JP7579040B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来から、モータのロータの回転角を検出するために磁気感応素子（たとえば、磁気抵抗効果素子）を採用し、モータを適切に制御するモータ制御装置が知られている。かかるモータ制御装置では、磁気感応素子がステータのコイルを流れる電流に起因して発生する外乱磁束の影響を受け、磁気感応素子により生成される電気信号の位相が理想的な電気信号の位相に対してずれることにより、検出されるロータの回転角と実際の回転角との間に誤差が生じる恐れがある。そのため、モータ制御装置は、ロータの回転角を如何に正確に検出するかが課題となる。

その課題に対応するため、たとえば、特許文献１は、モータの回転角をより適切に検出することを目的とした回転角検出装置を開示する。この回転角検出装置は、磁気抵抗効果素子であるＭＲセンサ（Magneto Resistive Sensor）を用いてモータの出力軸に取り付けられた磁石の磁界の変化に基づきモータ駆動を制御すると共に、コイル等に流れる電流による外乱磁束に起因する誤差角度を補正角度として演算し、当該補正角度を、ＭＲセンサを通じて検出される回転角から減算することにより回転角を補正する。

特開２０１７－１４３６０３号公報

本発明は、外乱磁束に起因する回転角の演算精度の低下を抑制し、モータの回転角をより適切に検出し制御することができるモータ制御装置を提供するものである。

上記課題を解決するために、三相交流電流が流れるコイルが巻回されたステータと、ステータの内部に設けられたロータとを有するモータにおけるロータの回転角を検出し、モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、ロータを貫通する出力軸の端部に取り付けられた回転角検出用磁石と、回転角検出用磁石に対向して設けられ、回転角検出用磁石の回転に伴う磁界の変化を検出し、電気信号を出力する磁気センサと、磁気センサと電気的に接続されている基板に取り付けられ、ロータの回転を制御する制御部と、を備え、制御部は、磁気センサが出力した電気信号に基づき回転角検出用磁石の回転角をロータの回転角として演算し、演算された回転角に応じてコイルへの給電を制御する場合において、式（１）により算出される相電流磁場補正量（θc1）により演算された回転角を補正して制御し、さらに、制御部は、基板上の回路を流れる直流電流による外乱磁束に起因する誤差角度として式（２）により算出される電源電流磁場補正量（θc2）により演算された回転角を補正して制御するモータ制御装置が提供される。
θc1＝Ａsin（Ｎ１＊θαβ_me＋Ｂ）＋Ｃsin（Ｎ２＊θαβ_me＋Ｄ） …式（１）
なお、Ｎ１およびＮ２は、三相交流電流による外乱磁束に起因する誤差角度の主成分次数、
ＡおよびＣは、次数Ｎ１および次数Ｎ２における誤差振幅、
ＢおよびＤは、次数Ｎ１および次数Ｎ２における初期位相ずれ角度、
θαβ_meは、コイルに流れる三相の電流値をαβ変換して得られる二相の電流に基づき演算した位相角を機械角に変換した角度である。
θc2＝Ｅsin（θmr＋Ｆ） …（２）
なお、Ｅは、１次における誤差振幅、
Ｆは、１次における初期位相ずれ角度、
θmrは、前記磁気センサが出力した電気信号に基づき演算した前記ロータの回転角である。
これによれば、コイルに流れる三相の電流値をαβ変換して得られる二相の電流に基づき演算した位相角に基づいて式（１）により相電流磁場補正量を算出し、回転角を補正して制御することで、外乱磁束に起因する回転角の演算精度の低下を抑制し、モータの回転角をより適切に検出し制御することができるモータ制御装置を提供することができる。また、基板上の回路を流れる直流電流による外乱磁束に起因する誤差角度として算出される電源電流磁場補正量を考慮して回転角を補正することで、モータの回転角をより適切に検出することができる。

さらに、制御部は、式（１）におけるＢおよびＤを式（３）により算出することを特徴としてもよい。なお、
Ｂ＝ｂ＋Δθ、Ｄ＝ｄ－Δθ …式（３）
なお、Δθは、出力軸に取付けられた回転角検出用磁石の磁極方向とロータの磁極方向との取付け誤差角、
ｂおよびｄは、次数Ｎ１および次数Ｎ２におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。
これによれば、回転角検出用磁石の磁極方向とロータの磁極方向との取付け誤差角を考慮して相電流磁場補正量を算出し回転角を補正することで、モータの回転角をより適切に検出することができる。

さらに、制御部は、式（２）におけるＦを式（４）により算出することを特徴としてもよい。なお、
Ｆ＝ｆ－Δθ …式（４）
なお、Δθは、出力軸に取付けられた回転角検出用磁石の磁極方向とロータの磁極方向との取付け誤差角、
ｆは、１次におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。
これによれば、回転角検出用磁石の磁極方向とロータの磁極方向との取付け誤差角を考慮して電源電流磁場補正量を算出し回転角を補正することで、モータの回転角をより適切に検出することができる。

以上説明したように、本発明によれば、外乱磁束に起因する回転角の演算精度の低下を抑制し、モータの回転角をより適切に検出し制御することができるモータ制御装置を提供することができる。

本発明に係る第一実施例のモータ制御装置の機能ブロック図。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置の断面図。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置における磁気センサと回転角検出用磁石の構成を示す斜視図。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置の補正角度演算方法（相電流磁場補正）を示すフローチャート。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置において基板上の回路を流れる直流電流による外乱磁束を説明するための説明図。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置の補正角度演算方法（電源電流磁場補正）を示すフローチャート。 本発明に係る第一実施例の変形例のモータ制御装置における回転角検出用磁石の磁極方向とロータの磁極方向との取付け誤差角を説明するための説明図。 本発明に係る第一実施例の変形例のモータ制御装置の機能ブロック図。 本発明に係る第二実施例のモータ制御装置の補正角度演算方法（相電流磁場補正）を示すフローチャート。 本発明に係る第一実施例のモータ制御装置の補正角度演算方法（電源電流磁場補正）を示すフローチャート。

以下では、図面を参照し、各実施例について説明する。
＜第一実施例＞
図１乃至図６を参照し、本実施例におけるモータ制御装置１００を説明する。モータ制御装置１００は、三相電動モータＭを駆動制御する装置であり、三相電動モータＭの出力軸Ｍ４の端部に取り付けられた回転角検出用磁石４０と、回転角検出用磁石４０に対向して設けられた基板９０と、を備える。

三相電動モータＭ（以下、モータＭ）は、三相ブラシレスモータである。モータＭは、円筒状のケースＭ５、ケースＭ５の内周面に取り付けられたステータＭ１、ステータＭ１のコアに巻回され三相交流電流が流れるステータコイルＭ２、ステータＭ１の内部に設けられたロータＭ３、ロータＭ３を貫通する出力軸Ｍ４を有している（図２）。出力軸Ｍ４は、２つの軸受を介してケースＭ５に対して回転可能に支持され、２つの端部はそれぞれケースＭ５を貫通している。ロータＭ３は、出力軸Ｍ４の外周面に固定された円筒状の永久磁石を有している。この永久磁石は、その円周方向に沿って極性の異なる複数の磁極（Ｎ極、Ｓ極）が交互に着磁された多極磁石であり、たとえば本実施例の永久磁石は４組の磁極（４極対、８極）を有している。

回転角検出用磁石４０は、ロータＭ３を貫通する出力軸Ｍ４の基板９０側の端部に取り付けられている。回転角検出用磁石４０は、円柱形を有し、半円柱の一方がＮ極、他方がＳ極となるように着磁されている。基板９０は、回転角検出用磁石４０に対向して設けられ、磁気センサ３０と制御部１０を備える。磁気センサ３０は、回転角検出用磁石４０に対向して出力軸Ｍ４軸線上に設けられ、回転角検出用磁石４０の回転に伴う磁界の変化を検出し、電気信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）を出力する。磁気センサ３０は、ＭＲセンサ（磁気抵抗効果センサ）である。磁気センサ３０は、回転角検出用磁石４０の磁界（磁極方向）をロータＭ３の磁界（磁極方向）の代用として検出する。

半径方向にＮ極およびＳ極が着磁された２極磁石である回転角検出用磁石４０は、図３に示すように、Ｎ極から出て、Ｓ極に入る磁界（一点鎖線）を形成する。磁気センサ３０は基板９０に固定され、回転角検出用磁石４０は出力軸Ｍ４の先端に固定されているので、モータＭが稼働し出力軸Ｍ４が回転すると、回転角検出用磁石４０の磁場は磁気センサ３０に対して回転し、磁束の密度や方向において変化を生じさせる。すなわち、永久磁石である回転角検出用磁石４０による磁界が、出力軸Ｍ４が回転することによって回転することになる。そうすると、磁気センサ３０は、磁束が横切ることで磁界の変化を検知する。なお、本図に示す磁場／磁界は、一部を模式的に示したものである。

回転角検出用磁石４０によって磁気センサ３０にはＮ極からＳ極へ向かう点線矢印Ｄ１で示される方向の磁界が付与されている。たとえば出力軸Ｍ４が回転方向へ回転角θだけ回転したとき、回転角検出用磁石４０も磁極方向も点線矢印Ｄ２で示される方向へ回転角θだけ回転する。これにより、磁気センサ３０に付与される磁界の向きが点線矢印Ｄ１で示される方向から軸線を中心として回転角θだけ回転した点線矢印Ｄ２で示される方向に変化する。このように、磁気センサ３０に付与される磁界の方向は出力軸Ｍ４の回転角θに応じて変化する。

磁気センサ３０は、それぞれ４つの磁気抵抗素子から構成される２つのブリッジ回路を備える。それぞれ４つの磁気抵抗素子は、ホイートストンブリッジを構成するように接続されている。磁気抵抗素子は、磁場が作用していない場合には、同じ抵抗値を示す。磁気抵抗素子は、磁界の変化に応じて電気抵抗が変化するので磁界の変化があるとそれに応じて電圧を変化させて出力する。２つのブリッジ回路の間では、全体として磁気抵抗素子の磁極方向が全体として９０度ずれるように配置されており、磁気の検出方向が９０度異なっている。そうすると、２つのブリッジ回路が出力する電圧の波形は、互いに９０度位相の異なるＳｉｎ波形とＣｏｓ波形となる。また、それぞれのブリッジ回路の出力は、それぞれにおける２つの磁気抵抗素子の中点電位の電圧である。したがって、磁気センサ３０は、回転角検出用磁石４０から付与される磁界の向き（回転角θ）に応じて、Ｓｉｎ波形によるＳｉｎ信号（Ｓ１）と－Ｓｉｎ信号（Ｓ２）、およびＣｏｓ波形によるＣｏｓ信号（Ｓ３）と－Ｃｏｓ信号（Ｓ４）の４つの電気信号を出力する。これらの電気信号は、制御部１０に入力される。

制御部１０は、磁気センサ３０と電気的に接続されている基板９０に取り付けられ、インバータ（モータ駆動回路）２０とマイクロプロセッサを備えている。インバータ２０は、三相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のステータコイルＭ２に接続されている。インバータ２０は、２つの電界効果型トランジスタなどのスイッチング素子が直列に接続されたアームが３つ並列接続されている。各スイッチング素子がマイクロプロセッサにより生成されるデューティ比を規定するスイッチング指令Ｓｃに基づいてスイッチングすることにより、バッテリなどの直流電源から供給される直流電流が三相の交流電流に変換される。インバータ２０は、バスバーを介してモータＭの各相のステータコイルに接続されている。当該交流電力は、バスバーを介してステータコイルＭ２に供給される。

マイクロプロセッサは、外部から供給される目標トルクＴ*に対応する電流指令値を演算し、磁気センサ３０を通じて検出されるロータＭ３の回転角などに基づきフィードバック制御を行い、スイッチング指令Ｓｃを生成し、ロータＭ３の回転を制御する。インバータ２０を通じてスイッチング指令Ｓｃに応じた電流がモータＭに供給されることにより、モータＭは目標トルクＴ*に応じた回転力を発生する。マイクロプロセッサの機能についてより詳細に説明する。

マイクロプロセッサは、図１に示すように、電流指令値演算部１１、電流フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御部１２、２相／３相変換部１３、ＰＷＭ変換部１４、３相／２相変換部１５、補正角度演算部１６、回転角度演算部１７、および減算器１８を備える。

回転角度演算部１７は、磁気センサ３０が出力した４つの電気信号に基づきロータＭ３の回転角θを演算する。回転角度演算部１７は、磁気センサ３０が出力した電気信号Ｓ１～Ｓ４を、それぞれ所定のサンプリング周期で取り込む。回転角度演算部１７は、たとえば電気信号Ｓ１と電気信号Ｓ２との差分、および電気信号Ｓ３と電気信号Ｓ４との差分をそれぞれ演算し、これら２つの差分値に基づき逆正接値（ａｒｃｔａｎ）を演算することによりロータＭ３の回転角θを検出する。

３相／２相変換部１５は、インバータ２０とモータＭとの間の給電経路に設けられたシャント抵抗を介して、ステータコイルＭ２に供給される実際の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。３相／２相変換部１５は、ロータＭ３の回転角θを使用して３相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを２相のベクトル成分に変換する。すなわち、３相／２相変換部１５は、Ｕ相軸とα軸を一致させた固定座標のα／β座標系におけるα軸電流値Ｉαとβ軸電流値Ｉβ、および、α軸電流値Ｉαとβ軸電流値ＩβからモータＭの回転角θに従う回転座標のｄ／ｑ座標系におけるｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑに変換する。α軸電流値Ｉαとβ軸電流値Ｉβは、α／β座標系におけるモータＭへ供給される実際の電流値である。また、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑは、ｄ／ｑ座標系におけるモータＭへ供給される実際の電流値である。

電流指令値演算部１１は、外部から与えられる目標トルクＴ*に基づきｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ*を演算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ*は、ｄ／ｑ座標系におけるモータＭへ供給する電流の目標値に対応する。

電流Ｆ／Ｂ制御部１２は、電流指令値演算部１１により生成されるｄ軸電流指令値Ｉｄ*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、３相／２相変換部１５により生成されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑをそれぞれ入力される。電流Ｆ／Ｂ制御部１２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*からｄ軸電流値Ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差を求めるとともに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*からｑ軸電流値Ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差を求める。電流Ｆ／Ｂ制御部１２は、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ*に追従させるべくｄ軸電流偏差に基づく電流フィードバック制御を実行することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ*を生成する。また、電流Ｆ／Ｂ制御部１２は、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ*に追従させるべくｑ軸電流偏差に基づく電流フィードバック制御を実行することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を生成する。

２相／３相変換部１３は、電流Ｆ／Ｂ制御部１２により生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を入力される。２相／３相変換部１３は、ロータＭ３の回転角θを使用してｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を３相座標系における３相各相の電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に変換する。

ＰＷＭ変換部１４は、２相／３相変換部１３により生成される３相各相の電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を取り込む。ＰＷＭ変換部１４は、３相各相の電圧指令値Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に対応する３相各相のデューティ指令値を生成し、このデューティ指令値に基づきインバータ２０の各スイッチング素子に対するスイッチング指令Ｓｃを生成する。スイッチング指令Ｓｃに応じてインバータ２０がスイッチングすることにより、モータＭに目標トルクＴ*を発生させるために必要とされる３相の交流電流がステータコイルＭ２に供給される。

マイクロプロセッサは、モータ制御装置１００において利用している磁気センサ３０（ＭＲセンサ）が近傍の構成要素により発生する漏れ磁束の影響を受けるおそれがあるため、その影響を抑制することを目的として補正角度演算部１６と減算器１８を備える。漏れ磁束を発生させるおそれがある構成要素は、たとえば、インバータ２０からステータコイルＭ２に三相の交流電流が流れるバスバーやステータコイルＭ２、基板９０に配され直流電流が流れる回路やバッテリから電源が供給されるパワーラインなどである。これらの構成要素から発生する漏れ磁束は、外乱磁束として磁気センサ３０に印加される。また、これらの構成要素から発生する磁束が回転角検出用磁石４０から発生する磁束に干渉することによって回転角検出用磁石４０の磁界が歪められ、磁気センサ３０を通じて検出されるロータＭ３の回転角と実際の回転角との間に誤差が生じるおそれがある。

補正角度演算部１６は、３相／２相変換部１５により生成されるα軸電流値Ｉα、β軸電流値Ｉβ、ｑ軸電流値Ｉｑ、回転角度演算部１７により演算される補正前の回転角θ、および電源電流値Ｉｐをそれぞれ入力され、生じ得る誤差を補正する角度として相電流磁場補正量θc1を演算する。なお、出力軸Ｍ４が１回転する間に、磁気センサ３０では１周期分の電気信号（Ｓ１～Ｓ４）が生成される。一方、ステータコイルＭ２には、出力軸Ｍ４の１回転あたりロータＭ３の永久磁石の極対数個の正弦波の電圧が印加されるため、出力軸Ｍ４の１回転あたりロータＭ３の永久磁石の極対数個の正弦波の電流が流れる。したがって、本実施例の場合極対数が４であるとすると出力軸Ｍ４の１／４の電気角となり、外乱磁束は、出力軸Ｍ４の１回転に対して４回回転することになる。

外乱磁束に起因する誤差角度は、所定の理論式に基づく正弦関数を使用して近似的に表すことができる。このことを利用して、補正角度演算部１６は、三相電流による外乱磁束に起因する誤差角度を、磁気センサ３０を通じて検出される回転角θに対する補正角度として演算する。補正角度は、相電流磁場補正量θc1として式（１）により演算する。

θc1＝Ａsin（Ｎ１＊θαβ_me＋Ｂ）＋Ｃsin（Ｎ２＊θαβ_me＋Ｄ） …式（１）

なお、Ｎ１およびＮ２は、三相交流電流による外乱磁束に起因する誤差角度の主成分の次数である。主成分とは、他の周波数成分の振幅に対して、その次数における振幅が大きなものをいう。次数Ｎ１および次数Ｎ２は、モータＭの構造に起因して一義的に決まる定数である。次数Ｎ１および次数Ｎ２は、回転角検出用磁石４０から発生する磁束とバスバーなどから発生する磁束（外乱磁束）との合成ベクトルに基づき所定の理論式を使用することにより求められる。ロータＭ３の永久磁石が４極対である場合、次数Ｎ１は「３」、次数Ｎ２は「５」となる。３次の周波数成分および５次の周波数成分の影響が回転角θの誤差として現れる。本例では、式（１）において、右辺第１項は角度誤差の３次の周波数成分を、右辺第２項は角度誤差の５次の周波数成分を表している。

Ａは次数Ｎ１における誤差振幅、Ｃは次数Ｎ２における誤差振幅である。これら誤差振幅Ａ、Ｃは、モータＭに供給される電流の大きさによって決まる変数である。Ｂは次数Ｎ１における初期位相ずれ角度、Ｄは次数Ｎ２における初期位相ずれ角度である。初期位相ずれ角度とは、正弦波で表される角度誤差のＮ１次成分およびＮ２次成分の基準波形に対する位相のずれ量である。初期位相ずれ角度は、モータＭの構造に起因して一義的に決まる定数であって、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている。なお、本明細書では、回転角検出用磁石４０による磁界の方向変化に応じて磁気センサ３０により生成される電気信号（たとえば、ｓｉｎ信号）の波形を基準波形とする。

θαβ_meは、ステータコイルＭ２に流れる三相の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相変換部１５によりαβ変換して得られる二相の電流すなわちα軸電流値Ｉαとβ軸電流値Ｉβに基づき演算した位相角（電気角）を機械角に変換した角度である。すなわち、ロータＭ３の永久磁石が４極対である場合、α軸電流値Ｉαとβ軸電流値Ｉβに基づき演算した位相角の４倍の角度である。

なお、モータ制御装置１００が車両の電動パワーステアリング装置に使用される場合、アシスト方向によって３相通電パターンが変わる。モータＭをベクトル制御する場合、発生するモータトルクはｑ軸電流値Ｉｑに比例し、モータトルクの方向はｑ軸電流の符号（正、負）に関係するため、補正角度演算部１６は、ｑ軸電流値Ｉｑの符号に応じて補正量を変えることが好ましい。すなわち、ｑ軸電流値Ｉｑが正（またはゼロ）の場合はθαβ（電気角）をＡｔａｎ（Ｉα／Ｉβ）、ｑ軸電流値Ｉｑが負の場合にはθαβ（電気角）をＡｔａｎ（Ｉα／－Ｉβ）、のように演算することで通電パターンが切替わったとしても適切な補正量を演算する。

減算器１８は、回転角度演算部１７により演算される補正前の回転角θから補正角度演算部１６により補正角度として演算される相電流磁場補正量θc1を減算することにより、最終的な回転角θ（補正後）を演算する。相電流磁場補正量θc1は、外乱磁束に起因する誤差でもあるため、磁気センサ３０を通じて検出される回転角θから補正角度として相電流磁場補正量θc1を減算することにより、検出される回転角θに含まれる角度誤差が除去される。

図４のフローチャートを参照し、制御部１０における相電流磁場補正量の演算方法を説明する。なお、フローチャートにおけるＳはステップを意味する。補正角度演算部１６は、Ｓ１００において、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている初期位相Ｂ、Ｄを読み出す。

３相／２相変換部１５は、Ｓ１０２において、３相電流からαβ電流すなわちα軸電流値Ｉα、β軸電流値Ｉβ、その合成電流値Ｉαβを算出する。補正角度演算部１６は、Ｓ１０４において、合成電流値Ｉαβの大きさから次数Ｎ１における誤差振幅のＡと、次数Ｎ２における誤差振幅のＣを演算する。補正角度演算部１６は、Ｓ１０６において、αβ電流から、αβ電流及びｑ軸電流値Ｉｑの符号から電流位相を演算する。補正角度演算部１６は、Ｓ１０８において、回転角度演算部１７が出力した回転角θ（補正前）と電流位相からθαβ_meを演算する。補正角度演算部１６は、Ｓ１１０において、式（１）により補正角度としての相電流磁場補正量θc1を演算する。減算器１８は、Ｓ１１２において、補正前の回転角θから相電流磁場補正量θc1を減算し、最終的な回転角θ（補正後）を演算する。

このように、制御部１０は、磁気センサ３０が出力した電気信号に基づき回転角検出用磁石４０の回転角θをロータＭ３の回転角として演算し、演算された回転角に応じてステータコイルＭ２への給電を制御する場合において、式（１）により算出される相電流磁場補正量（θc1）により演算された回転角を補正して制御する。これによれば、ステータコイルＭ２に流れる三相の電流値をαβ変換して得られる二相の電流（Ｉα、Ｉβ）に基づき演算した位相角に基づいて式（１）により相電流磁場補正量を算出し、回転角θを補正して制御することで、外乱磁束に起因する回転角の演算精度の低下を抑制し、モータＭの回転角をより適切に検出し制御することができるモータ制御装置１００を提供することができる。

以上では、漏れ磁束を発生させるおそれがある構成要素の内、三相の交流電流が流れるバスバーやステータコイルＭ２などから発生する漏れ磁束が外乱磁束となる場合を説明した。以下では、漏れ磁束を発生させるおそれがある構成要素の内、基板９０に配され直流電流が流れる回路などから発生する漏れ磁束が、外乱磁束として磁気センサ３０に印加される場合を説明する。

図５に示すように、モータ制御装置１００が電動パワーステアリング装置として車両に搭載される場合、省スペースのために、磁気センサ３０と制御部１０は同一基板９０上に配置され、互いに電気的に接続されていることがある。基板９０に設けられた配線には、外部のバッテリからインバータ２０へ直流電流（電源電流）が流れており、近傍の磁気センサ３０に対して外乱磁束を与える場合がある。この場合、制御部１０は、相電流磁場補正量（θc1）に加えて、式（２）により算出される電源電流磁場補正量（θc2）により回転角θを補正して制御することが好ましい。

θc2＝Ｅsin（θmr＋Ｆ） …（２）

なお、Ｅは１次（直流）における誤差振幅である。この誤差振幅Ｅは、電源電流値Ｉｐの大きさによって決まる変数である。電源電流値Ｉｐと誤差振幅Ｅの関係は、予め把握され、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている。Ｆは１次における初期位相ずれ角度である。初期位相ずれ角度とは、正弦波で表される角度誤差の１次成分（直流成分）の基準波形に対する位相のずれ量である。初期位相ずれ角度は、モータＭの構造に起因して一義的に決まる定数であって、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている。

θmrは、磁気センサ３０が出力した電気信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）に基づき回転角度演算部１７が演算したロータＭ３の回転角θである。このように、補正角度演算部１６は、回転角度演算部１７により演算される補正前の回転角θ、および電源電流値Ｉｐをそれぞれ入力され、生じ得る誤差を補正する角度として電源電流磁場補正量（θc2）を演算する。

図６のフローチャートを参照し、制御部１０における電源電流磁場補正量θc2の演算方法を説明する。補正角度演算部１６は、Ｓ２００において、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている初期位相ずれ角度Ｆを読み出す。補正角度演算部１６は、Ｓ２０２において、電源電流値Ｉｐからメモリを参照して誤差振幅Ｅを算出する。補正角度演算部１６は、Ｓ２０４において、回転角度演算部１７により演算される補正前の回転角θ得て式（２）により補正角度としての電源電流磁場補正量θc2を演算する。減算器１８は、Ｓ２０６において、補正前の回転角θから電源電流磁場補正量θc2を減算し、最終的な回転角θ（補正後）を演算する。

このように、基板上の回路などを流れる直流電流による外乱磁束に起因する誤差角度として算出される電源電流磁場補正量θc2を考慮して回転角θを補正することで、モータＭの回転角をより適切に検出することができる。

＜第一実施例の変形例＞
図７乃至図１０を参照し、本実施例におけるモータ制御装置１００を説明する。モータ制御装置１００は、モータＭを駆動制御する装置であり、上記実施例と同じ構成を備える。回転角検出用磁石４０は、モータＭの出力軸Ｍ４の端部に取り付けられているが、図７に示すように、製造過程において回転角検出用磁石４０の磁極方向とロータＭ３の磁極方向とが一致せず、取付け誤差角Δθが生ずる場合がある。そうすると、ロータＭ３の実際の回転角がθrotorであったとしても、磁気センサ３０は、本図の場合は取付け誤差角Δθが加算されたθSensorMagとして検出する。取付け誤差角Δθは、逆に減算される場合もある。このように、出力軸Ｍ４に取付けられた回転角検出用磁石４０の磁極方向とロータＭ３の磁極方向との間に取付け誤差角Δθがゼロでない場合は、磁気センサ３０はモータＭの回転角θを正確に検出することができないため補正して制御する必要が生ずる。なお、取付け誤差角Δθは、モータ制御装置毎に検査し、自身のメモリ（図示せず）に記憶される。

補正角度演算部１６は、式（１）におけるＢおよびＤを式（３）により算出することにより、取付け誤差角Δθを考慮して相電流磁場補正量θc1を演算することが好ましい。なお、ｂおよびｄは、次数Ｎ１および次数Ｎ２におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。

Ｂ＝ｂ＋Δθ、Ｄ＝ｄ－Δθ …式（３）

誤差成分位相ずれ角度は、出荷前に確認することにより取得する。たとえば、誤差成分位相ずれ角度は、ロータＭ３が基準角度（たとえば、ゼロ度）に位置するように制御した場合に磁気センサ３０が出力した回転角θにより取得される。取得した誤差成分位相ずれ角度は、制御部１０の記憶装置に記憶され、補正角度演算部１６が式（１）により相電流磁場補正量θc1を演算する際に組み入れられる。

このように、回転角検出用磁石４０の磁極方向とロータＭ３の磁極方向との取付け誤差角Δθを考慮して相電流磁場補正量θc1を算出し、回転角θを補正することで、モータＭの回転角θをより適切に検出することができる。

また、補正角度演算部１６は、式（２）におけるＦを式（４）により算出することにより、取付け誤差角Δθを考慮して電源電流磁場補正量θc2を演算することが好ましい。なお、ｆは、１次（直流）におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。

Ｆ＝ｆ－Δθ …式（４）

このように、回転角検出用磁石４０の磁極方向とロータＭ３の磁極方向との取付け誤差角Δθを考慮して電源電流磁場補正量θc2を算出し回転角を補正することで、モータＭの回転角θをより適切に検出することができる。この方法を用いることによって、センサマグネットの取付け角度誤差を電気的・ソフト的に補正することができるので、機械的に補正（例えば、センサマグネットの取付けをやり直す）することに比較して、補正作業が効率的に実施できる。

なお、外乱磁束を考慮した相電流磁場補正量θc1および電源電流磁場補正量θc2による補正と、取付け誤差角Δθを考慮した補正とは、図８に示すように、組み合わせて補正することができる。本図（Ａ）では、最初に取付け誤差角Δθを考慮した補正を行い、次に外乱磁束を考慮した補正を行う。磁気センサ３０が回転角θSensorMagを検出すると、補正角度演算部１６は、式（５）によりθ’を算出する。

θ’＝θSensorMag±Δθ …式（５）

その後、補正角度演算部１６は式（６）と式（７）を演算することで、モータ制御装置１００は、外乱磁束を考慮した相電流磁場補正量θc1および電源電流磁場補正量θc2による補正と、取付け誤差角Δθを考慮した補正を取り入れた制御を行うことができる。

θ’’＝θ’＋θc1 …式（６）
θout＝θ’’＋θc2 …式（７）

なお、本図（Ｂ）のように、最初に外乱磁束を考慮した補正を行い、次に取付け誤差角Δθを考慮した補正を行う場合は、式（３）において、以下の式（３’）のように変更する必要がある。なお、Ｐｎは、ロータＭ３の極対数である。

Ｂ＝ｂ＋Ｐｎ＊Δθ、Ｄ＝ｄ－Ｐｎ＊Δθ …式（３’）

図９のフローチャートを参照し、制御部１０における相電流磁場補正量の演算方法を説明する。なお、フローチャートにおけるＳはステップを意味する。補正角度演算部１６は、Ｓ３００において、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている初期位相ｂ、ｄと、取付け誤差角Δθから、次数Ｎ１における初期位相ずれ角のＢと、次数Ｎ２における初期位相ずれ角度のＤを演算する。Ｓ３０２～Ｓ３１２は、前述したＳ１０２～Ｓ１１２と同じなので説明を省略する。

図１０のフローチャートを参照し、制御部１０における電源電流磁場補正量θc2の演算方法を説明する。補正角度演算部１６は、Ｓ４００において、メモリ（図示せず）などの記憶装置に格納されている初期位相ｆと、取付け誤差角Δθから、１次における初期位相ずれ角のＦを演算する。Ｓ４０２～Ｓ４０６は、前述したＳ２０２～Ｓ２０６と同じなので説明を省略する。

なお、本発明は、例示した実施例に限定するものではなく、特許請求の範囲の各項に記載された内容から逸脱しない範囲の構成による実施が可能である。すなわち、本発明は、主に特定の実施形態に関して特に図示され、かつ説明されているが、本発明の技術的思想および目的の範囲から逸脱することなく、以上述べた実施形態に対し、数量、その他の詳細な構成において、当業者が様々な変形を加えることができるものである。

１００ モータ制御装置
１０ 制御部
１１ 電流指令値演算部
１２ 電流Ｆ／Ｂ制御部
１３ ２相／３相変換部
１４ ＰＷＭ変換部
１５ ３相／２相変換部
１６ 補正角度演算部
１７ 回転角度演算部
２０ インバータ
３０ 磁気センサ
４０ 回転角検出用磁石
９０ 基板
９１ コネクタ
Ｍ 三相電動モータ
Ｍ１ ステータ
Ｍ２ ステータコイル
Ｍ３ ロータ
Ｍ４ 出力軸
Ｍ５ ケース

Claims (3)

1. 三相交流電流が流れるコイルが巻回されたステータと、前記ステータの内部に設けられたロータとを有するモータにおける前記ロータの回転角を検出し、前記モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
   前記ロータを貫通する出力軸の端部に取り付けられた回転角検出用磁石と、
   前記回転角検出用磁石に対向して設けられ、前記回転角検出用磁石の回転に伴う磁界の変化を検出し、電気信号を出力する磁気センサと、
   前記磁気センサと電気的に接続されている基板に取り付けられ、前記ロータの回転を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記磁気センサが出力した電気信号に基づき前記回転角検出用磁石の回転角を前記ロータの回転角として演算し、演算された回転角に応じて前記コイルへの給電を制御する場合において、式（１）により算出される相電流磁場補正量（θc1）により前記演算された回転角を補正して制御し、さらに、
   前記制御部は、前記基板上の回路を流れる直流電流による外乱磁束に起因する誤差角度として式（２）により算出される電源電流磁場補正量（θc2）により前記演算された回転角を補正して制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
   θc1＝Ａsin（Ｎ１＊θαβ_me＋Ｂ）＋Ｃsin（Ｎ２＊θαβ_me＋Ｄ） …式（１）
   なお、Ｎ１およびＮ２は、三相交流電流による外乱磁束に起因する誤差角度の主成分次数、
   ＡおよびＣは、次数Ｎ１および次数Ｎ２における誤差振幅、
   ＢおよびＤは、次数Ｎ１および次数Ｎ２における初期位相ずれ角度、
   θαβ_meは、前記コイルに流れる三相の電流値をαβ変換して得られる二相の電流に基づき演算した位相角を機械角に変換した角度である。
   θc2＝Ｅsin（θmr＋Ｆ） …（２）
   なお、Ｅは、１次における誤差振幅、
   Ｆは、１次における初期位相ずれ角度、
   θmrは、前記磁気センサが出力した電気信号に基づき演算した前記ロータの回転角である。
2. 前記制御部は、式（１）におけるＢおよびＤを式（３）により算出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
   Ｂ＝ｂ＋Δθ、Ｄ＝ｄ－Δθ …式（３）
   なお、Δθは、前記出力軸に取付けられた前記回転角検出用磁石の磁極方向と前記ロータの磁極方向との取付け誤差角、
   ｂおよびｄは、次数Ｎ１および次数Ｎ２におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。
3. 前記制御部は、式（２）におけるＦを式（４）により算出することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ制御装置。
   Ｆ＝ｆ－Δθ …式（４）
   なお、Δθは、前記出力軸に取付けられた前記回転角検出用磁石の磁極方向と前記ロータの磁極方向との取付け誤差角、
   ｆは、１次におけるΔθ＝０での誤差成分位相ずれ角度である。