CN115429309A - 探头以及使用其的超声波诊断装置 - Google Patents

探头以及使用其的超声波诊断装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供探头以及使用其的超声波诊断装置。内部具备TGC电路的探头具有多个接收电路。各接收电路具有振动器、收发切换开关、可变衰减器、第1电容器和放大器。振动器将接收信号向接地电平的电信号变换作为第1输出信号输出。收发切换开关与第1信号线连接，对是否将从振动器输出的第1输出信号输出到第1信号线进行切换。可变衰减器具备控制端子和2个端子，基于输入到控制端子的控制信号使控制端子以外的2个端子间的电阻值变化。放大器至少包括放大电路，输入端子与第1电容器连接，将第1信号线的电信号放大输出到第2信号线。可变衰减器的控制端子以外的2个端子中的一个端子与第1信号线连接，另一端子经与第1电容器不同的第2电容器接地。

Description

探头以及使用其的超声波诊断装置
技术领域
本发明涉及适于超声波诊断装置的探头和超声波诊断装置。
背景技术
近年来，为了用超声波诊断装置获得3D(Dimensional，维)图像，开发了将振动器2维地排列而得到的2D阵列探头。在2D阵列探头中，振动器搭载有数千至1万个元件，相对于此，对探头和超声波诊断装置主体进行连接的线缆内的信号线的数量被限制为200根。因此，以往在专利文献1以及非专利文献1中公开了如下的结构：将在超声波诊断装置的主体内进行的接收波束成形分为2个阶段，第1个阶段的接收波束成形由配置在探头内的集成电路(IC：Integrated Circuit)来进行，并将第1个阶段的接收波束成形后的信号从探头输出到超声波诊断装置。在专利文献1以及非专利文献1所公开的IC中，集成有振动器和与振动器数量相同的收发电路，在接收电路内设置收发切换开关、放大器和延迟电路，将放大后的接收信号延迟后进行相加运算。
一般，超声波诊断装置的探头是自行发送超声波并接收其反射波这样的系统，因而在获取靠近体表的部位的图像时，接收到由来自骨头等的反射引起的强声压的超声波，在获取距体表远的(深的)部位的图像时，接收通过在体内传播而衰减了的低声压的超声波。因此，在不是2D阵列探头的通常的超声波诊断装置中，将根据从接收开始起的时刻经过而提高接收信号的放大增益的被称为时间增益控制(以下，也记载为“TGC”)的电路配备于超声波诊断装置主体内。
例如专利文献2所公开的超声波诊断装置从探头将超声波发送到被检体内，探头接收在被检体内被反射后的超声波，超声波诊断装置主体内的接收部对获得的接收信号进行处理。接收部是如下的结构：通过收发切换开关部来防止发送信号向接收部的绕入，由放大部来对通过收发切换开关部接收到的接收信号进行放大。此外，在收发切换开关部与放大部之间，配置有使接收信号衰减的可变衰减部。收发切换开关部由二极管桥构成。可变衰减部是如下的结构：将电阻、二极管和可变偏置电压源被依次串联地连接而得到的2组电路并联地连接，将电阻侧的端部与流动接收信号的信号线连接，将可变偏置电压源侧的端部接地。在体表附近被反射的信号振幅大的接收信号的情况下，设定可变偏置电压源的偏置电压以使得二极管导通，通过电阻分压使接收信号衰减。在被检体的深的区域被反射的信号振幅小的接收信号的情况下，调整可变偏置电压源的偏置电压而将二极管设为截止。由此，随着接收时间的经过而使衰减度从大到小变化。
在专利文献3中公开了，在超声波图像的接收电路中，通过使与换能器元件连接的前置放大器的偏置电流变化，或者通过对设置于前置放大器的后级的差动输出放大器的反馈量进行调节，从而将放大器的增益设为可变(专利文献3的图3、图4)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2020-81451号公报
专利文献2：日本特开2013-188421号公报
专利文献3：美国专利第8226563号公报
非专利文献1：Kajiyama，S.；Igarashi，Y.；Yazaki，T.；Katsube，Y.；Nishimoto，T.；Nakagawa，T.；Nakamura，Y.；Hayashi，Y.；Yamawaki，T.，″T/R-Switch Composed of 3High-Voltage MOSFETs with 12.1μW Consumption That Can Perform Per-Channel TXto RX Self-Loopback AC Tests for 3D Ultrasound Imaging with 3072-ChannelTransceiver，″IEEE Asian Solid-State Circuits Conference Proceedings ofTechnical Papers，pp.305-308，Nov.2019.
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1以及非专利文献1所记载的2D阵列探头内配置的接收电路不具备进行时间增益控制的电路。
另一方面，专利文献2以及专利文献3的进行时间增益控制的电路均为配置在超声波诊断装置的主体内的电路，因而从空间、功耗以及电路结构中的任意的观点出发，均不能直接搭载于2D阵列探头内的微小的集成电路。
具体地，专利文献2所公开的超声波诊断装置在实现时间增益控制的可变衰减部中需要控制偏置电压源的电压的控制信号，但控制信号的生成需要在外部电路中进行。即便假设能够将可变衰减部搭载于探头内的IC，生成控制信号的外部电路也配置于超声波诊断装置的主体内，因而还需要将生成的控制信号发送到探头内的信号线。然而，对将探头和超声波诊断装置主体连接的信号线的数量存在限制。
此外，专利文献2的可变衰减部使用二极管，但二极管的驱动功率大，即便假设能够将可变衰减部搭载于探头内的IC，也会产生向探头内的IC供给大的驱动功率的需要，导致探头的温度上升。此外，还存在二极管在性能上偏差大，可变衰减器的衰减度的偏差大这样的课题。
进一步地，专利文献2的接收电路的收发切换开关由二极管桥构成，但二极管桥容易在切换时输出的接收信号中产生波动。
另一方面，在专利文献3的超声波装置中，设为由前置放大器进行TGC，将偏置电流的可变、MOSFET使用于电阻的电流反馈型，由此实现了增益可变功能。然而，能够通过偏置电流的可变来产生的增益可变幅度小。此外，在电流值小时失真变大。此外，在将MOSFET使用于电阻而设为电流反馈型的情况下，增益的工艺依赖性变大。
在2D阵列探头中，针对数千至1万个元件的振动器阵列中的每一个，需要具有独立的增益可变功能的低噪声放大电路(以下，LNA(Low Noise Amplifier，低噪声放大器))。在专利文献2、专利文献3所记载的接收电路的电路结构中，难以在具有数千到1万个LNA所需要的增益可变功能(30dB以上)的同时将各LNA的增益的偏差设为最小。因此，不能实现向搭载于集成电路的多个LNA组供给增益控制信号，并且不使各LNA的面积增加而进行TGC控制这样的结构。
此外，发明人发现了，在专利文献1以及非专利文献1所公开的探头中搭载的接收电路的电路结构在收发切换开关的断开状态(发送时)和接通状态(接收时)下，将接收信号发送到放大电路的信号线的偏置电位会变动。因此，在将用于时间增益控制的衰减电路配置于放大电路的前级的情况下，接收信号由于偏置电位的变动而受到影响。
本发明的目的在于，解决上述的课题，提供在内部具备TGC电路的探头。
用于解决课题的手段
用于解决上述课题的本发明的探头的一个例子为：与超声波诊断装置连接，向诊断部位发送超声波并接收作为反射波的接收信号，并且具备多个接收电路。
各个接收电路包括振动器、收发切换开关、可变衰减器、第1电容器和放大器。
振动器将接收信号向接地电平的电信号变换，并作为第1输出信号而输出。
收发切换开关与第1信号线连接，对是否将从振动器输出的第1输出信号输出到第1信号线进行切换。
可变衰减器具备控制端子和2个端子，基于输入到控制端子的控制信号，使控制端子以外的2个端子间的电阻值变化。
第1电容器与第1信号线连接。
放大器至少包括：放大电路，输入端子与第1电容器连接，将第1信号线的电信号放大而输出到第2信号线。
收发切换开关在开关断开时向第1信号线输出偏置电位。
可变衰减器的控制端子以外的2个端子之中的一个端子与第1信号线连接，另一端子经由与所述第1电容器不同的第2电容器接地。
发明效果
根据本发明，能够提供在内部具备TGC电路的探头。
上述的以外的课题、结构以及效果将由以下的实施方式的说明来阐明。
附图说明
图1是示出实施方式1的探头中的搭载有多个收发电路(收发信道ECh)的集成电路(2D阵列IC50)的概要的框图。
图2是示出实施方式1的探头中的一个收发电路(收发信道ECh)的结构的框图。
图3是示出实施方式1的探头从超声波诊断装置主体接收的TGC控制信号10的时间变化的曲线图。
图4是示出实施方式1的探头的可变衰减器300的频率对衰减度特性的曲线图。
图5是示出实施方式2的探头中的搭载有多个收发电路(收发信道ECh)的集成电路(2D阵列IC50)的概要的框图。
图6是示出实施方式3的探头中的一个收发电路(收发信道ECh)的结构的框图。
图7是在实施方式3中，将2.5MHz的正弦波信号输入到图6的可变衰减器300时的输出信号的频谱。
图8是示出实施方式4中的超声波诊断装置的结构的框图。
符号说明
11～MN……收发信道ECh(收发电路)
10……TGC控制信号
20……TGC控制信号生成器
22、22’、23……输出电流
24a……背栅
24b……背栅
30……衰减器控制信号
40……第2电容器(共用电容器)
41……焊盘
42……第3电容器
43……焊盘
50……2D阵列IC
100……振动器
200……收发切换开关
203……浮动电压生成部
204……开关元件
204a……开关端子
204b……接通端子
204c……断开端子
206……旁路信号线
300……可变衰减器
302a……背栅
302b……背栅
400……放大器
401……第1电容器
402……低噪声放大电路(LNA)
500……第1信号线
501……端子
502……第2信号线
503……布线
600……发送电路
700……接收电路
800……延迟电路
900……相加电路
VIC21……电压电流变换器
CM21……电流镜
MN201、MN202……高耐压N沟道型MOSFET
MN21b、MN301b……N沟道型MOSFET
MP21a、MP301a……P沟道型MOSFET
R205……电阻
VSW……控制信号
Ibias……偏置电流
VDD1、VDD2、VDDS、VSS2……电源
RM_Nearest……布线电阻
RM_Farest……布线电阻
US10、US11……2D阵列探头
US20、US21……线缆
US30、US31……连接器盒
US40……探测器选择器
US120、US121……放大器
US51……数字模拟变换器
US320……收发切换开关
US54……模拟数字变换器
US60……信号处理电路
US70……操作面板
US80……显示器
US90……主体装置
US200、US201……匹配层
US210、US211……声透镜
US1000、US1001……脚轮。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行说明。另外，在用于说明实施方式的各图中，对相同的构成要素标注相同的名称、符号，省略其重复的说明。
本说明书等中的“第1”、“第2”、“第3”等标示为了对构成要素进行识别而标注，不一定对数量或顺序进行限定。此外，用于构成要素的识别的编号在每个上下文中使用，在一个上下文中使用的编号在其他上下文中不限于一定表示相同的结构。此外，不妨碍由某个编号识别的构成要素兼有由其他编号识别的构成要素的功能。
<<<实施方式1>>>
对于实施方式1的超声波诊断装置用的探头，使用附图来进行说明。图1是示出探头内的搭载有多个收发电路(收发信道ECh)的集成电路(2D阵列IC50)的概要的图，图2是示出一个收发电路(收发信道ECh)的结构的图。
<探头的概要>
实施方式1的超声波探头与超声波诊断装置连接，向被检体的对象部位发送超声波，并接收作为反射波的超声波信号。
在探头中，搭载有2维(2D)排列的振动器100。振动器的数量例如为数千至1万个元件。
如图1以及图2所示，在探头内包括多个振动器100、分别向振动器100输出发送信号的多个发送电路600、对振动器100的接收信号分别进行了时间增益控制等处理之后使其延迟的多个接收电路700、将多个接收电路700的输出相加的相加电路900和TGC控制信号生成器20。
上述振动器100、发送电路600、接收电路700以及相加电路900被集成在2D阵列IC50上。
通过上述2D阵列IC50的各电路，振动器100输出的接收信号在被实施了时间增益控制处理以及放大处理之后，进行第1个阶段的接收波束成形(在此为延迟相加)，按照每个子信道(以下，也记为SCh(Sub Channel))进行捆束。捆束后的子信道的信号的数量为将探头和超声波诊断装置主体连接的线缆内的信号线的数量(例如约200根)以下，通过由信号线传输而输入到超声波诊断装置主体。
超声波诊断装置主体通过内部的电路来进行第2个阶段的接收波束成形，使焦点与在被检体内设定的接收扫描线上的每个深度的接收焦点对齐，生成整相相加后信号。
超声波诊断装置主体使用整相相加后信号，生成被检体的断层像、3D体数据。
<探头内的电路>
对于探头内的电路，使用图1以及图2来具体地进行说明。
如上述那样，在探头内配置有多个振动器100、多个发送电路600和多个接收电路700。
如图2那样，一个振动器100、一个发送电路600和一个接收电路700构成了收发信道(Element Channel，元件信道)ECh。多个(M×N个)收发信道ECh11～EchMN排列成2维矩阵状而搭载于2D阵列IC50上。M×N个收发信道ECh11～EchMN均是以相同的电路常数设计的电路。
接收电路700分别包括收发切换开关200、进行时间增益控制的可变衰减器300、放大器400和延迟电路800。收发切换开关200和放大器400由第1信号线500连接。可变衰减器300与第1信号线500的中途连接。延迟电路800与放大器400的输出的第2信号线502连接。另外，延迟电路800还与发送电路600连接，进行发送信号的延迟处理。
＊“振动器”＊
振动器100在发送时，从发送电路600接收发送信号并变换成超声波信号而发送到被检体。在接收时，振动器100将从被检体反射的超声波信号向接地电平的电信号变换，并作为第1输出信号而输出到收发切换开关200。
＊“收发切换开关200”＊
收发切换开关200是对是否将来自振动器100的第1输出信号输出到第1信号线500进行切换的开关。在发送时，通过将收发切换开关200切换为断开，来保护后级的接收电路700不受从发送电路600输出到振动器100的大振幅的发送信号的影响。
收发切换开关200具备1个以上收发切换开关用高耐压MOSFET(N沟道型MOSFET的MN201、202)、浮动电压生成部203、开关元件(SW)204、电阻R205和旁路信号线206。
收发切换开关用MOSFET的MN201、202的源极间以及栅极间相互连接。作为收发切换开关200的一个MOSFET的MN201的漏极与振动器100连接，作为另一个MOSFET的MN202的漏极与第1信号线500连接。
浮动电压生成部203例如是非专利文献1的图4所示那样的电路，生成在MN201和MP202的栅极与源极之间施加的电压。
开关元件204具备与电源VDD1连接的开关端子204a以及接通端子204b和断开端子204c。
接通端子204b与浮动电压生成部203连接。在将开关端子204a与接通端子204b侧连接的接通时(接收超声波时)，开关元件204将偏置电流Ibias供给到浮动电压生成部。
另一方面，断开端子204c通过旁路信号线206与第1信号线500连接。在将开关端子204a与断开端子204c连接的断开时(发送超声波时)，使偏置电流Ibias直接流入到第1信号线500。
由此，收发切换开关200能够对是否将来自振动器100的第1输出信号输出到第1信号线500进行切换。
而且，在接通开关元件204时，偏置电流Ibias经由浮动电压生成部203和MN202从电阻R205流向地。另一方面，在断开开关元件204时，偏置电流Ibias经由旁路信号线206从电阻R205流向地。由此，由于始终是偏置电流Ibias流向电阻R205，因而第1信号线500的电位成为由电阻R205和偏置电流Ibias之积决定的电位。换言之，收发切换开关200在开关断开时向第1信号线500输出偏置电位。而且，收发切换开关200在开关断开时向第1信号线500输出的偏置电位等于收发切换开关200在开关接通时向第1信号线输出的偏置电位。由此，能够与收发切换开关200的通断无关地，将第1信号线500的电位保持为恒定，因而通过将放大器400内的第1电容器401的电容设计于第1信号线500，能够使放大器400内的LNA402的动作稳定。对于放大器400的第1电容器401的电容，将在后面详细说明。
＊“可变衰减器”＊
可变衰减器300使经由收发切换开关200从振动器100向第1信号线500输入的接收信号衰减，实现时间增益控制。具体地，进行如下处理：使在接收开始时向第1信号线500输入的在被检体的体表附近反射后的超声波的接收信号大幅衰减，使随着时间的经过而在被检体的深的部分反射后的超声波的接收信号不衰减。
可变衰减器300具备控制端子和具有2个端子的元件而构成。在本实施方式中，作为元件而使用P沟道型MOSFET的MP301a和N沟道型MOSFET的MN301b，将它们并联地连接，由此构成了可变衰减器300。
并联连接的MP301a和MN301b的一端与第1信号线500连接。此外，并联连接的MP301a和MN301b的另一端与设置在2D阵列IC50的焊盘41连接。在焊盘41连接有第2电容器40的一个端子，第2电容器40的另一端子被接地。
由此，根据从TGC控制信号生成器20向控制端子(栅极)输入的衰减器控制信号30，控制端子以外的2个端子(源极和漏极)间的电阻值变化。具体地，可变衰减器300能够通过自身的可变控制的电阻值、振动器100的阻抗和收发切换开关200的接通电阻的组合来使第1信号线500的信号衰减。
由此，通过使输入到可变衰减器300的衰减器控制信号30随着从发送(或接收开始)起的时间经过而变化，从而能够改变可变衰减器300的衰减率，实现时间增益控制。
另外，如图1所示，第2电容器(共用电容器)40与所有收发信道ECh11～EchMN的可变衰减器300共同连接。
第2电容器40能够使电容越大则越能够使可变衰减器300衰减的频带的最低频数下降。由此，预先设计第2电容器40的静电电容的值，使得能够使期望的频带整体在可变衰减器300衰减。
第2电容器40需要相对于配置在收发信道ECh11～EChMN内的可变衰减器300自身的被可变控制的电阻值、振动器100的阻抗和收发切换开关200的接通电阻而成为充分小的阻抗。另一方面，第1电容器401通过与LNA402的输入阻抗的组合而形成高通滤波器，其阻断频率由LNA402的大输入阻抗与第1电容器401的电容之积来决定。振动器100的阻抗为数千欧姆，收发切换开关200的接通电阻为数十～数百欧姆，相对于此，LNA402的大输入阻抗为数百～数兆欧姆，由数量级差异大的阻抗与第1电容器401的电容的组合来决定接收频带，因而第2电容器40变得大于第1电容器401的静电电容值。
另外，对于通过可变衰减器300来实现时间增益控制的原理和第2电容器40的静电电容C40的值的设计，在后面使用公式来详细地说明。
此外，第2电容器40还发挥作用以使得收发切换开关200的偏置电流Ibias不经由第1信号线500而向可变衰减器300流入。
＊“TGC控制信号生成器20”＊
TGC控制信号生成器20生成可变衰减器300的控制信号。TGC控制信号生成器20是输入TGC控制信号10，并生成向可变衰减器300的MP301a和MN301b的栅极输入的控制信号的电路。TGC控制信号10也能够由超声波诊断装置生成，但也能够由2D阵列IC50生成。
如图1那样，TGC控制信号生成器20安装在比2D阵列IC50上的安装有多个接收电路的区域更靠外围的区域。
如此，在本实施方式中，能够实现在2D阵列IC50上实现TGC的可变衰减器300和生成其控制信号的TGC控制信号生成器20这两者。
TGC控制信号生成器20具备电压电流变换器VIC21、电流镜CM21、作为N沟道型MOSFET的MN21b和作为P沟道型MOSFET的MP21a而构成。对于电路结构的详细情况，在后面进行说明。
＊“放大器400”＊
放大器400包括低噪声放大电路(以下，LNA(Low Noise Amplifier)402。放大器400对可变衰减器300衰减后的接收信号进行放大。在本实施方式中，能够通过可变衰减器300使在被检体的体表附近反射后的振幅大的信号衰减，因而能够将LNA402的增益与在被检体的深部反射后的振幅小的信号匹配地设定得较大。由此，能够将来自深部的接收信号的振幅放大得较大，能够提高图像的精度。
在LNA402与收发切换开关之间的第1信号线500串联地插入有第1电容器401。即，LNA402经由第1电容器401输入第1信号线500的信号，将其放大而输出到第2信号线502。
第1电容器401将由电阻R205与偏置电流Ibias之积决定的第1信号线500的电位与适于LNA402的动作的电位的差异保持为直流电压。由此，根据适于LNA402的动作的电位与第1信号线500的电位的差异，预先设计第1电容器401的电容。
第1电容器401优选插入到可变衰减器300与LNA402之间的第1信号线500，但也可以在第1电容器401与LNA402之间插入可变衰减器300。
<收发时的各部分的动作>
对探头的2D阵列IC50上的电路的收发时的动作进行说明。
收发信道ECh11～EChMN预先被分为多个子信道(SCh)。
＊“发送”＊
发送时，由超声波诊断装置主体或2D阵列IC生成的发送信号被分路到1个子信道内的所有收发信道Ech的电路。各收发信道Ech的延迟电路800对发送信号赋予给定的延迟量。发送电路600对延迟后的发送信号进行放大等，并输出到振动器100。
振动器100分别将每延迟给定量后的发送信号变换成超声波，并发送到被检体。由此，对具有给定的发送焦点的超声波进行发送。
在发送时，接收电路700的收发切换开关200通过控制信号VSW，将开关元件(SW)204从开关端子204a切换到断开端子204c侧。
由此，偏置电流Ibias通过旁路信号线206而向收发切换开关200的第1信号线500侧流动，经由电阻R205而向地流动。
因此，偏置电流Ibias不向浮动电压生成部203流动，因而MN201、202的栅极-源极间电压成为小于阈值的电压，收发切换开关200变为断开。
由此，收发切换开关200能够保护后级的接收电路700不受从发送电路600向振动器100输出的大振幅的发送信号的影响。
此时，收发切换开关200的偏置电流Ibias通过旁路信号线206而供给到第1信号线500。
由此，发送时的第1信号线500的电位成为由偏置电流Ibias与电阻R205的电阻值之积决定的VDC。
＊“接收”＊
发送到被检体的超声波在被检体内传播，并且由被检体内的组织等反射而再次到达振动器100。
振动器100接收超声波的反射波，将其变换成电信号，并输出接收信号。
收发切换开关200根据控制信号VSW的指令，使用SW来切换偏置电流Ibias。接收时，让偏置电流Ibias向浮动电压生成部203流动，生成将作为高耐压Nch MOSFET的MN201、202设为导通的栅极-源极间电压。由此，收发切换开关200变为接通。
由此，从振动器100输出的接收信号施加于第1信号线500，以第1信号线500的电位为中心而振动。
经由了浮动电压生成部203的偏置电流Ibias经过MN202、电阻R205而流向地。
由此，接收时的第1信号线500的电位成为由使浮动电压生成部203动作的偏置电流Ibias与电阻R205的电阻值之积决定的VDC。
从振动器100输出的接收信号在第1信号线500中，以第1信号线500的电位VDC为中心而振动。
如此，在本实施方式中，构成为在发送时和接收时收发切换开关200切换到断开和接通的情况下，偏置电流Ibias均经由电阻R205接地。如此，第1信号线500的电位不会因发送和接收的切换而变动，能够将其设为恒定。
第1信号线500的接收信号输入到可变衰减器300。
可变衰减器300根据衰减器控制信号30的电平而使电信号衰减。
衰减器控制信号30是TGC控制信号生成器20根据TGC控制信号10生成的1对信号，向可变衰减器300的控制端子(栅极)输入。
例如如图3所示那样，TGC控制信号10是从时间增益控制(TGC)开始时起逐渐上升的倾斜上升信号。
在TGC控制信号生成器20中，该TGC控制信号10由电压电流变换器VIC21变换成电流。具体地，电压电流变换器VIC21向从TGC开始时起逐渐下降的输出电流22、23变换。
输出电流23向作为N沟道型MOSFET的MN21b流入。输出电流22成为由电流镜CM21对极性进行了变换的输出电流22’，向作为P沟道型MOSFET的MP21a流入。MP21a、MN21b的栅极电位成为衰减器控制信号30。
生成的1对衰减器控制信号30输入到可变衰减器300的作为P沟道型MOSFET的MP301a和作为N沟道型MOSFET的MN301b的控制端子(栅极)。
由此，MN301b的栅极-源极间电压从TGC开始时起逐渐下降，因而漏极-源极间的电阻RMN逐渐变大。同样，MP301a的源极-栅极间电压从TGC开始时起逐渐下降，因而漏极-源极间电阻RMP也逐渐变大。
第1信号线500的接收信号在MP301a和MN301b的电阻小的时间增益控制(TGC)的开始时(来自体表附近的接收信号的接收时)，大幅衰减，随着MP301a和MN301b的电阻逐渐变大(随着深度变深)，衰减率降低。
衰减了的接收信号被向放大器400输入。
放大器400的LNA402将信号对噪声比的劣化的影响设为最小限度，对接收到的信号进行放大。LNA402通过电源VDD2而动作。虽然也依赖于电路结构，但LNA402构成为对以电源VDD2的电压与接地电平之间的预先决定的偏置电压VDCIN为中心而振动的信号进行放大。
第1信号线500的电位(偏置电压)VDC如上述所示由偏置电流Ibias和电阻R205的电阻值决定，与LNA402的偏置电压VDCIN不同。因此，在LNA402的前级配置第1电容器401，使第1电容器401的LNA402侧的端子501的偏置电压与LNA402的偏置电压VDCIN一致，与LNA402连接。
<由可变衰减器300进行的TGC实现的原理>
使用公式来对由可变衰减器300实现时间增益控制的原理进一步详细地进行说明。
若将振动器100的阻抗设为ZTD、将收发切换开关200的接通电阻设为RTRSWON，将可变衰减器300的MN301b和MP301a的漏极-源极间电阻分别设为RDSN301b、RDSP301a，将第2电容器40的电容设为C40，将第2电容器40的阻抗设为Z40，将可变衰减器300的电阻设为RATT，则在可变衰减器300中流动的电流IATT使用式(1)～(2)，如式(3)那样求出。
Z40＝j/(2πfxC40)……(1)
RATT＝RDSN301b×RDSPa301/(RDSN301b+RDsP301a)……(2)
IATT＝|(RATT+Z40)/(ZTD+RTRSWON+RATT+Z40)|……(3)
在式(1)中，f为频率，j为虚数单位(即，√(-1))。
尤其是，在接收信号的期望频带内，第2电容器40的阻抗Z40的绝对值比可变衰减器300的电阻RATT充分小(|Z40|＜＜RATT)时，在可变衰减器300中流动的电流IATT表示为式(4)。
Figure BDA0003578220770000151
若放大器400的输入阻抗充分大，则由振动器100从超声波变换为电信号的接收信号以
|20×log(IATT)|[dB]
的衰减度进行衰减，并向放大器400输入。
在此，可变衰减器300的MN301b和MP301a的漏极-源极间电阻RDSN301b和RDSP301a是衰减器控制信号30的函数。衰减器控制信号30是TGC控制信号10的函数，如图3所示，TGC控制信号10是与时刻一起上升的信号。由此，如图4所示，输入到放大器400的信号振幅的衰减度与时刻一起降低。由此，能够使时间增益控制开始时(来自体表附近的接收信号)衰减得最大，随着时间的经过而降低衰减程度，从而使其衰减。即，能够对接收电路的增益进行时间增益控制。
<第2电容器40的静电电容C40的值的设计>
对于第2电容器40的静电电容C40的值的设计，使用公式来进行说明。
若将能够通过衰减器控制信号30设定的可变衰减器300的电阻RATT的最小值、最大值分别设为RATTmin、RATTmax，将在可变衰减器300中流动的电流IATT的最小值(将接收增益设为最小的值)、最大值(将接收增益设为最大的值)分别设为IATTmax、IATTmin，则IATTmax、IATTmin表示为式(5)、(6)。
IATTmax＝|(RATTmin+Z40)/(ZTD+RTRSWON+RATTmin+Z40)|……(5)
IATTmin＝|(RATTmax+Z40)/(ZTD+RTRSWON+RATTmax+Z40)|……(6)
由此，在可变衰减器300中流动的电流IATT的控制范围是式(7)的范围。
IATTmax≤IATT≤IATTmin……(7)
在图4中示出可变衰减器300的频率对衰减度特性。如图4所示，在TGC开始时，可变衰减器300在频率f1处开始衰减，在频率f2以上的频带中衰减度成为恒定。频率f1以及频率f2如式(8)、(9)那样表示。
频率f1＝1/(2πC40)/(ZTD+RTRSWON+RATTmin)……(8)
频率f2＝1/(2πC40×RATTmin)……(9)
由此，设计第2电容器40的电容C40、RTRSWON以及RATTmin，以使得至少使用于超声波图像的生成的接收信号的频带相比于衰减度固定的频率f2而被包含于高频频带。例如，能够通过对第2电容器40的电容C40进行调整，来比较容易地使在超声波图像的生成中使用的接收信号的频带大于频率f2。
通过使可变衰减器300的电阻RATT比第2电容器40的阻抗Z40充分小(RATT＜＜Z40)，从而能够更有效地运用作为电压控制可变电阻而使用的MN301和PN301的漏极-源极间的电阻的可变范围。
另外，在本实施方式中，成为将第2电容器40设为与2D阵列IC50不同的元件，并经由焊盘41将两者连接的结构，但也可以安装于2D阵列IC50。在可变衰减器300中流动的电流IATT的控制范围能够确保能够形成能满足使用的范围的第2电容器40的面积的情况下，也可以与安装在2D阵列IC50上的M×N个收发电路以及其外围的块电路安装于相同的裸片区域(Die Area)。
如上述那样，根据本实施方式1，M×N个收发信道ECh11～EchMN在相同的2D阵列IC50上安装为矩阵状，只要在其外围自由度高地配置1个TGC控制信号生成器20即可，因而能够抑制安装于2D阵列IC50的电路尺寸的增大。
此外，根据本实施方式，能够在数千至1万个元件的振动器100中的每一个，连接分别具有一个独立的偏差小的增益可变功能的接收电路700。
而且，能够在将它们配置为多个且配置为2D阵列状的基础上抑制电路尺寸和功耗，并且进行时间增益控制。
由此，能够提供具备在体表附近以及深部这两者中提高了诊断图像的SNR的2D阵列探头的超声波诊断装置。
此外，在安装于探头内的2D阵列IC50中，能够生成自行对可变衰减器300的增益进行控制的衰减器控制信号30。由此，能够同时对多个放大器400进行增益控制。由此，能够抑制多个收发信道Ech的增益的偏差，能够构成适于2D阵列IC50的TGC电路。
进一步地，通过配置旁路信号线206以使得在收发切换开关200断开时偏置电流Ibias也流经电阻R205，从而无论在收发切换开关200接通时还是在断开时均能够将第1信号线500的电位(偏置电压)VDC设为固定。由此，能够将输入到放大器400的LNA402的接收信号的偏置电位设为固定，能够使LNA402的放大处理稳定化。
<<<实施方式2>>>
对于实施方式2的超声波诊断装置用的探头，使用图5来进行说明。图5是示出探头内的搭载有多个收发电路的2D阵列IC50的电路的概要的图。
实施方式2的2D阵列IC50与实施方式1同样，是收发信道ECh11～EchMN被2维排列的结构，但作为共用电容器，除第2电容器40以外还追加了第3电容器42。距第2电容器40以及焊盘41距离远的收发信道Ech与连接于第3电容器42的焊盘43连接。即，收发信道ECh11～EChMN与2个以上焊盘41、43之中在位置上较近的焊盘连接，以使得与第2或第3电容器40、42连接的布线的长度成为给定值以下。由此，缩短将收发信道Ech与第2电容器40或第3电容器42连接的布线503，布线电阻被施加于可变衰减器300的电阻，抑制衰减度变化。
使用公式对其进一步进行说明。另外，在图5中，对与图1～4相同的构成要素赋予相同的符号，并省略说明。
在图5中，将从最靠近第2电容器40的收发信道ECh_Nearest到第2电容器40为止的布线503的布线电阻表示为RM_Nearest，将从最远离第2电容器40的收发信道ECh_Farest到第2电容器40为止的布线503的布线电阻表示为RM_Farest。
在2D阵列IC50安装有M×N个这样的多个收发电路，因而在最靠近第2电容器40的收发信道ECh_Nearest和最远离收发信道ECh_Farest中，起因于布线电阻RM_Nearest和布线电阻RM_Farest的差异，从而在可变衰减器300中流动的电流IATT中产生差异。此时，将在收发信道ECh_Nearest和收发信道ECh_Farest的可变衰减器300中流动的电流IATT的最大值和最小值分别设为IATT_Nearest_max、IAIT_Nearest_min和IATT_Farest_max、IATT_Farest_min。对于它们，在式(5)、(6)中代入布线电阻RM_Nearest、RM_Farest，分别表示为式(10)～(13)。
IATT_Nearest_max
＝|(RATTmin+Z40+RM_Nearest)/(ZTD+RTRSWON+RATTmin+Z40+RM_Nearest)|……(10)
IATT_Nearest_min
＝|(RATTmax+Z40+RM_Nearest)/(ZTD+RTRSWON+RATTmax+Z40+RM_Nearest)|……(11)
IATT_Farest_max
＝|(RATTmin+Z40+RM_Farest)/(ZTD+RTRSWON+RATTmin+Z40+RM_Farest)|……(12)
IATT_Farest_min
＝|(RATTmax+Z40+RM_Farest)/(ZTD+RTRSWON+RATTmax+Z40+RM_Farest)|……(13)
另外，在式(10)～(13)中，RATTmin、RATTmax分别是可变衰减器300的电阻RATT的最小值、最大值，Z40是第2电容器40的阻抗Z40，ZTD是振动器100的阻抗，RTRSWON是收发切换开关200的接通电阻。
由此，在可变衰减器300中流动的电流IATT_Nearest、IATT_Farest的控制范围是式(14)、(15)的范围。
IATT_Nearest_max≤IATT_Nearest≤IATT_Nearest_min……(14)
IATT_Farest_max≤IATT_Farest≤IATT_Farest_min……(15)
在时间增益控制结束时，需要可变衰减器300的接收增益较大，因而可变衰减器300的电阻RATTmax满足式(16)。
RATTmax＞＞ZTD+RTRSWON+Z40+布线电阻……(16)
在该情况下，在最靠近第2电容器40的收发信道ECh_Nearest的可变衰减器300中流动的电流IATT的最小值电流IATT_Nearest_min和在最远离第2电容器40的收发信道ECh_Farest的可变衰减器300中流动的电流IATT的最小值电流IATT_Farest_min如式(17)那样，能够近似于几乎相等。
Figure BDA0003578220770000191
最靠近第2电容器40的收发信道ECh_Nearest的可变衰减器300中的衰减度与最远离第2电容器40的收发信道ECh_Farest的可变衰减器300中的衰减度的差由式(18)表示。
|20log(IATT_Nearest_max/IATT_Farest_max)|[dB]……(18)
由此，在对由式(18)表示的衰减度的差，例如设置1dB以内那样的标准的情况下，在位于远离第2电容器40的位置的收发信道Ech中，产生不满足上述的1dB以内那样的标准的信号衰减度小的情况。
在本实施方式中，如图5所示，由于将第3电容器42和焊盘43追加于最远离第2电容器40的收发信道ECh_Farest附近，因而能够抑制可变衰减器300的信号衰减度的下降。
由此，多个(M×N个)收发信道Ech的可变衰减器300能够抑制信号衰减度的偏差，进行均匀的时间增益控制。由此，能够提供具备提高了附近/深部两诊断图像的SNR的2D阵列探头的超声波诊断装置。
<<<实施方式3>>>
对于实施方式3的超声波诊断装置用的探头，使用图6来进行说明。图6是实施方式3的收发信道ECh细节图。在图6中，对与图2相同的构成要素标注与图2相同的符号，并省略说明。
如在实施方式1中说明那样，由振动器100从超声波变换成电信号的接收信号以第1信号线500的电位(偏置电压)VDC为中心振动。电位VDC是接近于地的电位。由于以该电位为中心以大振幅振动的信号，从而作为n沟道型MOSFET的MN301b的漏极电位有时与源极电位相比下降。此时，若背栅302b与地连接，则电流从背栅302b向漏极流动，结果，第1信号线500的信号会失真。
因此，在实施方式3中，通过将MN301b的背栅302b与电位低于地的电源VSS2连接，来抑制电流从背栅302b向漏极流动的现象。由此，能够防止第1信号线500的信号失真的现象。
同样，作为P沟道型MOSFET的MP301a的背栅302a与电位高于地的电源VDD2连接。
此外，TGC控制信号生成器20的作为N沟道型MOSFET的MN21b的背栅24b与电源VSS2连接。此外，作为P沟道型MOSFET的MP21a的背栅24a与电源VDD2连接。
图7的(a)、(b)是将2.5MHz的正弦波信号输入到图6的可变衰减器300时的输出信号的频谱。图7的(a)是如图6那样，将MN301b的背栅302b与电源VSS2连接，将MP301a的背栅302a与电源VDDS连接的可变衰减器300，图7的(b)是将背栅302a、302b与地连接的可变衰减器300。
在图7的(a)、(b)的频谱中，最左边的峰值为基波(在此为2.5Hz的正弦波信号)，正中间为二次高次谐波的峰值。能够确认到，图7的(a)比图7的(b)更能抑制二次高次谐波电平。
上述以外的探头的结构以及作用/效果与实施方式1同样。
<<<实施方式4>>>
图8是实施方式4中的超声波诊断装置的结构图。
超声波诊断装置具备主体装置US90、显示器US80和操作面板US70。
在主体装置US90配置有连接探头的连接器盒US30、US31和探测器选择器US40。
此外，在主体装置US90内配置有收发切换开关US320、放大器US121、放大器US120、模拟数字变换器US54以及信号处理电路US60。在主体装置US90的底面具备脚轮US1000、US1001，超声波诊断装置能够在地面自由地移动。
放大器US121进行发送信号的放大。收发切换开关US320起到防止发送信号进入接收系统的作用。放大器US120进行从探头US10、US11接收到的子信道的接收信号的放大。
信号处理电路US60是逻辑电路，经由模拟数字变换器US54作为数字信号来接收放大器US120的输出信号，并进行信号处理而生成超声波图像。在发送时，信号处理电路US60经由数字模拟变换器US51向放大器US121输入进行了信号处理的发送信号，经由探测器选择器US40、连接器盒US30、US31、线缆US20、US21向2D阵列探头US10、US11发送。
在连接器盒US30、US31经由线缆US20、US21连接有探头US10、US11。探测器选择器US40将探头US10、US11中的任一者选择性地与收发切换开关US320连接。
在探头US10、US11内分别安装有实施方式1～3中的任一种2D阵列IC50。此外，在探头US10、US11内还配置有匹配层US200、US201和声透镜US210、US211。匹配层US200、US201对2D阵列的振动器100与生物体的声阻抗进行匹配。声透镜US210使超声波波束收敛。
另外，在图8的超声波诊断装置的主体装置US90有2个连接器盒US30、US31，并连接2个2D阵列探头US10、US11，但被连接的探头不限定于2根。此外，在连接器盒US30、US31也能够连接以往的1D阵列探头等。此外，也可以设置用于连接多普勒专用等的特殊的探头的连接器盒连接端子。
观察患者的体内的哪个部位等主体装置US90的各个操作从操作面板US70进行。此外，主体装置US90具备各种诊断模式，诊断模式的切换也从操作面板US70进行。在诊断模式中有B(Brightness，亮度)、PW(Pulsed Wave Doppler，脉冲波多普勒)、CFM(Color FlowMapping，彩色血流图)、STCW(Steerable CW Doppler，可操纵的连续波多普勒)模式等。
B模式是将从组织反射的超声波的接收振幅强度与亮度建立对应而显示的模式。
PW模式是朝向某个深度而重复发送超声波，对从该部位反射的信号的每次重复发送的频率偏移进行测定，由此来求出血流速度的模式。在PW模式中，能够获知特定的位置的血流速度，并与B模式图像叠加显示。
CFM也称为彩色多普勒，是通过求出每次超声波发送时的接收信号的自相关来将血流速可视化的模式。在CFM模式中，能获知超声波的接收波束上的多个点的位置的平均速度，并使用于逆流等的发现。
STCW模式也是测定血流速度的模式，但其适于快的血流速度测定。
信号处理电路US60对来自模拟数字变换器US54的信号进行处理，生成上述各种模式的诊断图像。该图像显示于显示器US80。
本实施方式中的TGC电路不限于2D阵列IC，也能够使用于由1D等通常的超声波探头实现的超声波信号的接收。此外，即便不安装于探头而安装于装置侧，也能够实现同等的TGC功能。
以上对实施方式进行了说明，但本发明不限定于上述的实施方式，包括各种变形例。例如，上述的实施方式为了对本发明容易理解地进行说明而详细地进行了说明，不限定于一定具备说明的所有结构。

Claims (13)

1.一种探头，所述探头与超声波诊断装置连接，向诊断部位发送超声波，并接收作为反射波的接收信号，所述探头的特征在于，
所述探头具有多个接收电路，
各个所述接收电路包括：
振动器，将所述接收信号向接地电平的电信号变换，并作为第1输出信号而输出；
收发切换开关，与第1信号线连接，对是否将从所述振动器输出的所述第1输出信号输出到所述第1信号线进行切换；
可变衰减器，具备控制端子和2个端子，基于输入到所述控制端子的控制信号，使所述控制端子以外的所述2个端子间的电阻值变化；
第1电容器，与所述第1信号线连接；和
放大器，至少包括将所述第1信号线的电信号放大而输出到第2信号线的放大电路，所述放大电路的输入端子与所述第1电容器连接，
所述收发切换开关在开关断开时向所述第1信号线输出偏置电位，
所述可变衰减器的所述控制端子以外的所述2个端子之中的一个端子与所述第1信号线连接，另一个端子经由与所述第1电容器不同的第2电容器接地。
2.根据权利要求1所述的探头，其特征在于，
所述探头具有集成电路和配置在所述集成电路的外侧的1个以上共用电容器，
所述集成电路包括多个所述接收电路，
所述共用电容器与多个所述接收电路连接，作为多个所述接收电路的所述第2电容器而动作，
所述共用电容器位于所述集成电路的外侧。
3.根据权利要求2所述的探头，其特征在于，
所述共用电容器的静电电容大于所述第1电容器的静电电容。
4.根据权利要求1所述的探头，其特征在于，
所述收发切换开关在开关断开时向第1信号线输出的断开时偏置电位与所述收发切换开关在开关接通时向第1信号线输出的接通时偏置电位相同。
5.根据权利要求1所述的探头，其特征在于，
所述收发切换开关包括1个以上MOSFET，具备在开关断开时不通过高耐压MOSFET而在所述第1电容器侧流动用于决定第1信号线的偏置电位的电流的功能。
6.根据权利要求2所述的探头，其特征在于，
所述探头具有将所述控制信号分别输出到多个所述接收电路的1个以上控制信号生成器，
所述控制信号生成器在所述集成电路内，安装于比安装有所述多个接收电路的区域更靠外围的区域。
7.根据权利要求2所述的探头，其特征在于，
所述共用电容器为2个以上，经由设置于所述集成电路的2个以上焊盘分别与多个所述接收电路连接，
所述接收电路与2个以上焊盘之中位置较近的焊盘连接，以使得与所述共用电容器连接的布线的长度成为给定值以下。
8.根据权利要求1所述的探头，其特征在于，
所述可变衰减器包括1个以上MOSFET，所述MOSFET具备所述控制端子和所述2个端子，
所述MOSFET的背栅与不是接地电位的电源连接。
9.一种探头，所述探头与超声波诊断装置连接，向对象部位发送超声波并接收作为反射波的超声波信号，所述探头的特征在于，
所述探头具有：
被排列的多个振动器；发送电路，分别向多个所述振动器输出发送信号；和多个接收电路，分别与多个所述振动器连接，
多个所述接收电路分别包括：所述收发切换开关；所述放大电路；第1信号线，连接所述收发切换开关和所述放大电路；和可变衰减器，连接于所述第1信号线的中途，
所述振动器将所述超声波信号向电信号变换，并作为第1输出信号输出到所述收发切换开关，
所述收发切换开关对是否将来自所述振动器的所述第1输出信号输出到所述第1信号线进行切换，
所述可变衰减器包括1个以上元件，所述元件具备控制端子和2个端子，并且是所述控制端子以外的所述2个端子间的电阻值根据输入到所述控制端子的控制信号变化的元件，所述元件的所述2个端子之中的一个端子与所述第1信号线连接。
10.根据权利要求9所述的探头，其特征在于，
作为所述可变衰减器的1个以上所述元件，包括N沟道型MOSFET和P沟道型MOSFET，所述N沟道型MOSFET和P沟道型MOSFET被并联连接，并联连接的一个端子侧与所述第1信号线连接，在另一个端子侧经由第2电容器接地。
11.根据权利要求9所述的探头，其特征在于，
所述收发切换开关包括1个以上收发切换开关用MOSFET、浮动电压生成部、开关元件、旁路信号线和一端与所述第1信号线连接的电阻，
所述收发切换开关用MOSFET的源极以及漏极端子中的一个端子与所述振动器连接，另一个端子与所述第1信号线连接，
所述浮动电压生成部生成向所述收发切换开关用MOSFET的栅极与源极之间施加的电压，
所述电阻的一端与所述第1信号线连接，另一端接地，
所述开关元件具备与偏置电流源连接的开关端子、接通端子和断开端子，所述接通端子与所述浮动电压生成部连接，在接通时将偏置电流供给到所述浮动电压生成部，所述断开端子通过所述旁路信号线与所述第1信号线连接，在断开时使所述偏置电流经由所述第1信号线向所述电阻流入。
12.根据权利要求9所述的探头，其特征在于，
在所述放大电路与所述收发切换开关之间的所述第1信号线中，串联地插入第1电容器。
13.一种超声波诊断装置，其特征在于，具有：
权利要求1至12中任一项所述的探头；和
处理装置，对从所述探头接收到的信号进行处理。
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