaltung;
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen
Auswerteschaltung. Die Aufnehmer 5A und 5B eines
beispielsweise in Fig. 1 dargestellten Sensors 8 sind in
Serie geschaltet, wobei dem in Serie geschalteten Aufnehmern
5A und 5B ein Kondensator C1 parallel geschaltet ist, so daß
sich ein Parallelschwingkreis 20 ergibt. Die Erfindung ist
jedoch auch grundsätzlich mit einem Serienschwingkreis
realisierbar. In den Schwingkreis 20 ist eine
Erregungsspannung UE1 mit einer Meßfrequenz fM einkoppelbar.
Im in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt die
Einkopplung der Meßfrequenz fM so, daß ein erster Pol UE1
der Erregungsspannung UE mit den verbundenen Anschlüssen 22
und 23 der Aufnehmer 5A und 5B in Verbindung steht, während
ein zweiter Pol UE2 der Erregungsspannung UE über hochohmige
Speisewiderstände R1 und R2 mit den freien Anschlüssen 21
und 24 der Aufnehmer 5A und 5B verbunden ist.
Die freien Anschlüsse 21 und 24 der Aufnehmer 5A und 5B sind
ferner mit den Eingängen 25 und 26 eines
Differenzverstärkers A1 verbunden. Der Differenzverstärker
A1 ist in Fig. 3 nur vereinfacht dargestellt, wobei zur
Funktion notwendige Widerstände weggelassen sind. Die am
Ausgang 27 des Differenzverstärkers A1 auftretende
Ausgangsspannung UA1 ist mit einem Abtast- und Halteglied 28
verbunden, das aus einem steuerbarem Schalter 5,
vorzugsweise einem Feldeffekt-Transistor-Schalter, und einem
nachgeschalteten Ladekondensator C20 besteht. Der
Ladekondensator 20 befindet sich zwischen der Signalleitung
29 und der Schaltungsmasse 30. An das Abtast- und Halteglied
28 schließt sich ein Tiefpaß 30 an, der aus einem in die
Signalleitung 29 eingefügten Widerstand R20 und einem
zwischen der Signalleitung 29 und der Schaltungsmasse 30
angeordneten Kondensator C21 besteht. Die Grenzfrequenz des
Tiefpaßes 30 ist wesentlich kleiner als die Meßfrequenz fM
der Erregungsspannung UE, so daß die Meßfrequenz fM durch
den Tiefpaß 30 ausgefiltert wird.
Die Eingangsschaltung, bestehend aus den Speisewiderständen
R1, R2, den Induktivitäten XL1, XL2 und dem Kondensator C1
kann als Meßbrücke, in deren Brückendiagonale sich der
Kondensator C1 befindet, oder als passiver Vierpol mit den
Eingangsklemmen UE1 und UE2 und in den Ausgangsklemmen 25
und 26 betrachtet werden. Solange R1 = R2 und XL1 = XL2 ist,
ist die Brücke abgeglichen und die Spannung am Kondensator
C1, der in der Brückendiagonale liegt und gleichzeitig den
Ausgang des Vierpols darstellt, gleich Null. Wird die Brücke
verstimmt, was durch eine Bewegung der Membran 1 erfolgen
kann, dann ändern sich die Induktivität XL2 und XL1
gegensinnig um einem kleinen Betrag. Damit tritt an C1 eine
Spannung auf und es entsteht ein schwingungsfähiger
Schwingkreis, der auf die Meßfrequenz fM von z. B. 100 kHz
abgestimmt sein kann.
Durch die Tatsache, daß die Brücke auf Resonanz abgeglichen
ist, ergibt sich eine gewisse Resonanzüberhöhung unter
gleichzeitiger Filterung der Grundwelle aus den zur Anregung
benutzten Rechtecksignalen. Die Resonanzkurve ist relativ
flach. Der Arbeitspunkt liegt etwa auf dem Scheitelpunkt
dieser Kurve. Betrachtet man die Brücke als Vierpol, dann
ändert sich dessen Übertragungsverhalten, d. h. das
Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung in Abhängigkeit
von den Vierpolelementen XL1 und XL2 bei konstanter Frequenz
fM der Erregungsspannung UE.
Die Signalleitung 29 ist über den Widerstand R20 des
Tiefpasses 30 mit einem Analog/Digital-Umsetzer 31
verbunden. Entsprechend dem in Fig. 3 gezeigten besonders
bevorzugten Ausführungsbeispiel arbeitet der Analog/Digital-
Umsetzer 31 nach dem Delta-Sigma-Verfahren. Der
Analog/Digital-Umsetzer 31 besteht aus einem Komparator A2
und einer nachgeschalteten Steuereinheit µC, die
vorzugsweise durch einen Microprozessor oder einen
Microcontroller gebildet ist. Ein erster Vergleichseingang
32 des Komparators A2 steht mit der Signalleitung 29 in
Verbindung und empfängt die abgetastete und
tiefpaßgefilterte Meßspannung. Der zweite Vergleichseingang
33 des Komparators A2 steht über einen Serienwiderstand R21
mit einer Steuerspannungsquelle 34 in Verbindung. Die
Steuerspannungsquelle 34 ist im dargestellten
Ausführungsbeispiel Teil der als Microprozessor bzw.
Microcontroller ausgebildeten Steuereinheit µC und erzeugt
eine pulsweitenmodulierte Steuerspannung UR. Die
pulsweitenmodulierte Steuerspannung UR besteht aus
Spannungsimpulsen mit der variablen Zeitdauer tR, die durch
Impulslücken, in welcher die Spannung Null ist, getrennt
sind. Während die Periodendauer der pulsweitenmodulierten
Steuerspannung UR konstant ist, ist die Pulsweite tR der
Spannungsimpulse variabel. Zwischen dem zweiten
Vergleichseingang 33 und der Schaltungsmasse 30 befindet
sich ein Ladekondensator C22, an welchem sich eine
Vergleichsspannung einstellt, die der gemittelten
Steuerspannung UR entspricht. Je größer die Pulsweite tR der
Steuerspannung UR ist, desto größer ist die sich an dem
zweiten Vergleichseingang 33 einstellende gemittelte
Vergleichsspannung.
So lange die an dem ersten Vergleichseingang 32 anliegende
Meßspannung größer als die an dem zweiten Vergleichseingang
33 anliegende Vergleichsspannung ist, weist der Ausgang 35
einen ersten logischen Ausgangspegel (H) auf. Der Komparator
A2 vergleicht fortlaufend die Meßspannung an dem Kondensator
C21 am ersten Vergleichseingang 32 mit der integrierten
Steuerspannung UR am zweiten Vergleichseingang 33. Ist die
Spannung am Kondensator C22 größer als die Spannung am
Kondensator C21, dann schaltet der Kompensator A2 seinen
Ausgang auf einen zweiten logischen Ausgangspegel (Null-
Potential, L), andernfalls auf den ersten logischen
Ausgangspegel (High-Potential, H). Die Steuereinheit µC
tastet den Ausgang 35 des Komparators A2 periodisch ab und
aktiviert je nach dem Pegel des Ausgangs 35 des Komparators
A2 die Steuerspannungsquelle 34. Auf diese Weise ergibt sich
automatisch ein pulsweitenmoduliertes PWM-Signal UR, dessen
Tastverhältnis proportional zur Meßspannung ist. Das
Tastverhältnis kann leicht über die Anzahl der ersten
logischen Ausgangspegel (High-Potential, H) pro
Integrationszeit ermittelt werden. Die Genauigkeit der
Wandlung kann durch Verlängerung der Integrationszeit erhöht
werden. Sie dauert Nmax × Periodendauer, wobei Nmax der
maximalen Auflösung des A/D-Umsetzers entspricht. Die
Steuerspannung UR der Steuerspannungsquelle 34 hat eine
Impulsweite tR. Die Steuerspannung UR steht an dem
Ausgangsanschluß 36 zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung
oder kann durch die als Microprozessor oder Microcontroller
ausgebildete Steuereinheit µC weiterverarbeitet werden, in
einem Speicher abgelegt werden oder beispielsweise einer
Anzeige zugeführt werden.
Entsprechend einer vorteilhaften Weiterbildung kann die
Amplitude der von der Steuerspannungsquelle 34 erzeugten
Steuerspannung UR verändert werden, wodurch eine
Meßbereichsumschaltung möglich ist. Bei großen Amplituden
der Steuerspannung UR ergibt sich ein großer Meßbereich der
Meßspannung, während sich bei einer relativ kleinen
Amplitude der Steuerspannung UR ein relativ kleiner
Meßbereich ergibt. Das Meßverfahren kann dann in der Weise
vorgenommen werden, daß anfänglich eine Steuerspannung UR
mit großer Amplitude gewählt wird. Ergibt die Messung eine
relativ kleine Meßspannung, so wird die Amplitude der
Steuerspannung UR beispielsweise um den Faktor 10 verringert
um ein größeres Ausgangssignal zu erhalten. Die Amplitude
des Ausgangssignals UA1 ändert sich in Abhängigkeit von der
zu messenden physikalischen Größe insofern, als ein
kleinerer Druck z. B. eine kleinere Auslenkung der Membran
zur Folge hat. Um den Meßbereich umzuschalten, reicht es
aus, die Steuerspannung UR in ihrer Amplitude zu verändern,
wobei sich das Gleichgewicht an den Eingängen des
Komparators A2 bereits bei einer niedrigeren Spannung UA1
ergibt. Es entsteht dann am Ausgang eine Impulsfolge, deren
Impulsdauer tR genauso groß wie bei einem höheren Druck vor
der Meßbereichumschaltung ist. Da beim Umschalten eines
Meßbereichs nur die Kommastelle, nicht aber der
Anzeigebereich von z. B. 1000 Schritten verändert wird,
könnten mit einer vierstelligen Anzeige, beispielsweise
abwechselnd 10,00 mbar oder 100,0 mbar angezeigt werden.
Fig. 4 erläutert die Arbeitsweise des Abtast- und
Halteglieds 28. Der steuerbare Schalter S des Abtast- und
Halteglieds 28 wird mit einem Tastsignal UT angesteuert,
welches in dem unteren Diagramm in Fig. 4 dargestellt ist.
Das Ausgangssignal UA1 des Differenzverstärkers A1 hat einen
im wesentlichen sinusförmigen Signalverlauf, wobei die
Frequenz durch die Meßfrequenz fM der Erregungsspannung UE
vorgegeben ist. Die Frequenz des in dem oberen Diagramm in
Fig. 4 dargestellten Ausgangssignals UA1 ist deshalb
unabhängig von der an dem Sensor anliegenden Meßgröße
konstant. Durch phasenkohärentes Abtasten des
Ausgangssignals UA1 ergibt sich einerseits eine
Gleichrichtung und andererseits eine Mittelung über mehrere
Perioden des Ausgangssignals UA1 hinweg. Die Abtastung
erfolgt vorzugsweise im Bereich der maximalen Amplitude des
Ausgangssignal UA1, um an den Kondensator C20 eine möglichst
große Meßspannung zu erhalten.
Wesentlich ist, daß die Abtastung des Ausgangssignal UA1
phasenkohärent, d. h. in jeweils gleicher Phasenlage erfolgt.
Die Ansteuerung des steuerbaren Schalters S kann durch die
Steuereinheit µC erfolgen, wenn diese wie im dargestellten
Ausführungsbeispiel gleichzeitig auch die Erregungsspannung
UE erzeugt. Wenn die Erregungsspannung UE durch einen
separaten Frequenzgenerator erzeugt wird, kann das
Tastsignal UT beispielsweise durch Flankentriggerung der
ansteigenden oder abfallenden Flanke des Eingangssignals UE
gewonnen werden, um eine feste Phasenbeziehung zwischen der
Erregungsspannung UE und dem Abtastsignal UT herzustellen.
Fig. 4 verdeutlicht ferner, daß die sinusförmige
Ausgangsspannung UA1 einer Gleichspannung UDC überlagert
ist, die von dem Differenzverstärker A1 erzeugt wird und
temperaturabhängig ist. Es ist notwendig, diese
Gleichspannungskomponente UDC rechnerisch zu kompensieren,
da diese Gleichspannungskomponente UDC sonst zu einer
Verfälschung des Meßergebnisses führen würde. Hierzu wird
der eigentliche Meßzyklus unterbrochen und der steuerbare
Schalter S dauerhaft für mehrere Perioden des
Ausgangssignals UA1 des Differenzverstärkers A1 geschlossen.
Da der Tiefpaß 30 eine gegenüber der Meßfrequenz fM
wesentlich geringere Grenzfrequenz hat, stellt sich an dem
ersten Vergleichseingang 32 des Komparators A2 die
Gleichspannungskomponente UDC als Eingangsspannung ein und
kann mit dem Analog/Digital-Umsetzer 31 in der bereits
beschriebenen Weise erfaßt werden. Die durch Abtasten des
Ausgangssignals UA1 erfaßte Meßspannung ist dann rechnerisch
durch Subtraktion der Gleichspannungskomponente UDC zu
korrigieren.
Von der als Microprozessor bzw. Microcontroller
ausgebildeten Steuereinheit µC können auch weitere Aufgaben
wahrgenommen werden, beispielsweise die Ansteuerung einer
Anzeige, die Korrektur nichtlinearer Kennlinien, die
Korrektur von Temperatureinflüssen auf den Sensor 8 durch
Erfassen der Temperatur des Sensors 8 oder die Kompensation
der Temperaturdrift des Verstärkungsfaktors des
Differenzverstärkers A1. Ferner kann ein Abgleich der Spanne
des Ausgangssignals vorgenommen werden. An die Steuereinheit
µC kann ferner eine Tastatur zur Eingabe von Steuerbefehlen
anschließbar sein. Andere Funktionen der Steuereinheit µC
können die Umrechnung verschiedener Druckeinheiten, die
Berechnung der Strömungsgeschwindigkeit eines strömenden
Mediums in Abhängigkeit von dem an einem Wirkdruckgeber, wie
z. B. einer Meßblende gemessenen Differenzdruck sowie die
Berechnung verschiedener Parameter sein, die von
strömungstechnischer Bedeutung sind.
Ein alternative Ausführungsform des im Zusammenhang mit
Fig. 3 beschriebenen Ausführungsbeispiels der erfindungs
gemäßen Auswerteschaltung ist in Fig. 5 abgebildet. Diese
zeigt eine Verallgemeinerung der Schaltung von Fig. 3, bei
der das Abtast- und Halteglied sowie der A/D-Umsetzer
symbolhaft dargestellt sind. Auf den Tiefpass 30 wurde
verzichtet. Die am Ausgang 27 des Differenzverstärkers A1
auftretende Ausgangsspannung UA1 ist mit dem Abtast- und
Halteglied verbunden. Das Abtast- und Halteglied (für die
Messung höherfrequenter Druckschwankungen wird ein schnelles
Abtast- und Halteglied verwendet) enthält im Eingang und
Ausgang jeweils einen zusätzlichen Verstärker zur
Impedanzanpassung. An das Abtast- und Halteglied schließt
sich der in allgemeiner Form dargestellte A/D-Umsetzer an.
Diese allgemeine Darstellung soll insbesondere auch schnelle
Wandlungsprinzipien beinhaltet, z. B. das der sukzessiven
Approximation. Der Ausgang des A/D-Umsetzer ist mit einem
Eingang der als Microprozessor ausgeführten Steuereinheit µC
verbunden. Der Microprozessor erzeugt die an den
Schwingkreis anliegende Erregerspannung UE. Um
sicherzustellen, daß die Abtastung stets in gleicher
Phasenlage - vorzugsweise im Bereich des Scheitelwerts der
Amplitude - erfolgt, nimmt der Microprozessor automatisch
eine Einstellung der Erregerfrequenz auf die jeweilige
Resonanzfrequenz vor, so daß kein manueller Abgleich
erforderlich ist. Ein solcher Abgleich der Erregerfrequenz
mit der Resonanzfrequenz der Meßbrücke kann z. B. auf Grund
von Bauteiltoleranzen erforderlich sein. Weiter weist der
Microprozessor Ausgänge für Steuerleitungen zum Abtast- und
Halteglied sowie zum A/D-Umsetzer auf. An einem digitalen
Ausgang Q stellt der Microprozessor das Ergebnis der
Druckmessung in Form eines gegebenenfalls intern weiter
aufbereiteten und verarbeiteten digitalen Ausgangssignals
zur Verfügung.
Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen
Auswerteschaltung gegenüber der in Fig. 2 dargestellten
bekannten Ausgestaltung besteht in einer relativ hohen
Empfindlichkeit aufgrund der Schwingkreis-Resonanzmessung
und in einem geringen Leistungsbedarf für die Erregung des
Schwingkreises 20 durch die Erregungsspannung UE. Die für
die Erregung des Schwingkreises 20 benötigte elektrische
Leistung ist so gering, daß die in den Aufnehmern 5A und 5B
dissipierte Leistung und der damit verbundene störende
Einfluß auf die Messung vernachlässigbar ist. Durch die
phasenkohärente Abtastung werden nicht phasenkohärente
Störspannungen unterdrückt.
Der steuerbare Schalter S wird vorzugsweise so angesteuert,
daß eine Abtastung pro Periode des Ausgangssignal UA1
erfolgt. Es ist aber auch möglich, den Schalter mit einer
niedrigeren Tastfrequenz anzusteuern, so daß beispielsweise
nur bei jeder zweiten, dritten oder vierten Periode des
Ausgangssignals UA1 eine Abtastung erfolgt. Allgemein
ausgedrückt ist die Tastfrequenz, mit welcher der steuerbare
Schalter S angesteuert wird, ein ganzzahliger Teiler der
Meßfrequenz fM.
Die Erfindung ist nicht auf das dargestellte
Ausführungsbeispiel beschränkt. Beispielsweise können auch
andere Analog/Digital-Umsetzer mit anderen Arbeitsprinzipien
zum Einsatz kommen. Zur Ermittlung der Temperaturdrift kann
ein zweiter, von dem Signalzweig unabhängiger Schaltungs
zweig vorgesehen werden. Statt eines Sensors 8 mit zwei
induktiven Aufnehmern 5A und 5B kann auch ein Sensor 8 mit
nur einem Aufnehmer eingesetzt werden. Ferner können
kapazitive Aufnehmer oder ein Differentialtransformator in
gleicher Weise zum Einsatz kommen, wobei der Schwingkreis in
der Auswerteschaltung dann durch eine entsprechende Spule zu
ergänzen ist.
1
Membran
2
Scheibe
3
Scheibe
4
Randverbund
5
A,
5
B Aufnehmer
6
ferromagnetischer Abschnitt
7
Anschlußstutzen
8
Sensor
20
Schwingkreis
21
Anschluß des Aufnehmers
5
A
22
Anschluß des Aufnehmers
5
A
23
Anschluß des Aufnehmers
5
B
24
Anschluß des Aufnehmers
5
B
25
Eingang des Differenzverstärkers A
1
26
Eingang des Differenzverstärkers A
1
27
Ausgang des Differenzverstärkers A
1
28
Abtast-Halteglied bestehend aus S und C
20
29
Signalleitung
30
Tiefpaß bestehend aus R
20
und C
21
31
Analog/Digital-Umsetzer
32
Vergleichseingang des Komparators A
2
33
Vergleichseingang des Komparators A
2
34
Steuerspannungsquelle
35
Ausgang des Komparators A
2
36
Ausgangsanschluß
37
Abtast/Halteglied
38
A/D Umsetzer
39
Masse
A1 Differenzverstärker
A2 Komparator
C1 Kondensator
C20 Kondensator
C21 Kondensator
C22 Kondensator
H Ausgangspegel
L Ausgangspegel
S Schalter
fM
A1 Differenzverstärker
A2 Komparator
C1 Kondensator
C20 Kondensator
C21 Kondensator
C22 Kondensator
H Ausgangspegel
L Ausgangspegel
S Schalter
fM
Meßfrequenz
tR
tR
Pulsweite
UA1
UA1
Ausgangssignal
UE
UE
Erregungsspannung
UR
UR
Steuerspannung
UDC
UDC
Gleichspannungskomponente
S steuerbarer Schalter
XL1 Induktivität
XL2 Induktivität
Q digitaler Ausgang
S steuerbarer Schalter
XL1 Induktivität
XL2 Induktivität
Q digitaler Ausgang
Claims (21)
1. Auswerteschaltung für einen Sensor (8) mit mindestens einem induktiven oder
kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B), dessen Induktivität (XL1, XL2) bzw. Kapazität
sich in Abhängigkeit von der zu messenden physikalischen Größe (p2 - p1)
verändert, mit
einem Schwingkreis (20), der durch den induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) oder die induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und zumindest einen Kondensator (C1) bzw. eine Spule gebildet ist und in welchen eine Erregungsspannung (UE) einkoppelbar ist, sowie
mit einem Abtast- und Halteglied (28, 37),
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Auswerteschaltung eine Meßbrücke gebildet ist und der mindestens eine induktive oder kapazitive Aufnehmer (5A, 5B) Teil dieser Meßbrücke ist,
daß die Erregungsspannung (UE) mit einer Meßfrequenz, die im wesentlichen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises (20) entspricht, als Eingangsspannung der Meßbrücke in den Schwingkreis (20) eingekoppelt ist, und
daß das Abtast- und Halteglied (28, 37) so angesteuert ist, dass es das Schwingungssignal des Schwingkreises (20) phasenkohärent zu der Erregungsspannung (UE) abtastet.
einem Schwingkreis (20), der durch den induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) oder die induktiven bzw. kapazitiven Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und zumindest einen Kondensator (C1) bzw. eine Spule gebildet ist und in welchen eine Erregungsspannung (UE) einkoppelbar ist, sowie
mit einem Abtast- und Halteglied (28, 37),
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Auswerteschaltung eine Meßbrücke gebildet ist und der mindestens eine induktive oder kapazitive Aufnehmer (5A, 5B) Teil dieser Meßbrücke ist,
daß die Erregungsspannung (UE) mit einer Meßfrequenz, die im wesentlichen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises (20) entspricht, als Eingangsspannung der Meßbrücke in den Schwingkreis (20) eingekoppelt ist, und
daß das Abtast- und Halteglied (28, 37) so angesteuert ist, dass es das Schwingungssignal des Schwingkreises (20) phasenkohärent zu der Erregungsspannung (UE) abtastet.
2. Auswerteschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Sensors (8) zwei von der zu messenden physikalischen
Größe (p2 - p1) gegensinnig beaufschlagte induktive oder
kapazitive Aufnehmer (5A, 5B) aufweist, die in dem
Schwingkreis (20) seriell angeordnet sind.
3. Auswerteschaltung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster Pol (UE1) der Erregungsspannung (UE) mit den
verbundenen Anschlüssen (22, 23) der seriell angeordneten
Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8) und ein zweiter Pol (UE2)
der Erregungsspannung (UE) jeweils mit den freien
Anschlüssen (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B) des Sensors (8)
über Speisewiderstände (R1, R2) verbunden sind.
4. Auswerteschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Kondensator (C1) bzw. die Spule des Schwingkreises
(20) die freien Anschlüsse (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B)
des Sensors (8) miteinander verbindet.
5. Auswerteschaltung nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Eingänge (25, 26) eines Differenzverstärkers (A1)
mit den freien Anschlüssen (21, 24) der Aufnehmer (5A, 5B)
des Sensors (8) und dessen Ausgang (27) mit dem Abtast- und
Halteglied (28, 37) verbunden sind.
6. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Abtast- und Halteglied (28) aus einem steuerbaren
Schalter (S), insbesondere einen Feldeffekt-Transistor, und
einem nachgeschalteten Ladekondensator (C20) besteht.
7. Auswerteschaltung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß zur Erfassung einer dem Schwingungssignal unterlagerten,
temperaturabhängigen Gleichspannung (UDC) der Schalter (S)
über mehrere Perioden des Schwingungssignal schließbar ist.
8. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Abtast- und Halteglied (28, 37) das Schwingungs
signal zur Erfassung der Amplitude mit einer Tastfrequenz
abtastet, welche ein ganzzahliger Teiler der Meßfrequenz
ist.
9. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Abtast- und Halteglied (37) Mittel zur Impedanz
anpassung aufweist.
10. Auswerteschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß im Eingang und Ausgang des Abtast- und Haltegliedes (37)
jeweils ein zusätzlicher Verstärker zur Impedanzanpassung
vorgesehen ist.
11. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß dem Abtast- und Halteglied (28, 37) ein Tiefpaß (30)
nachgeschaltet ist, dessen Grenzfrequenz wesentlich
niedriger als die Meßfrequenz ist.
12. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
gekennzeichnet durch,
einen Analog/Digital-Umsetzer (31, 38), der das von dem
Abtast- und Halteglied (28, 37) abgetastete Schwingungs
signal in ein digitales Signal wandelt.
13. Auswerteschaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Analog/Digital-Umsetzer (31) einen Komparator (A2) aufweist, dessen erster Vergleichseingang (32) dem Abtast- und Halteglied (28) nachgeschaltet ist und dessen zweiter Vergleichseingang (33) mit einem Ladekondensator (C22) und einer Steuerspannungsquelle (34) verbunden ist, die eine pulsweitenmodulierte Steuerspannung (UR) liefert, wobei der Komparator (A2) an einem Ausgang (35) einen ersten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) größer als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und der Komparator (A2) an dem Ausgang (35) einen zweiten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) kleiner als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und
daß eine mit dem Ausgang (35) des Komparators (A2) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist, die die Steuerspannungsquelle (34) so ansteuert, daß die Pulsweite (tR) der Steuerspannung (UR) der Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) proportional ist.
daß der Analog/Digital-Umsetzer (31) einen Komparator (A2) aufweist, dessen erster Vergleichseingang (32) dem Abtast- und Halteglied (28) nachgeschaltet ist und dessen zweiter Vergleichseingang (33) mit einem Ladekondensator (C22) und einer Steuerspannungsquelle (34) verbunden ist, die eine pulsweitenmodulierte Steuerspannung (UR) liefert, wobei der Komparator (A2) an einem Ausgang (35) einen ersten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) größer als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und der Komparator (A2) an dem Ausgang (35) einen zweiten Ausgangspegel erzeugt, wenn die Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) kleiner als die Spannung an dem zweiten Vergleichseingang (33) ist, und
daß eine mit dem Ausgang (35) des Komparators (A2) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist, die die Steuerspannungsquelle (34) so ansteuert, daß die Pulsweite (tR) der Steuerspannung (UR) der Spannung an dem ersten Vergleichseingang (32) proportional ist.
14. Auswerteschaltung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation arbeitet,
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) mit einer Steuer spannungsquelle (34) verbunden ist, und
daß eine mit dem Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers (38) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist.
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation arbeitet,
daß der Analog-Digital-Umsetzer (38) mit einer Steuer spannungsquelle (34) verbunden ist, und
daß eine mit dem Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers (38) verbundene Steuereinheit (µC) vorgesehen ist.
15. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 13 oder 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuereinheit (µC) durch einen Mikroprozessor oder
einen Mikrocontroller gebildet sind.
16. Auswerteschaltung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Erregungsspannung (UE) des Schwingkreises (20) von
dem Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller oder von einem
separaten Frequenzgenerator erzeugt wird.
17. Auswerteschaltung nach Anspruch 16,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Microprozessor die Einstellung der Erregerfrequenz
der Erregerspannung (UE) auf die jeweilige Resonanzfrequenz
des Schwingkreises (20) automatisch vornimmt, so daß die
Abtastung des Schwingungssignals des Schwingkreises (20) mit
Hilfe des Abtast- und Haltegliedes (28, 37) stets in
gleicher Phasenlage erfolgt.
18. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 17,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller ein Tastsignal
(UT) zur Ansteuerung des Abtast- und Haltegliedes (28, 37)
erzeugt.
19. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 18,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller die
Steuerspannungsquelle (34) beinhaltet.
20. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 19,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller eine Korrektur
des durch die Auswerteschaltung ermittelten Meßwerts
aufgrund einer Temperaturdrift von Bauelementen der
Auswerteschaltung und/oder aufgrund von nichtlinearen
Kennlinien des Sensors und/oder der Auswerteschaltung
und/oder aufgrund einer Temperaturdrift des Sensors (8)
vornimmt.
21. Auswerteschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 20,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuerspannungsquelle (34) die Amplitude der
Steuerspannung (UT) bei einer Umschaltung des Meßbereichs
verändert.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE10018650A DE10018650C2 (de) | 1999-05-07 | 2000-04-14 | Auswerteschaltung für einen Sensor |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19921502 | 1999-05-07 | ||
DE19935850 | 1999-07-29 | ||
DE10018650A DE10018650C2 (de) | 1999-05-07 | 2000-04-14 | Auswerteschaltung für einen Sensor |
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---|---|
DE10018650A1 DE10018650A1 (de) | 2000-12-21 |
DE10018650C2 true DE10018650C2 (de) | 2002-05-16 |
Family
ID=26053302
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE10018650A Expired - Lifetime DE10018650C2 (de) | 1999-05-07 | 2000-04-14 | Auswerteschaltung für einen Sensor |
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Country | Link |
---|---|
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