JP7473505B2 - 探触子、および、それを用いた超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波診断装置に適した探触子と、超音波診断装置に関するものである。

近年、超音波診断装置で３Ｄ（Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ）画像を得るために、振動子を２次元に配列した２Ｄアレイ探触子が開発されている。２Ｄアレイ探触子には、振動子が数千から１万素子搭載されるのに対し、探触子と超音波診断装置本体とを接続するケーブル内の信号線の数は約２００本に制限される。そのため、従来、超音波診断装置の本体内で行っていた受信ビームフォーミングを２段階に分け、１段階目の受信ビームフォーミングを探触子内に配置した集積回路（ＩＣ：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）によって行い、１段階目の受信ビームフォーミング後の信号を探触子から超音波診断装置に出力する構成が特許文献１および非特許文献１に開示されている。特許文献１および非特許文献１に開示されているＩＣには、振動子と、振動子と同数の送受信回路が集積され、受信回路内には、送受切換えスイッチと、増幅器と、遅延回路が設けられ、増幅後の受信信号を遅延後、加算する。

一般に、超音波診断装置の探触子は、自ら超音波を送信し、その反射波を受信するというシステムであるため、体表に近い部位の画像取得時には、骨などからの反射による強音圧の超音波を受信し、体表から遠い（深い）部位の画像取得時には、体内を伝搬することにより減衰した低音圧の超音波を受信する。このため、２Ｄアレイ探触子ではない通常の超音波診断装置では、受信開始からの時刻経過に応じて、受信信号の増幅利得を上げていくタイムゲインコントロール（以下、「ＴＧＣ」とも記載する）と呼ばれる回路を超音波診断装置本体内に備えている。

例えば特許文献２に開示されている超音波診断装置は、探触子から超音波を被検体内に送信し、被検体内で反射された超音波を探触子が受信し、得られた受信信号を超音波診断装置本体内の受信部が処理する。受信部は、送信信号の受信部への回り込みを送受切換えスイッチ部によって防止し、送受切換えスイッチ部を通して受け取った受信信号を増幅部によって増幅する構成である。また、送受切換えスイッチ部と、増幅部との間には、受信信号を減衰させる可変減衰部が配置されている。送受切換えスイッチ部は、ダイオードブリッジにより構成されている。可変減衰部は、抵抗と、ダイオードと、可変バイアス電圧源とを順に直列に接続した回路を2組並列に接続し、抵抗側の端部を受信信号が流れる信号線に接続し、可変バイアス電圧源側の端部をグランドに接続した構成である。体表近くで反射された信号振幅が大きい受信信号の場合は、ダイオードがオンになるように可変バイアス電圧源のバイアス電圧を設定し、抵抗分圧により受信信号を減衰させる。被検体の深い領域で反射された信号振幅の小さい受信信号の場合は、可変バイアス電圧源のバイアス電圧を調整し、ダイオードをオフにする。これにより、受信時間の経過と共に減衰度を大から小へ変化させる。

特許文献３には、超音波画像の受信回路において、トランスデューサ素子に接続したプリアンプのバイアス電流を変化させることにより、或いは、プリアンプの後段に設けた差動出力アンプの帰還量を調節することにより、アンプのゲインを可変にすることが、開示されている(特許文献３の図３、図４)。

特開２０２０－８１４５１号公報 特開２０１３－１８８４２１号公報 米国特許第８２２６５６３号公報 Kajiyama、 S.; Igarashi、 Y.; Yazaki、 T.; Katsube、 Y.; Nishimoto、 T.; Nakagawa、 T.; Nakamura、 Y.; Hayashi、 Y.; Yamawaki、 T.、 "T/R-Switch Composed of 3 High-Voltage MOSFETs with 12.1 μW Consumption That Can Perform Per-Channel TX to RX Self-Loopback AC Tests for 3D Ultrasound Imaging with 3072-Channel Transceiver、" IEEE Asian Solid-State Circuits Conference Proceedings of Technical Papers、 pp.305-308、 Nov. 2019.

特許文献１および非特許文献１に記載の２Ｄアレイ探触子内に配置した受信回路は、タイムゲインコントールを行う回路を備えていない。

一方、特許文献２および特許文献３のタイムゲインコントロールを行う回路は、いずれも、超音波診断装置の本体内に配置される回路であるため、スペース、消費電力および回路構成のいずれの観点においても、２Ｄアレイ探触子内の微小な集積回路にそのまま搭載することはできない。

具体的には、特許文献２に開示されている超音波診断装置は、タイムゲインコントロールを実現する可変減衰部には、バイアス電圧源の電圧を制御する制御信号が必要であるが、制御信号の生成は外部回路で行う必要がある。仮に可変減衰部を探触子内のＩＣに搭載できたとしても、制御信号を生成する外部回路は、超音波診断装置の本体内に配置されているため、生成した制御信号を探触子内に送る信号線が必要となる。しかしながら、探触子と超音波診断装置本体とを接続する信号線の数には制限がある。

また、特許文献２の可変減衰部は、ダイオードを用いるが、ダイオードは駆動電力が大きく、仮に可変減衰部を探触子内のＩＣに搭載できたとしても、探触子内のＩＣに大きな駆動電力を供給する必要が生じ、探触子の温度上昇を招く。また、ダイオードは、性能にばらつきが大きく、可変減衰器の減衰度のばらつきが大きくなるという課題もある。

さらに、特許文献２の受信回路は、送受切換えスイッチが、ダイオードブリッジにより構成されているが、ダイオードブリッジは、切り替え時に出力される受信信号にゆらぎを生じさせやすい。

一方、特許文献３の超音波装置では、プリアンプでＴＧＣを行い、バイアス電流の可変や、ＭＯＳＦＥＴを抵抗に使用した電流帰還型とすることにより利得可変機能を実現している。しかし、バイアス電流の可変で生じさせることができる利得可変幅は小さい。また、電流値が小さいときに歪が大きくなる。また、ＭＯＳＦＥＴを抵抗に使用して電流帰還型とした場合、利得のプロセス依存性が大きくなる。

２Ｄアレイ探触子では、数千から１万素子の振動子アレイの一つ一つに対して、独立な利得可変機能を有する低雑音増幅回路（以下、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ））が必要である。特許文献２、特許文献３に記載の受信回路の回路構成では、数千から１万個のＬＮＡに必要な利得可変機能（３０ｄＢ以上）を持たせながら、各ＬＮＡの利得のばらつきを最小にすることは困難である。そのため、集積回路に搭載された多数のＬＮＡ群に利得制御信号を供給し、かつ、各ＬＮＡの面積を増加させることなくＴＧＣ制御するという構成を実現することはできない。

また、特許文献１および非特許文献１に開示されている探触子に搭載される受信回路の回路構成は、送受切替スイッチのオフ状態（送信時）とオン状態（受信時）とで、受信信号を増幅回路に送る信号線のバイアス電位が変動することに発明者らは気づいた。そのため、タイムゲインコントロールのための減衰回路を増幅回路の前段に配置した場合、受信信号がバイアス電位の変動により影響を受ける。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、内部にＴＧＣ回路を備えた探触子を提供することにある。

上記課題を解決するための、本発明の探触子の一例は、超音波診断装置に接続され、診断部位に超音波を送信し反射波である受信信号を受信する探触子であって、複数の受信回路を備えている。

各々の受信回路は、振動子と、送受切替スイッチと、可変減衰器と、第１キャパシタと、増幅器とを含む。

振動子は、受信信号をグランドレベルの電気信号へ変換し、第１出力信号として出力する。

送受切替スイッチは、第１信号線に接続され、振動子から出力された第１出力信号を第１信号線に出力するか否かを切り替える。

可変減衰器は、制御端子と２つの端子を備え、制御端子に入力される制御信号に基づいて、制御端子以外の２つの端子間の抵抗値を変化させる。

第１キャパシタは、第１信号線に接続されている。

増幅器は、第１キャパシタに入力端子が接続され、第１信号線の電気信号を増幅して第２信号線に出力する増幅回路を少なくとも含む。

送受切替スイッチは、スイッチオフの時に第１信号線にバイアス電位を出力する。

可変減衰器は、制御端子以外の２つの端子のうち、一方の端子が第１信号線に接続され、他方の端子は前記第１キャパシタと異なる第２キャパシタを介して、グランドに接続されている。

本発明によれば、内部にＴＧＣ回路を備えた探触子を提供することができる。

上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施形態１の探触子おける、複数の送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）が搭載された集積回路（２ＤアレイＩＣ５０）の概要を示すブロック図である。 実施形態１の探触子における一つの送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）の構成を示すブロック図である。 実施形態１の探触子が超音波診断装置本体から受け取るＴＧＣ制御信号１０の時間変化を示すグラフである。 実施形態１の探触子の可変減衰器３００の周波数対減衰度特性を示すグラフである。 実施形態２の探触子おける、複数の送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）が搭載された集積回路（２ＤアレイＩＣ５０）の概要を示すブロック図である。 実施形態３の探触子における一つの送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）の構成を示すブロック図である。 実施形態３において、２．５ＭＨｚの正弦波信号を図６の可変減衰器３００に入力したときの出力信号のスペクトラムである。 実施形態４における超音波診断装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態につき、図面を用いて説明する。なお、実施形態を説明するための各図において、同一の構成要素には同一の名称、符号を付して、その繰り返しの説明を省略する。

本明細書等における「第１」、「第２」、「第３」などの表記は、構成要素を識別するために付するものであり、必ずしも、数または順序を限定するものではない。また、構成要素の識別のための番号は文脈毎に用いられ、一つの文脈で用いた番号が、他の文脈で必ずしも同一の構成を示すとは限らない。また、ある番号で識別された構成要素が、他の番号で識別された構成要素の機能を兼ねることを妨げるものではない。

＜＜＜実施形態１＞＞＞
実施形態１の超音波診断装置用の探触子について図面を用いて説明する。図１は、探触子内の複数の送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）が搭載された集積回路（２ＤアレイＩＣ５０）の概要を示す図であり、図２は、一つの送受信回路（送受信チャネルＥＣｈ）の構成を示す図である。

＜探触子の概要＞
実施形態１の超音波探触子は、超音波診断装置に接続され、被検体の対象部位に超音波を送信し、反射波である超音波信号を受信する。

探触子には、２次元（２Ｄ）に配列された振動子１００が搭載されている。振動子の数は、例えば数千から１万素子である。

図１および図２に示すように、探触子内には、複数の振動子１００と、振動子１００へ送信信号をそれぞれ出力する複数の送信回路６００と、振動子１００の受信信号にそれぞれタイムゲインコントロール等の処理を行った後、遅延させる複数の受信回路７００と、複数の受信回路７００の出力を加算する加算回路９００と、ＴＧＣ制御信号生成器２０とを含む。

上記振動子１００、送信回路６００、受信回路７００および加算回路９００は、２ＤアレイＩＣ５０上に集積されている。

上記２ＤアレイＩＣ５０の各回路によって、振動子１００の出力する受信信号は、タイムゲインコントロール処理および増幅処理を施された後、１段階目の受信ビームフォーミング（ここでは遅延加算）を行われ、サブチャネル（以下、ＳＣｈ（Ｓｕｂ Ｃｈａｎｎｅｌ）とも記す）ごとに束ねられる。束ねられたサブチャネルの信号の数は、探触子と超音波診断装置本体とを接続するケーブル内の信号線の数（例えば約２００本）以下であり、信号線によって伝送されることにより、超音波診断装置本体に入力される。

超音波診断装置本体は、内部の回路により、２段階目の受信ビームフォーミングを行って、被検体内に設定した受信走査線上の深度ごとの受信焦点に焦点を合わせ、整相加算後信号を生成する。

超音波診断装置本体は、整相加算後信号を用いて、被検体の断層像や３Ｄボリュームデータを生成する。

＜探触子内の回路＞
探触子内の回路について、図１および図２を用いて具体的に説明する。

上述のように探触子内には、複数の振動子１００と、複数の送信回路６００と、複数の受信回路７００とが配置されている。

図２のように、一つの振動子１００と、一つの送信回路６００と、一つの受信回路７００は、送受信チャネル（Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）ＥＣｈを構成している。複数（Ｍ×Ｎ個）の送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮは、２ＤアレイＩＣ５０上に、２次元マトリクス状に配列されて搭載されている。Ｍ×Ｎ個の送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮは、すべて同じ回路定数で設計された回路である。

受信回路７００はそれぞれ、送受切替スイッチ２００と、タイムゲインコントロールを行う可変減衰器３００と、増幅器４００と、遅延回路８００を含む。送受切替スイッチ２００と、増幅器４００とは、第１信号線５００によって接続されている。可変減衰器３００は、第１信号線５００の途中に接続されている。遅延回路８００は、増幅器４００の出力の第２信号線５０２に接続されている。なお、遅延回路８００は、送信回路６００にも接続されており、送信信号の遅延処理も行う。

＊「振動子」＊
振動子１００は、送信時には、送信回路６００から送信信号を受け取って、超音波信号に変換して被検体に送信する。受信時には、振動子１００は、被検体からで反射された超音波信号をグランドレベルの電気信号へ変換し、第１出力信号として送受切替スイッチ２００に出力する。

＊「送受切替スイッチ２００」＊
送受切替スイッチ２００は、振動子１００からの第１出力信号を第１信号線５００に出力するか否かを切り替えるスイッチである。送信時には、送受切替スイッチ２００をオフに切り替えることにより、送信回路６００から振動子１００に出力される大振幅の送信信号から後段の受信回路７００を保護する。

送受切替スイッチ２００は、１以上の送受切替スイッチ用高耐圧ＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのＭＮ２０１、２０２）と、フローティング電圧生成部２０３と、スイッチ素子（ＳＷ）２０４と、抵抗Ｒ２０５と、バイパス信号線２０６とを備えている。

送受切替スイッチ用ＭＯＳＦＥＴのＭＮ２０１、２０２のソース間、および、ゲート間は互いに接続されている。送受切替スイッチ２００の一方のＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２０１のドレインは、振動子１００に接続され、他方のＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２０２のドレインは、第１信号線５００に接続されている。

フローティング電圧生成部２０３は，例えば，非特許文献１の図４に示されるような回路であり、ＭＮ２０１とＭＰ２０２のゲートとソースとの間に印加する電圧を生成する。

スイッチ素子２０４は、電源ＶＤＤ１に接続されたスイッチ端子２０４ａと、オン端子２０４ｂと、オフ端子２０４ｃとを備えている。

オン端子２０４ｂは、フローティング電圧生成部２０３に接続されている。スイッチ端子２０４ａをオン端子２０４ｂ側に接続したオン時（超音波の受信時）には、スイッチ素子２０４は、バイアス電流Ｉｂｉａｓをフローティング電圧生成部に供給する。

一方、オフ端子２０４ｃは、バイパス信号線２０６によって第１信号線５００に接続されている。スイッチ端子２０４ａをオフ端子２０４ｃに接続したオフ時（超音波の送信時）には、バイアス電流Ｉｂｉａｓを第１信号線５００に直接流入させる。

これにより、送受切替スイッチ２００は振動子１００からの第１出力信号を第１信号線５００に出力するか否かを切り替えることができる。

しかも、スイッチ素子２０４のオン時には、バイアス電流Ｉｂｉａｓは、フローティング電圧生成部２０３と、ＭＮ２０２を介して、抵抗Ｒ２０５からグランドに流れる。一方、スイッチ素子２０４のオフ時には、バイアス電流Ｉｂｉａｓは、バイパス信号線２０６を介して、抵抗Ｒ２０５からグランドに流れる。よって、常に抵抗Ｒ２０５には、バイアス電流Ｉｂｉａｓが流れるため、第１信号線５００の電位は、抵抗Ｒ２０５とバイアス電流Ｉｂｉａｓの積で決まる電位になる。言い換えると、送受切替スイッチ２００は、スイッチオフの時に第１信号線５００にバイアス電位を出力する。しかも、送受切替スイッチ２００が、スイッチオフの時に第１信号線５００に出力するバイアス電位は、送受切替スイッチ２００がスイッチオンの時に第１信号線に出力するバイアス電位と、等しい。よって、送受切替スイッチ２００のオンオフに係わらず、第１信号線５００の電位を一定に保つことができるため、増幅器４００内の第１キャパシタ４０１の容量を第１信号線５００設計しておくことにより、増幅器４００内のＬＮＡ４０２の動作を安定させることができる。増幅器４００の第１キャパシタ４０１の容量については後で詳しく説明する。

＊「可変減衰器」＊
可変減衰器３００は、送受切替スイッチ２００を介して振動子１００から第１信号線５００に入力された受信信号を減衰させ、タイムゲインコントロールを実現する。具体的には、受信開始時に第１信号線５００に入力される、被検体の体表近くで反射された超音波の受信信号は、大きく減衰させ、時間の経過とともに被検体の深い部分で反射された超音波の受信信号は、減衰させない処理を行う。

可変減衰器３００は、制御端子と２つの端子を備えた素子を備えて構成される。本実施形態では素子として、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴのＭＰ３０１ａとＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴのＭＮ３０１ｂを用い、これらを並列に接続することにより、可変減衰器３００を構成している。

並列接続したＭＰ３０１ａとＭＮ３０１ｂの一端は、第１信号線５００に接続されている。また、並列接続したＭＰ３０１ａとＭＮ３０１ｂの他端は、２ＤアレイＩＣ５０に設けられたパッド４１に接続されている。パッド４１には、第２キャパシタ４０の一方の端子が接続され、第２キャパシタ４０の他方の端子は接地されている。

これにより、ＴＧＣ制御信号生成器２０から制御端子（ゲート）に入力される減衰器制御信号３０に応じて、制御端子以外の２つの端子（ソースとドレイン）間の抵抗値が変化する。具体的には、可変減衰器３００は、自身の可変制御された抵抗値と、振動子１００のインピーダンスと、送受切替スイッチ２００のオン抵抗との組み合わせで第１信号線５００の信号を減衰させることができる。

よって、可変減衰器３００に入力する減衰器制御信号３０を、送信（または受信開始）からの時間経過にしたがって変化させることにより、可変減衰器３００の減衰率を変え、タイムゲインコントロールを実現することができる。

なお、図１に示したように、第２キャパシタ（共通コンデンサ）４０は、すべての送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮの可変減衰器３００に、共通に接続されている。

第２キャパシタ４０は、容量が大きいほど、可変減衰器３００が減衰させることのできる周波数帯域の最低周波数を低下させることができる。よって、所望の周波数帯域全体を、可変減衰器３００で減衰させることができるように、第２キャパシタ４０の静電容量の値を予め設計しておく。

第２キャパシタ４０は、送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮ内に配置される可変減衰器３００自身の可変制御された抵抗値と，振動子１００のインピーダンスと、送受切替スイッチ２００のオン抵抗に対して，十分小さなインピーダンスとなる必要がある。一方，第１キャパシタ４０１は、ＬＮＡ４０２の入力インピーダンスとの組み合わせで高域通過フィルタを形成し，その遮断周波数は、ＬＮＡ４０２の大きな入力インピーダンスと第１キャパシタ４０１の容量との積で決まる。振動子１００のインピーダンスは数キロオーム，送受切替スイッチ２００のオン抵抗は数十～数百オームであるのに対し，ＬＮＡ４０２の大きな入力インピーダンスは数百～数メガオームであり、桁の違う大きなインピーダンスと第１キャパシタ４０１の容量との組み合わせで受信帯域を決めているため，第２キャパシタ４０は第１キャパシタ４０１の静電容量値より大きくなる。

なお、可変減衰器３００により、タイムゲインコントロールが実現される原理と、第２キャパシタ４０の静電容量Ｃ_４０の値の設計について、後で数式を用いて詳しく説明する。

また、第２キャパシタ４０は、送受切替スイッチ２００のバイアス電流Ｉｂｉａｓが、第１信号線５００を介して可変減衰器３００へ流れ込まないようにする作用もする。

＊「ＴＧＣ制御信号生成器２０」＊
ＴＧＣ制御信号生成器２０は、可変減衰器３００の制御信号を生成する。ＴＧＣ制御信号生成器２０は、ＴＧＣ制御信号１０を入力し，可変減衰器３００のＭＰ３０１ａとＭＮ３０１ｂのゲートに入力する制御信号を生成する回路である。ＴＧＣ制御信号１０は，超音波診断装置から生成することも可能であるが，２ＤアレイＩＣ５０で生成することもできる。

ＴＧＣ制御信号生成器２０は、図１のように２ＤアレイＩＣ５０上の複数の受信回路が実装された領域より周辺の領域に実装されている。

このように本実施形態では、２ＤアレイＩＣ５０上でＴＧＣを実現する可変減衰器３００と、その制御信号を生成するＴＧＣ制御信号生成器２０の双方を実現することができる。

ＴＧＣ制御信号生成器２０は、電圧電流変換器ＶＩＣ２１とカレントミラーＣＭ２１と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２１ｂと、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＰ２１ａとを備えて構成される。回路構成の詳細については、後で説明する。

＊「増幅器４００」＊
増幅器４００は、低雑音増幅回路（以下、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）４０２を含む。増幅器４００は、可変減衰器３００が減衰させた受信信号を増幅する。本実施形態では、可変減衰器３００によって、被検体の体表近くで反射された振幅の大きな信号を減衰させることができるため、ＬＮＡ４０２の利得を、被検体の深部で反射された振幅の小さな信号に合わせて、大きく設定することができる。よって、深部からの受信信号の振幅を大きく増幅することができ、画像の精度を向上させることができる。

ＬＮＡ４０２と送受切替スイッチとの間の第１信号線５００には、第１キャパシタ４０１が直列に挿入されている。すなわち、ＬＮＡ４０２は、第１キャパシタ４０１を介して、第１信号線５００の信号が入力され、これを増幅して第２信号線５０２に出力する。

第１キャパシタ４０１は、抵抗Ｒ２０５とバイアス電流Ｉｂｉａｓの積で決まる第１信号線５００の電位を、ＬＮＡ４０２の動作に適した電位との差異を直流電圧として保持する。よって、ＬＮＡ４０２の動作に適した電位と、第１信号線５００の電位との差に応じて、予め第１キャパシタ４０１の容量を設計する。

第１キャパシタ４０１は、可変減衰器３００とＬＮＡ４０２との間の第１信号線５００に挿入されていることが望ましいが、第１キャパシタ４０１とＬＮＡ４０２との間に可変減衰器３００が挿入されていてもよい。

＜送受信時の各部の動作＞
探触子の２ＤアレイＩＣ５０上の回路の送受信時の動作について説明する。

送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮは、予め複数のサブチャネル（ＳＣｈ）に分けられている。

＊「 送信 」＊
送信時は、超音波診断装置本体，または２ＤアレイＩＣで生成した送信信号は、１つのサブチャネル内の全ての送受信チャネルＥＣｈに回路に分岐される。各送受信チャネルＥＣｈの遅延回路８００は、送信信号に所定の遅延量を与える。送信回路６００は、遅延後の送信信号を増幅等し、振動子１００に出力する。

振動子１００はそれぞれ、所定量ずつ遅延された送信信号を超音波に変換して、被検体に送信する。これにより、所定の送信焦点を有する超音波が送信される。

送信時には、受信回路７００の送受切替スイッチ２００は、制御信号ＶＳＷによりスイッチ素子（ＳＷ）２０４をスイッチ端子２０４ａをオフ端子２０４ｃ側に切り替えられる。

これにより、バイアス電流Ｉｂｉａｓは、バイパス信号線２０６を通って送受切替スイッチ２００の第１信号線５００側へ流れ、抵抗Ｒ２０５を経てグランドへ流れる。

したがって、フローティング電圧生成部２０３へバイアス電流Ｉｂｉａｓが流れないので、ＭＮ２０１、２０２のゲート－ソース間電圧は閾値より小さい電圧となり、送受切替スイッチ２００はオフとなる。

よって、送受切替スイッチ２００は、送信回路６００から振動子１００に出力される大振幅の送信信号から後段の受信回路７００を保護することができる。

このとき、送受切替スイッチ２００のバイアス電流Ｉｂｉａｓは、バイパス信号線２０６を通って第１信号線５００に供給される。

よって、送信時の第１信号線５００の電位は、バイアス電流Ｉｂｉａｓと抵抗Ｒ２０５の抵抗値の積で決まるＶＤＣとなる。

＊「 受信 」＊
被検体に送信された超音波は、被検体内を伝搬しながら、被検体内の組織等によって反射され、再び振動子１００に到達する。

振動子１００は、超音波の反射波を受信して電気信号に変換し、受信信号を出力する。

送受切替スイッチ２００は、制御信号ＶＳＷの指令によりＳＷを用いてバイアス電流Ｉｂｉａｓを切り替える。受信時はフローティング電圧生成部２０３へバイアス電流Ｉｂｉａｓを流して高耐圧Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２０１、２０２をオンとするゲート－ソース間電圧を生成する。これにより、送受切替スイッチ２００は、オンとなる。

これにより、振動子１００から出力される受信信号は、第１信号線５００に印加され、第１信号線５００の電位を中心に振動する。

フローティング電圧生成部２０３を経由したバイアス電流Ｉｂｉａｓは、ＭＮ２０２、抵抗Ｒ２０５を経てグランドへ流れる。

よって、受信時の第１信号線５００の電位は、フローティング電圧生成部２０３を動作させるバイアス電流Ｉｂｉａｓと、抵抗Ｒ２０５の抵抗値との積で決まるＶＤＣとなる。

振動子１００から出力される受信信号は、第１信号線５００において、第１信号線５００の電位ＶＤＣを中心に振動する。

このように、本実施形態では、バイアス電流Ｉｂｉａｓは、送信時と受信時で送受切替スイッチ２００がオフとオンに切り替えられた場合でも、いずれも抵抗Ｒ２０５を経由してグランドへ接続されるように構成されている。このようにすることで、第１信号線５００の電位は送信と受信の切り替えで変動することはなく一定にすることができる。

第１信号線５００の受信信号は、可変減衰器３００に入力される。

可変減衰器３００は、減衰器制御信号３０のレベルに応じ、電気信号を減衰させる。

減衰器制御信号３０は、ＴＧＣ制御信号生成器２０が、ＴＧＣ制御信号１０から生成した１ペアの信号であり、可変減衰器３００の制御端子（ゲート）へ入力される。

ＴＧＣ制御信号１０は、例えば図３のように、タイムゲインコントロール（ＴＧＣ）の開始時から徐々に上昇するランプアップ信号である。

ＴＧＣ制御信号生成器２０において、このＴＧＣ制御信号１０を電圧電流変換器ＶＩＣ２１によって電流に変換される。具体的には、電圧電流変換器ＶＩＣ２１は、ＴＧＣ開始時から徐々に下降する出力電流２２、２３へ変換される。

出力電流２３は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２１ｂへ流れ込む。出力電流２２は、カレントミラーＣＭ２１で極性を変換した出力電流２２’にし、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＰ２１ａへ流れ込む。ＭＰ２１ａ、ＭＮ２１ｂのゲート電位が、減衰器制御信号３０となる。

生成された１ペアの減衰器制御信号３０は、可変減衰器３００のＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＰ３０１ａとＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ３０１ｂの制御端子（ゲート）に入力される。

これにより、ＭＮ３０１ｂのゲート－ソース間電圧は、ＴＧＣ開始時から徐々に下降するため、ドレイン－ソース間の抵抗ＲＭＮは、徐々に大きくなる。同様にＭＰ３０１ａのソース－ゲート間電圧はＴＧＣ開始時から徐々に下降するので、ドレイン－ソース間抵抗ＲＭＰも徐々に大きくなる。

第１信号線５００の受信信号は、ＭＰ３０１ａとＭＮ３０１ｂの抵抗が小さいタイムゲインコントロール（ＴＧＣ）の開始時（体表近傍からの受信信号の受信時）には、大きく減衰し、ＭＰ３０１ａとＭＮ３０１ｂの抵抗が徐々に大きくなるにつれ（深度が深くなるにつれ）、減衰率が低減する。

減衰された受信信号は、増幅器４００へ入力される。

増幅器４００のＬＮＡ４０２は、信号対雑音比の劣化の影響を最小限にして、受信した信号を増幅する。ＬＮＡ４０２は、電源ＶＤＤ２で動作する。回路構成にもよるが、ＬＮＡ４０２は、電源ＶＤＤ２の電圧とグランドレベルの間の予め定められたバイアス電圧ＶＤＣＩＮを中心に振動する信号を増幅するように構成されている。

第１信号線５００の電位（バイアス電圧）ＶＤＣは、上述したようにバイアス電流Ｉｂｉａｓと抵抗Ｒ２０５の抵抗値によって決まっており、ＬＮＡ４０２のバイアス電圧ＶＤＣＩＮとは異なる。そこで、ＬＮＡ４０２の前段に第１キャパシタ４０１を配置し、第１キャパシタ４０１のＬＮＡ４０２側の端子５０１のバイアス電圧を、ＬＮＡ４０２のバイアス電圧ＶＤＣＩＮに一致させて、ＬＮＡ４０２に接続する。

＜可変減衰器３００によるＴＧＣ実現の原理＞
可変減衰器３００によってタイムゲインコントロールが実現される原理を数式を用いてさらに詳しく説明する。

振動子１００のインピーダンスをＺ_ＴＤ、送受切替スイッチ２００のオン抵抗をＲ_{ＴＲＳＷＯＮ}、可変減衰器３００のＭＮ３０１ｂとＭＰ３０１ａのドレイン－ソース間抵抗をそれぞれＲ_{ＤＳＮ３０１ｂ}、Ｒ_{ＤＳＰ３０１ａ}、第２キャパシタ４０の容量をＣ_４０、第２キャパシタ４０のインピーダンスをZ_４０、可変減衰器３００の抵抗をR_ATTとすると、可変減衰器３００を流れる電流I_ATTは、式（１）～（２）を用いて式（３）のように求められる。

Ｚ_４０＝ｊ／（２πｆｘＣ_４０） …（１）
Ｒ_ATT＝Ｒ_DSN301b×Ｒ_DSPa301／（Ｒ_DSN301b＋Ｒ_DSP301a） …（２）
Ｉ_ATT＝｜（Ｒ_ATT＋Ｚ_４０）／（Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATT＋Ｚ_４０）｜ …（３）

式（１）において、ｆは周波数、ｊは虚数単位（即ち、√（－１））である。

特に、受信信号の所望帯域内で第２キャパシタ４０のインピーダンスZ_４０の絶対値が、可変減衰器３００の抵抗R_ATTよりも十分に小さい（｜Ｚ_４０｜＜＜Ｒ_ＡＴＴ）とき、可変減衰器３００を流れる電流I_ATTは、式（４）で表される。

Ｉ_ATT≒｜(Ｒ_ATT)／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATT)｜ …（４）

振動子１００により超音波から電気信号に変換された受信信号は、増幅器４００の入力インピーダンスが十分大きいとすると、
｜２０×ｌｏｇ（Ｉ_ATT）｜［ｄＢ］
の減衰度で減衰し、増幅器４００へ入力される。

ここで、可変減衰器３００のＭＮ３０１ｂとＭＰ３０１ａのドレイン－ソース間抵抗Ｒ_{ＤＳＮ３０１ｂ}とＲ_{ＤＳＰ３０１ａ}は、減衰器制御信号３０の関数である。減衰器制御信号３０は、ＴＧＣ制御信号１０の関数であり、ＴＧＣ制御信号１０は、図３のように時刻と共に上昇する信号である。よって、増幅器４００に入力される信号振幅の減衰度は、図４のように、時刻と共に低減する。これにより、タイムゲインコントロール開始時（体表近くからの受信信号）を最も大きく減衰させ、時刻の経過とともに減衰度合を低減しながら減衰させることができる。つまり受信回路の利得をタイムゲインコントロールできる。

＜第２キャパシタ４０の静電容量Ｃ_４０の値の設計＞
第２キャパシタ４０の静電容量Ｃ_４０の値の設計について、数式を用いて説明する。

減衰器制御信号３０で設定できる可変減衰器３００の抵抗Ｒ_ＡＴＴの最小値、最大値をそれぞれ、Ｒ_{ＡＴＴｍｉｎ}、Ｒ_{ＡＴＴｍａｘ}とし、可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの最小値（受信利得を最小とする値）、最大値（受信利得を最大とする値）をそれぞれ、Ｉ_{ＡＴＴｍａｘ}、Ｉ_{ＡＴＴｍｉｎ}とすると、Ｉ_{ＡＴＴｍａｘ}、Ｉ_{ＡＴＴｍｉｎ}は、式（５）、（６）で表される。

Ｉ_ATTmax＝｜(Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０)／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０)｜ …（５）
Ｉ_ATTmin＝｜(Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０)／(Ｚ_ＴＤ＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０)｜ …（６）

よって、可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの制御範囲は、式（７）の範囲である。

Ｉ_ATTmax≦Ｉ_ATT≦Ｉ_ATTmin ・・・（７）

図４に可変減衰器３００の周波数対減衰度特性を示す。図４に示すように、ＴＧＣ開始時においては、可変減衰器３００は、周波数ｆ１で減衰を開始し、周波数ｆ２以上の帯域で減衰度が一定となる。周波数ｆ１および周波数ｆ２は、式（８）、（９）のように表される。

周波数ｆ１＝１／(２πＣ_４０)／(Ｚ_ＴＤ＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmin） …（８）
周波数ｆ２＝１／(２πＣ_４０×Ｒ_ATTmin） …（９）

よって、少なくとも超音波画像の生成に用いる受信信号の周波数帯域が、減衰度一定となる周波数ｆ２より高周波帯域に含まれるように、第２キャパシタ４０の容量Ｃ_４０、Ｒ_{ＴＲＳＷＯＮ}、および、Ｒ_{ＡＴＴｍｉｎ}を設計する。例えば、第２キャパシタ４０の容量Ｃ_４０を調整することにより、比較的容易に超音波画像の生成に用いる受信信号の周波数帯域が、周波数ｆ２より大きくすることができる。

可変減衰器３００の抵抗R_ATTが、第２キャパシタ４０のインピーダンスＺ_４０よりも十分小さくすることにより（Ｒ_ＡＴＴ＜＜Ｚ_４０）、電圧制御可変抵抗として用いているＭＮ３０１とＰＮ３０１のドレイン－ソース間の抵抗の可変範囲を、より効果的に活用できる。

なお、本実施形態では、第２キャパシタ４０を２ＤアレイＩＣ５０とは別の素子とし、パッド４１を介して両者を接続する構成にしたが、２ＤアレイＩＣ５０に実装してもよい。可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの制御範囲が、使用を満足できる範囲の第２キャパシタ４０を形成できる面積が確保できる場合には、２ＤアレイＩＣ５０上に実装したＭ×Ｎ個の送受信回路及びその周辺のブロック回路と同一のダイエリアに実装してもよい。

上述してきたように、本実施形態１によれば、Ｍ×Ｎ個の送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮは、同一の２ＤアレイＩＣ５０上にマトリクス状に実装され、その周辺に１つのＴＧＣ制御信号生成器２０を自由度高く配置すればよいため、２ＤアレイＩＣ５０に実装する回路サイズの増大を抑えることができる。

また、本実施形態によれば、数千から１万素子の振動子１００の一つ一つに、それぞれ一つの独立したばらつきの小さい利得可変機能を有する受信回路７００を接続することができる。

そして、それらを多数、２Ｄアレイ状に配置した上で、回路サイズと消費電力を抑えながらタイムゲインコントロールすることが可能となる。

よって、体表近傍および深部の両方において診断画像のＳＮＲを向上した２Ｄアレイ探触子を備えた超音波診断装置を提供することができる。

また、探触子内に実装される２ＤアレイＩＣ５０において、自ら可変減衰器３００の利得を制御する減衰器制御信号３０を生成することができる。これにより多数の増幅器４００を同時に利得制御可能になる。よって、多数の送受信チャネルＥｃｈの利得のばらつきを抑制でき、２ＤアレイＩＣ５０に適したＴＧＣ回路を構成できる。

さらに、送受切替スイッチ２００がオフの時にもバイアス電流Ｉｂｉａｓが抵抗Ｒ２０５に流れるようにバイパス信号線２０６を配置したことにより、送受切替スイッチ２００がオンの時もオフの時も第１信号線５００の電位（バイアス電圧）ＶＤＣを一定にすることができる。これにより、増幅器４００のＬＮＡ４０２に入力される受信信号のバイアス電位を一定にすることができ、ＬＮＡ４０２の増幅処理を安定化させることができる。

＜＜＜実施形態２＞＞＞
実施形態２の超音波診断装置用の探触子について図５を用いて説明する。図５は、探触子内の複数の送受信回路が搭載された２ＤアレイＩＣ５０の回路の概要を示す図である。

実施形態２の２ＤアレイＩＣ５０は、実施形態１と同様に送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮが２次元に配列された構成であるが、共通コンデンサとして第２キャパシタ４０に加えて、第３キャパシタ４２がさらに追加されている。第２キャパシタ４０およびパッド４１から距離が遠い送受信チャネルＥＣｈは、第３キャパシタ４２に接続されているパッド４３に接続されている。すなわち、送受信チャネルＥＣｈ１１～ＥＣｈＭＮは、第２または第３キャパシタ４０、４２と接続する配線の長さが所定値以下になるように、２以上のパッド４１、４３のうち位置的に近いパッドに接続されている。これにより、送受信チャネルＥＣｈと、第２キャパシタ４０または第３キャパシタ４２とを接続する配線５０３を短くし、配線抵抗が可変減衰器３００の抵抗に加わり、減衰度が変化するのを抑制する。

これを数式を用いてさらに説明する。なお、図５において、図１～４と同じ構成要素には同じ符号を付与し、説明を略す。

図５において、第２キャパシタ４０ に最も近い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}から第２キャパシタ４０までの配線５０３の配線抵抗をＲＭ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}、第２キャパシタ４０に最も近い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}から第２キャパシタ４０までの配線５０３の配線抵抗ＲＭ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}で表す。

２ＤアレイＩＣ５０には、Ｍ×Ｎ個という多数の送受信回路を実装するため、第２キャパシタ４０に最も近い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}と、最も遠い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}では、配線抵抗をＲＭ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}と配線抵抗ＲＭ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}の際に起因して可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴに差異が生ずる。このとき、送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}と送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}の可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの最大値と最小値を、それぞれＩ_{ＡＴＴ＿Ｎｅａｒｅｓｔ＿ｍａｘ}、Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｎｅａｒｅｓｔ＿ｍｉｎ}と_、Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｆａｒｅｓｔ＿ｍａｘ、}Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｆａｒｅｓｔ＿ｍｉｎ}とする。これらは、式（５）、（６）に配線抵抗Ｒ_{Ｍ＿Ｎｅａｒｅｓｔ}、Ｒ_{Ｍ＿Ｆａｒｅｓｔ}を加味して、それぞれ式（１０）～（１３）で表される。

I_{ATT_Nearest_max}
＝｜(Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Nearest})／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Nearest})｜ …（１０）

Ｉ_{ATT_Nearest_min}
＝｜(Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Nearest})／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Nearest})｜ …（１１）

Ｉ_{ATT_Farest_max}
＝｜(Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Farest})／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmin＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Farest})｜ …（１２）

Ｉ_{ATT_Farest_min}
＝｜(Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Farest})／(Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｒ_ATTmax＋Ｚ_４０＋Ｒ_{M_Farest})｜ …（１３）

なお、式（１０）～（１３）において、Ｒ_{ＡＴＴｍｉｎ}、Ｒ_{ＡＴＴｍａｘ}は、それぞれ可変減衰器３００の抵抗Ｒ_ＡＴＴの最小値、最大値、Z_４０は、第２キャパシタ４０のインピーダンスZ_４０、Ｚ_ＴＤは、振動子１００のインピーダンス、Ｒ_{ＴＲＳＷＯＮ}は、送受切替スイッチ２００のオン抵抗である。

よって、可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｎｅａｒｅｓｔ}、Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｆａｒｅｓｔ}の制御範囲は、式（１４）、（１５）の範囲である。

Ｉ_{ATT_Nearest_max} ≦Ｉ_{ATT_Nearest} ≦Ｉ_{ATT_Nearest_min} …（１４）
Ｉ_{ATT_Farest_max} ≦Ｉ_{ATT_Farest} ≦Ｉ_{ATT_Farest_min} …（１５）

可変減衰器３００は、タイムゲインコントロールの終了時において、受信利得が大きいことが必要であるので、可変減衰器３００の抵抗Ｒ_{ＡＴＴｍａｘ}は、式（１６）を満たす。

Ｒ_ATTmax＞＞Ｚ_TD＋Ｒ_TRSWON＋Ｚ_４０＋配線抵抗 ・・・（１６）

この場合、第２キャパシタ４０に最も近い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}の可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの最小値電流Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｎｅａｒｅｓｔ＿ｍｉｎ}と、第２キャパシタ４０に最も遠い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}の可変減衰器３００を流れる電流Ｉ_ＡＴＴの最小値電流Ｉ_{ＡＴＴ＿Ｆａｒｅｓｔ＿ｍｉｎ}は、式（１７）のようにほぼ等しいと近似できる。
Ｉ_{ATT_Nearest_min}≒Ｉ_{ATT_Farest_min}・・・（１７）

第２キャパシタ４０に最も近い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｎｅａｒｅｓｔ}の可変減衰器３００における減衰度と、第２キャパシタ４０に最も遠い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}の可変減衰器３００における減衰度との差は、式（１８）により表される。

｜２０ｌｏｇ（Ｉ_{ATT_Nearest_max}／Ｉ_{ATT_Farest_max}）｜[ｄＢ] ・・・（１８）

よって、式（１８）で表される減衰度の差が、例えば１ｄＢ以内というような仕様を設けた場合、第２キャパシタ４０から遠くに位置する送受信チャネルＥＣｈには、上述の１ｄＢ以内というような仕様を満たさない、信号減衰度が小さいものが生じる。

本実施形態では、図５のように、第3キャパシタ４２とパッド４３を、第２キャパシタ４０から最も遠い送受信チャネルＥＣｈ_{＿Ｆａｒｅｓｔ}近傍に追加しているため、可変減衰器３００の信号減衰度の低下を抑制できる。

これにより、多数（M×N個）の送受信チャネルＥＣｈの、可変減衰器３００は信号減衰度のばらつきを抑制し、均一なタイムゲインコントールを行うことができる。よって、近傍・深部両診断画像のＳＮＲを向上させた２Ｄアレイ探触子を備えた超音波診断装置を提供することができる。

＜＜＜実施形態３＞＞＞
実施形態３の超音波診断装置用の探触子について図６を用いて説明する。図６は、実施形態３の送受信チャネルＥＣｈ詳細図である。図６において、図２と同じ構成要素には図２と同じ符号を付与し、説明を省略する。

実施形態１で説明したように、振動子１００により超音波から電気信号に変換された受信信号は、第1信号線５００の電位（バイアス電圧）ＶＤＣを中心に振動する。電位ＶＤＣは、グランドに近い電位である。この電位を中心に大振幅で振動する信号により、ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ３０１ｂのドレイン電位は、ソース電位より下がることがある。この時、バックゲート３０２ｂがグランドに接続されているとバックゲート３０２ｂからドレインへ電流が流れ、結果的に、第1信号線５００の信号が歪んでしまう。

そこで、実施形態３ではＭＮ３０１ｂのバックゲート３０２ｂをグランドより低い電位の電源ＶＳＳ２へ接続することにより、バックゲート３０２ｂからドレインへ電流が流れる現象を抑制する。これにより、第1信号線５００の信号が歪む現象を防ぐことができる。

同様に、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＰ３０１ａのバックゲート３０２ａは、グランドよりも高い電位の電源ＶＤＤ２へ接続する。

また、ＴＧＣ制御信号生成器２０のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＮ２１ｂのバックゲート２４ｂは、電源ＶＳＳ２へ接続される。また、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるＭＰ２１ａのバックゲート２４ａは、電源ＶＤＤ２へ接続される。

図７（ａ）、（ｂ）は、２．５ＭＨｚの正弦波信号を図６の可変減衰器３００に入力したときの出力信号のスペクトラムである。図７（ａ）は、図６のようにＭＮ３０１ｂのバックゲート３０２ｂを電源ＶＳＳ２へ接続し、ＭＰ３０１ａのバックゲート３０２ａを電源ＶＤＤＳへ接続した可変減衰器３００であり、図７（ｂ）は、バックゲート３０２ａ、３０２ｂをグランドに接続した可変減衰器３００である。

図７（ａ）、（ｂ）のスペクトラムにおいて、一番左のピークは、基本波（ここでは、２．５Ｈｚの正弦波信号）であり、真ん中は二次高調波のピークである。図７（ａ）の方が、図７（ｂ）よりも二次高調波レベルが抑制されていることが確認できる。

上記以外の探触子の構成および作用・効果は、実施形態１と同様である。

＜＜＜実施形態４＞＞＞
図８は、実施形態４における超音波診断装置の構成図である。

超音波診断装置は、本体装置ＵＳ９０と、ディスプレイＵＳ８０と、操作パネルＵＳ７０とを備えている。

本体装置ＵＳ９０には、探触子を接続するコネクタボックスＵＳ３０、ＵＳ３１と、コネクタボックスＵＳ３１に接続されている探触子ＵＳ２１を選択するＵＳ３１を選択するプローブセレクタＵＳ４０が配置されている。

また、本体装置ＵＳ９０内には、送受切替スイッチＵＳ３２０、増幅器ＵＳ１２１、増幅器ＵＳ１２０、アナログデジタル変換器ＵＳ５４、および、信号処理回路ＵＳ６０が配置されている。本体装置ＵＳ９０の底面には、キャスターＵＳ１０００、ＵＳ１００１が備えられており、超音波診断装置は、床面場を自在に移動可能である。

増幅器ＵＳ１２１は、送信信号の増幅を行う。送受切替スイッチＵＳ３２０は、送信信号の受信系への回り込みを防ぐ役割をする。増幅器ＵＳ１２０は、探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１から受け取ったサブチャネルの受信信号の増幅を行う。

信号処理回路ＵＳ６０は、論理回路であり、増幅器ＵＳ１２０の出力信号をアナログデジタル変換器ＵＳ５４を介してデジタル信号として受け取り、信号処理を行って超音波画像を生成する。送信時には、信号処理回路ＵＳ６０は、信号処理を行った送信信号を、デジタルアナログ変換器ＵＳ５１を介して増幅器ＵＳ１２１へ入力し、２Ｄアレイ探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１へプローブセレクタＵＳ４０、コネクタボックスＵＳ３０、ＵＳ３１、ケーブルＵＳ２０、ＵＳ２１を経て送信する。

コネクタボックスＵＳ３０、ＵＳ３１には、探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１が、ケーブルＵＳ２０、ＵＳ２１を介して接続されている。プローブセレクタＵＳ４０は、探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１のいずれか一方を選択的に、送受切替スイッチＵＳ３２０に接続する。

探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１内には、それぞれ実施形態１～３のいずれかの２ＤアレイＩＣ５０が実装されている。また、探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１内には、整合層ＵＳ２００、ＵＳ２０１と、音響レンズＵＳ２１０、ＵＳ２１１も配置されている。整合層ＵＳ２００、ＵＳ２０１は、２Ｄアレイの振動子１００と生体の音響インピーダンスを整合する。音響レンズＵＳ２１０は、超音波ビームを収束させる。

なお、図８の超音波診断装置の本体装置ＵＳ９０には２つのコネクタボックスＵＳ３０、ＵＳ３１があり、２つの２Ｄアレイ探触子ＵＳ１０、ＵＳ１１が接続されるが、接続される探触子は２本に限定されるものではない。また、コネクタボックスＵＳ３０、ＵＳ３１には従来の１Ｄアレイ探触子等も接続可能である。また、ドプラ専用などの特殊な探触子を接続するためのコネクタボックス接続端子を設けてもよい。

患者の体内のどの部位を見るかなど本体装置ＵＳ９０の様々な操作は、操作パネルＵＳ７０から行う。また、本体装置ＵＳ９０は様々な診断モードを備えており、診断モードの切替も操作パネルＵＳ７０から行う。診断モードにはＢ（Ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ）、ＰＷ（Ｐｕｌｓｅｄ Ｗａｖｅ Ｄｏｐｐｌｅｒ）、ＣＦＭ（Ｃｏｌｏｒ Ｆｌｏｗ Ｍａｐｐｉｎｇ）、ＳＴＣＷ（Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ ＣＷ Ｄｏｐｐｌｅｒ）モードなどがある。

Ｂモードは組織から反射された超音波の受信振幅強度を明るさに対応付けて表示するモードである。

ＰＷモードは、超音波をある深さに向けて繰り返し送信し、この部位から反射した信号の繰り返し送信毎の周波数偏移を測定することにより、血流速を求めるモードである。ＰＷモードでは、特定の位置の血流速がわかり、Ｂモード画像に重ねて表示できる。

ＣＦＭは、カラードプラとも呼ばれ、超音波送信毎の受信信号の自己相関を求めることにより血流速を可視化するモードである。ＣＦＭモードでは超音波の受信ビーム上の多数のポイントにおける位置の平均速度がわかり、逆流などの発見に用いられる。

ＳＴＣＷモードも血流速を測定するモードであるが、これは速い血流速測定に適している。

信号処理回路ＵＳ６０は、アナログデジタル変換器ＵＳ５４からの信号を処理し、上記様々なモードの診断画像を生成する。この画像はディスプレイＵＳ８０に表示する。

本実施形態におけるＴＧＣ回路は２ＤアレイＩＣに限らず、１Ｄなど通常の超音波探触子による超音波信号の受信に用いることが可能である。また、探触子ではなく装置側へ実装しても同等のＴＧＣ機能を実現できる。

以上実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

１１～ＭＮ…送受信チャネルＥＣｈ（送受信回路）
１０…ＴＧＣ制御信号
２０…ＴＧＣ制御信号生成器
２２、２２’、２３…出力電流
２４ａ…バックゲート
２４ｂ…バックゲート
３０…減衰器制御信号
４０…第２キャパシタ（共通コンデンサ）
４１…パッド
４２…第３キャパシタ
４３…パッド
５０…２ＤアレイＩＣ
１００…振動子
２００…送受切替スイッチ
２０３…フローティング電圧生成部
２０４…スイッチ素子
２０４ａ…スイッチ端子
２０４ｂ…オン端子
２０４ｃ…オフ端子
２０６…バイパス信号線
３００…可変減衰器
３０２ａ…バックゲート
３０２ｂ…バックゲート
４００…増幅器
４０１…第１キャパシタ
４０２…低雑音増幅回路（ＬＮＡ）
５００…第１信号線
５０１…端子
５０２…第２信号線
５０３…配線
６００…送信回路
７００…受信回路
８００…遅延回路
９００…加算回路
ＶＩＣ２１…電圧電流変換器
ＣＭ２１…カレントミラー
ＭＮ２０１、ＭＮ２０２…高耐圧Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
ＭＮ２１ｂ、ＭＮ３０１ｂ…Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
ＭＰ２１ａ、ＭＰ３０１ａ…Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
Ｒ２０５…抵抗
ＶＳＷ…制御信号
Ｉｂｉａｓ…バイアス電流
ＶＤＤ１、ＶＤＤ２、ＶＤＤＳ、ＶＳＳ２…電源
Ｒ_{Ｍ＿Ｎｅａｒｅｓｔ}…配線抵抗
Ｒ_{Ｍ＿Ｆａｒｅｓｔ}…配線抵抗
ＵＳ１０、ＵＳ１１…２Ｄアレイ探触子
ＵＳ２０、ＵＳ２１…ケーブル
ＵＳ３０、ＵＳ３１…コネクタボックス
ＵＳ４０…プローブセレクタ
ＵＳ１２０、ＵＳ１２１…増幅器
ＵＳ５１…デジタルアナログ変換器
ＵＳ３２０…送受切替スイッチ
ＵＳ５４…アナログデジタル変換器
ＵＳ６０…信号処理回路
ＵＳ７０…操作パネル
ＵＳ８０…ディスプレイ
ＵＳ９０…本体装置
ＵＳ２００、ＵＳ２０１…整合層
ＵＳ２１０、ＵＳ２１１…音響レンズ
ＵＳ１０００、ＵＳ１００１…キャスター

Claims (13)

1. 超音波診断装置に接続され、診断部位に超音波を送信し反射波である受信信号を受信する探触子であって、
   複数の受信回路を有し、
   各々の前記受信回路は、
   前記受信信号をグランドレベルの電気信号へ変換し、第１出力信号として出力する振動子と、
   第１信号線に接続され、前記振動子から出力された前記第１出力信号を前記第１信号線に出力するか否かを切り替える送受切替スイッチと、
   制御端子と２つの端子を備え、前記制御端子に入力される制御信号に基づいて、前記制御端子以外の前記２つの端子間の抵抗値を変化させる可変減衰器と、
   前記第１信号線に接続された第１キャパシタと、
   前記第１キャパシタに入力端子が接続され、前記第１信号線の電気信号を増幅して第２信号線に出力する増幅回路を少なくとも含む増幅器と
   を含み、
   前記送受切替スイッチは、スイッチオフの時に前記第１信号線にバイアス電位を出力し、
   前記可変減衰器は、前記制御端子以外の前記２つの端子のうち、一方の端子が前記第１信号線に接続され、他方の端子は前記第１キャパシタと異なる第２キャパシタを介して、グランドに接続されていることを特徴とする探触子。
2. 請求項１記載の探触子であって、集積回路と、前記集積回路の外側に配置された１以上の共通コンデンサとを有し、
   前記集積回路は、複数の前記受信回路を含み、
   前記共通コンデンサは、複数の前記受信回路と接続され、複数の前記受信回路の前記第２キャパシタとして動作し、
   前記共通コンデンサは、前記集積回路の外側に位置することを特徴とする探触子。
3. 請求項２記載の探触子であって、
   前記共通コンデンサの静電容量は、前記第１キャパシタの静電容量よりも大きいことを特徴とする探触子。
4. 請求項１記載の探触子であって、
   前記送受切替スイッチが、スイッチオフの時に第１信号線に出力するオフ時バイアス電位と、
   前記送受切替スイッチが、スイッチオンの時に第１信号線に出力するオン時バイアス電位とは同じであることを特徴とする探触子。
5. 請求項１記載の探触子であって、
   前記送受切替スイッチは１以上のＭＯＳＦＥＴから構成され、スイッチオフの時には、高耐圧ＭＯＳＦＥＴを通らずに前記第１キャパシタ側に第１信号線のバイアス電位を定めるための電流を流す機能を具備することを特徴とする探触子。
6. 請求項２記載の探触子であって、
   前記制御信号を複数の前記受信回路の各々に出力する１以上の制御信号生成器を有し、
   前記制御信号生成器は、前記集積回路内において、前記複数の受信回路が実装された領域より周辺の領域に実装されていることを特徴とする探触子。
7. 請求項２記載の探触子であって、前記共通コンデンサは、２以上あり、前記集積回路に設けられた２以上のパッドを介して、それぞれ複数の前記受信回路に接続され、
   前記受信回路は、前記共通コンデンサと接続する配線の長さが所定値以下になるように、２以上のパッドのうち位置的に近いパッドに接続されていることを特徴とする探触子。
8. 請求項１記載の探触子であって、
   前記可変減衰器は、前記制御端子と前記２つの端子を備える１以上のＭＯＳＦＥＴを含み、
   前記ＭＯＳＦＥＴのバックゲートは、グランド電位ではない電源に接続されていることを特徴とする探触子。
9. 超音波診断装置に接続され、対象部位に超音波を送信し反射波である超音波信号を受信する探触子であって、
   配列された複数の振動子と、複数の前記振動子にそれぞれ送信信号を出力する送信回路と、複数の前記振動子にそれぞれ接続された複数の受信回路とを有し、
   複数の前記受信回路はそれぞれ、送受切替スイッチと、増幅回路と、前記送受切替スイッチを前記増幅回路とを接続する第１信号線と、前記第１信号線の途中に接続された可変減衰器とを含み、
   前記振動子は、前記超音波信号を電気信号へ変換し、第１出力信号として前記送受切替スイッチに出力し、
   前記送受切替スイッチは、前記振動子からの前記第１出力信号を前記第１信号線に出力するか否かを切り替え、
   前記可変減衰器は、１以上の素子を含み、前記素子は、制御端子と２つの端子を備え、前記制御端子に入力される制御信号に応じて、前記制御端子以外の前記２つの端子間の抵抗値が変化する素子であり、前記素子の前記２つの端子のうち一方が前記第１信号線に接続されていることを特徴とする探触子。
10. 請求項９に記載の探触子であって、前記可変減衰器の１以上の前記素子として、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴとを含み、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴとＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴは並列接続され、並列接続の一方の端子側は、前記第１信号線に接続され、他方の端子側には、第２キャパシタを介してグランドに接続されていることを特徴とする探触子。
11. 請求項９に記載の探触子であって、
    前記送受切替スイッチは、１以上の送受切替スイッチ用ＭＯＳＦＥＴと、フローティング電圧生成部と、スイッチ素子と、バイパス信号線と、前記第１信号線に一端が接続された抵抗とを含み、
    前記送受切替スイッチ用ＭＯＳＦＥＴのソースおよびドレイン端子の一方は、前記振動子に、他方は前記第１信号線に接続され、
    前記フローティング電圧生成部は、前記送受切替スイッチ用ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に印加する電圧を生成し、
    前記抵抗は、一端が前記第１信号線に接続され、他端はグランドに接続され、
    前記スイッチ素子は、バイアス電流源に接続されたスイッチ端子と、オン端子と、オフ端子とを備え、前記オン端子は、前記フローティング電圧生成部に接続され、オン時にバイアス電流を前記フローティング電圧生成部に供給し、前記オフ端子は、前記バイパス信号線によって前記第１信号線に接続され、オフ時に前記バイアス電流を前記第１信号線を介して前記抵抗に流入させる
    ことを特徴とする探触子。
12. 請求項９に記載の探触子であって、前記増幅回路と前記送受切替スイッチとの間の前記第１信号線には、第１キャパシタが直列に挿入されていることを特徴とする探触子。
13. 請求項１乃至１２の何れか１項に記載の探触子と、前記探触子から受け取った信号を処理する処理装置とを有することを特徴とする超音波診断装置。

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