JP7360057B2 - インバータ装置及びその電流検出方法 - Google Patents

Description

本開示は、インバータ装置及びその電流検出方法に関する。

インバータによって駆動される交流モータに供給される電力は、インバータへ入力される直流電流を測定して求めることができる。この直流電流は、パルス状となっているので、瞬時値を測定しても正確な電流値を読み取ることができない。そこで、例えば、ローパスフィルタを通すことにより、平均化した電流値を読み取ることができる。

一方、インバータ制御におけるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調の１キャリア周期内で、直流電流を演算して平均値を求める手法も提案されている（特許文献１参照）。

特開２００７－２５２０９４号公報

実際に用いるローパスフィルタは、簡易なＣＲ回路ではなく、オペアンプを前置したものとなり、コストダウンのためには省略したい部分である。
インバータによる３相モータの制御には、３相ＰＷＭ制御の他に、電圧指令が矩形波となる制御も知られている。そこで、ローパスフィルタ等のハードウェアを使用せず、かつ、制御方法に関わらず、直流電流値を精度よく検出したい。
本開示は、インバータ装置において、直流電流値の検出精度を高めることを目的とする。

本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は、特許請求の範囲によって定められるものである。

（１）本開示のインバータ装置は、直流電路からの直流入力を交流出力に変換して３相モータに供給するインバータと、前記直流電路から前記３相モータまでに流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器の検出出力を参照して前記インバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記インバータの制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能であり、前記第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用し、前記第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する、インバータ装置である。

上記のインバータ装置では、制御モードに応じて直流電流値又はモータ電力の算出方式を変更し、実行する制御モードに適した直流電流値又はモータ電力の算出を行うことができる。なお、モータ電力が算出できれば、直流電流値も算出できる。このようにして、直流電流値を検出する精度を向上させることができる。

（２）前記（１）のインバータ装置において、前記第１の制御モードにおける前記インバータのスイッチングの頻度が、前記第２の制御モードにおける前記インバータのスイッチングの頻度より多い。
相対的に、インバータのスイッチングの頻度が多いと電流は安定しないが、頻度が少ないと電流は安定する。スイッチングの頻度が多く電流が安定しないと、１キャリア周期内で検出される電流値及び通流率の変動幅が大きくなる。よって、インバータのスイッチングの頻度が多い制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式が適する。

（３）前記（１）又は（２）のインバータ装置において、前記制御部は、１キャリア周期内で前記インバータの上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が無いか又は１相であるとき、前記第２の制御モードであるとして前記第２の算出方式を適用し、１キャリア周期内で前記インバータの上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が２相以上であるとき、前記第１の制御モードであるとして前記第１の算出方式を適用する。
このようにして、制御部は、スイッチング素子のオン／オフの頻度により、適用すべき算出方式を決定することができる。

（４）前記（１）から（３）のいずれかのインバータ装置において、前記第１の制御モードは、ＰＷＭ制御又はＰＡＭ制御である。
このような第１の制御モードでは、パルスが短時間で変化するので、第１の算出方式が適する。

（５）前記（１）から（３）のいずれかのインバータ装置において、前記第２の制御モードは、電圧指令が矩形波となるモードである。
電圧指令が矩形波となるモードではパルス幅が３相交流の電気角の半周期（１８０°）にわたって安定しているため、第２の算出方式が適する。

（６）前記（１）から（５）のいずれかのインバータ装置において、前記第２の算出方式では、１キャリア周期内で、キャリア波形のアップスロープ開始近傍、ダウンスロープ開始近傍、及び、ダウンスロープ終了近傍の、３点を含むタイミングで検出した電流値を平均化して、前記直流電流値又は前記モータ電力を求める。
第２の制御モードでは直流電流又はモータ電力が、緩やかな変化となっているので、３点での検出により検出精度を担保することができる。

（７）前記（１）から（６）のいずれかのインバータ装置において、前記電流検出器はシャント抵抗である。

（８）前記（１）又は（２）のインバータ装置において、前記制御部は、運転指令に基づいて、前記インバータを前記第１の制御モード又は前記第２の制御モードのどちらで制御するかを決定する。

（９）前記（１）から（８）のいずれかのインバータ装置において、前記３相モータは、空気調和器の圧縮機又はファンを駆動するモータである。

（１０）空気調和機としては、前記（９）に記載の前記３相モータを含むものである。

（１１）本開示は、直流電路からの直流入力を交流出力に変換して３相モータに供給するインバータと、前記直流電路から前記３相モータまでに流れる電流を検出する電流検出器と、を備えるインバータ装置において、その制御部が実行する、インバータ装置の電流検出方法であって、前記インバータの制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能であり、前記第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用し、前記第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する、インバータ装置の電流検出方法である。

上記インバータ装置の電流検出方法では、制御モードに応じてインバータ１２に供給される直流電流値又はモータ電力の算出の仕方を変更し、実行する制御モードに適した直流電流値又はモータ電力の算出を行うことができる。なお、モータ電力が算出できれば、直流電流値も算出できる。このようにして、直流電流値を検出する精度を向上させることができる。

インバータ装置を用いて３相モータを駆動する回路図の第１例である。 ３相ＰＷＭ制御の１相分の、例えば上アームのスイッチング素子について、オン／オフの変化を示す図である。 ３相ＰＷＭ制御により正弦波の３相交流を生成する場合の、時間と、上アームのスイッチング素子のデューティとの関係を示す波形図である。 横方向を共通の時間として、３周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子のオン／オフ、及び、電流検出器によって検出される直流電流の変化を示すタイムチャートである。 電圧指令が矩形波となる制御における上アームのスイッチング素子の、電気角１周期（３６０度）の時間におけるオン／オフを示すタイムチャートである。 横方向を共通の時間として、２周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子のオン／オフ、及び、直流電流の変化を示すタイムチャートである。 電流検出の算出方式を決めるための、制御モードの判断を示すフローチャートの一例である。 横方向を共通の時間として、１周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子のオン／オフ、及び、直流電流の変化を示すタイムチャートである。 インバータ装置を用いてモータを駆動する回路図の第２例である。 空気調和機の冷媒回路を中心とした構成を示す図である。

以下、本開示の一実施形態について説明する。まず、本開示のインバータ装置により駆動するモータを備えた空気調和機の概要から説明する。

《空気調和機》
図１０は、空気調和機１００の冷媒回路を中心とした構成を示す図である。図において、室外機２００は、圧縮機２０１と、四路切換弁２０２と、アキュムレータ２０３と、熱交換器２０４と、ファン２０５と、膨張弁２０６と、液側の弁（遮断弁）２０７と、ガス側の弁（遮断弁）２０８とを備えている。圧縮機２０１は、内蔵するモータ２ａにより駆動される。ファン２０５は、モータ２ｂにより駆動される。

室内機３００は、熱交換器３０１と、ファン３０２と、膨張弁３０３とを備えている。ファン３０２は、モータ２ｃにより駆動される。室外機２００と室内機３００とは、冷媒配管Ｐ_Ｌ及びＰ_Ｇを介して互いに接続され、図示のような既知の冷媒回路が構成されている。上記のモータ２ａ，２ｂ，２ｃとしては、３相モータを使用することができる。これらのモータを総称して、以下、３相モータ２として説明する。

《インバータ装置の回路構成：第１例》
図１は、インバータ装置１を用いて３相モータ２を駆動する回路図の第１例である。図において、インバータ装置１は、３相モータ２と、出力電路１ｕ，１ｖ，１ｗの３線を介して接続され、３相モータ２を回転駆動する。３相モータ２は、スター結線されたＵ相の界磁巻線２ｕ，Ｖ相の界磁巻線２ｖ，Ｗ相の界磁巻線２ｗと、回転子２ｒと、を備えている。

インバータ装置１に対する電源供給回路は、例えば、交流電源３（３相又は単相）と、交流電源３からの入力電圧を整流する整流回路４と、整流回路４の出力を平滑するリアクトル５及びコンデンサ６とにより構成される。

インバータ装置１は、直流電路１１の２線（１１ｐ，１１ｎ）から直流入力の供給を受けるインバータ１２と、直流電路１１に流れる電流を検出する電流検出器１３と、制御部１４とを備えている。電流検出器１３は、例えばシャント抵抗であり、流れる電流に比例した電圧が、検出出力として制御部１４に送られる。

インバータ１２は、直流電路１１の２線間に３つのレグが接続されており、左から順に、第１レグ、第２レグ、第３レグとする。第１レグは、上アームのスイッチング素子Ｑｕと、このスイッチング素子Ｑｕと直列に接続される下アームのスイッチング素子Ｑｘとにより構成される。スイッチング素子Ｑｕにはダイオードｄｕが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｘにはダイオードｄｘが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｕと、スイッチング素子Ｑｘとの相互接続点から引き出される電路は、出力電路１ｕとなる。

第２レグは、上アームのスイッチング素子Ｑｖと、このスイッチング素子Ｑｖと直列に接続される下アームのスイッチング素子Ｑｙとにより構成される。スイッチング素子Ｑｖにはダイオードｄｖが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｙにはダイオードｄｙが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｖと、スイッチング素子Ｑｙとの相互接続点から引き出される電路は、出力電路１ｖとなる。

第３レグは、上アームのスイッチング素子Ｑｗと、このスイッチング素子Ｑｗと直列に接続される下アームのスイッチング素子Ｑｚとにより構成される。スイッチング素子Ｑｗにはダイオードｄｗが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｚにはダイオードｄｚが、逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｗと、スイッチング素子Ｑｚとの相互接続点から引き出される電路は、出力電路１ｗとなる。

上記のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚは、図１では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であるが、代わりに、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いることもできる。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのオン／オフは、制御部１４により制御される。

制御部１４は、例えば、ＣＰＵ、メモリ、クロック等を搭載するものであり、プログラムを実行することにより必要な機能を実現する。但し、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）その他の、同等な機能を有するデバイスを用いることも可能である。

《インバータ装置の制御モードの概要》
インバータ装置１は、直流電路１１からの直流入力を交流出力（３相交流）に変換して３相モータ２に供給する。変換の制御モードには、３相ＰＷＭ制御を行う第１の制御モードと、電圧指令が矩形波となる制御を行う第２の制御モードとがある。制御部１４は、運転指令に基づいて、インバータ１２を第１の制御モード又は第２の制御モードのどちらで制御するかを決定する。より大きな出力を必要とする場合は、第２の制御モードが好適であり、それ以外は、第１の制御モードが好適である。

（第１の制御モード）
図２は、３相ＰＷＭ制御の１相分の、例えば上アームのスイッチング素子Ｑｕについて、オン／オフの変化を示す図である。（ａ）は、ＰＷＭ制御を示している。なお、図は概念的に示しており、オン／オフの変化の、実際の頻度は、もっと高周波数である。ＰＷＭ制御では、相電圧の基本波成分となる正弦波の指令値とキャリアとが比較され、両者の大小関係によりオン／オフが決まる。これにより、スイッチング素子Ｑｕのパルス幅が変調され、正弦波を出力することができる。他のスイッチング素子Ｑｖは、位相が１２０度ずれて同様な動作となる。さらに他のスイッチング素子Ｑｗは、位相が２４０度ずれて同様な動作となる。

下アームのスイッチング素子Ｑｘは、上アームのスイッチング素子Ｑｕの動作を反転した動作となる。下アームのスイッチング素子Ｑｙは、上アームのスイッチング素子Ｑｖの動作を反転した動作となる。下アームのスイッチング素子Ｑｚは、上アームのスイッチング素子Ｑｗの動作を反転した動作となる。但し、上アームのスイッチング素子と、それに直列な下アームのスイッチング素子とは、オン／オフの反転時に、瞬間的にでも同時オンにならないよう、僅かなデッドタイムが設けられる。

（第２の制御モード）
図２の（ｂ）は、電圧指令が矩形波となる制御を示している。この場合、例えばスイッチング素子Ｑｕは電気角１周期の半分の１８０度区間にオン、それ以外の１８０度区間でオフとなる。他のスイッチング素子Ｑｖは、位相が１２０度ずれて同様な動作となる。さらに他のスイッチング素子Ｑｗは、位相が２４０度ずれて同様な動作となる。

下アームのスイッチング素子Ｑｘは、上アームのスイッチング素子Ｑｕの動作を反転した動作となる。下アームのスイッチング素子Ｑｙは、上アームのスイッチング素子Ｑｖの動作を反転した動作となる。下アームのスイッチング素子Ｑｚは、上アームのスイッチング素子Ｑｗの動作を反転した動作となる。但し、上アームのスイッチング素子と、それに直列な下アームのスイッチング素子とは、オン／オフの反転時に、瞬間的にでも同時オンにならないよう、僅かなデッドタイムが設けられる。

《各制御モードの電流検出》
次に、キャリア周期における各制御モードの電流検出について説明する。インバータ装置１は、３相モータ２に、３相交流を供給する。しかし、３相交流の１周期に比べて非常に短い時間であるキャリア周期で見ると、その短時間に流れているのは、直流電流である。そこで、各スイッチング素子のオン／オフ状態に基づいて、そのときに流れる直流電流から、３相モータの相電流が検出可能である。相電流を検出すれば、モータ電力（３相モータ２の消費電力）を求めることができる。

（第１の制御モードの電流検出）
まず、第１の制御モードである３相ＰＷＭ制御における電流検出について説明する。
図３は、３相ＰＷＭ制御により正弦波の３相交流を生成する場合の、時間と、上アームのスイッチング素子のデューティとの関係を示す波形図である。例えば時刻τ１のとき、デューティが最も高いのはスイッチング素子Ｑｕであり、次いでスイッチング素子Ｑｖである。最もデューティが低いのはスイッチング素子Ｑｗである。

デューティは、正弦波の指令値とキャリアとの大小比較で決まるが、キャリアの１周期から見れば、正弦波の指令値の変化は極めて緩やかである。従って、キャリアが三角波の場合、１周期の三角波と、その１周期内ではあまり変化しない正弦波の指令値とを比較するような状態となる。その結果、各相上アームのスイッチング素子のオン時間は、三角波の中心であるキャリア周期の半分のタイミングを中心としたものとなり、デューティに応じて各相のオン時間の幅が異なる。

図４は、横方向を共通の時間として、３周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフ、及び、電流検出器１３（図１）によって検出される直流電流の変化を示すタイムチャートである。キャリアは、例えばｎを３以上の自然数とすると、ｎ回目のキャリア周期の終了時点を［ｎ］で表している。［ｎ－１］は、（ｎ－１）回目のキャリア周期の終了時点であり、［ｎ＋１］は、（ｎ＋１）回目のキャリア周期の終了時点である。キャリア周期はＴとする。制御部１４（図１）は、キャリアの生成及び全てのスイッチング素子のオン／オフを制御しているので、どのタイミングで、どういう制御状態となるかを、把握できる。

上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフは、例えば図３の時刻τ１近傍であれば、図４に示すようになる。３つのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗが全てオン又は全てオフの場合は、インバータ１２と３相モータ２との間で電流が還流しているだけの状態となり、電流検出器１３に電流は流れない。

直流電流に基づく制御演算は、キャリアの谷（キャリア周期の終了時点であり次のキャリア周期の開始時点でもある。）のタイミングをトリガとして行われる。そのため、電流検出は、三角波のアップスロープよりも、次の谷に近いダウンスロープで行うことが好ましい。

例えばキャリア周期［ｎ］（時刻ｔ０_ｎからｔ０_ｎ＋１まで）における後半のダウンスロープの区間に注目すると、１周期の中間点（Ｔ／２）ではスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗは全てオンであり、検出される直流電流は０である。時刻ｔ１_ｎになると、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖがオンのままで、スイッチング素子Ｑｗがオフになり、Ｕ相、Ｖ相の電流Ｉｕ_ｎ＋Ｉｖ_ｎが検出される。時刻ｔ２_ｎになると、スイッチング素子Ｑｕのみがオンの状態となり、Ｕ相の電流Ｉｕ_ｎが検出される。時刻ｔ３_ｎになると、全てのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗがオフとなり、検出される直流電流は０となる。

キャリア周期［ｎ］の１周期内でオンとなる上アームのスイッチング素子に流れる直流電流と、その時間（Ｔに対する通流率）とは、以下のようになる。
電流Ｉｕ_ｎが流れる時間：ΔＴｕ_ｎ
電流Ｉｖ_ｎが流れる時間：ΔＴｖ_ｎ
電流Ｉｗ_ｎが流れる時間：ΔＴｗ_ｎ

キャリア周期［ｎ－１］においても同様に、
電流Ｉｕ_ｎ－１が流れる時間：ΔＴｕ_ｎ－１
電流Ｉｖ_ｎ－１が流れる時間：ΔＴｖ_ｎ－１
電流Ｉｗ_ｎ－１が流れる時間：ΔＴｗ_ｎ－１
である。
キャリア周期［ｎ＋１］においても同様に、
電流Ｉｕ_ｎ＋１が流れる時間：ΔＴｕ_ｎ＋１
電流Ｉｖ_ｎ＋１が流れる時間：ΔＴｖ_ｎ＋１
電流Ｉｗ_ｎ＋１が流れる時間：ΔＴｗ_ｎ＋１
である。

ここで、例えば、キャリア周期［ｎ］の１周期の平均直流電流Ｉｍ_ｎは、
Ｉｍ_ｎ＝Ｉｕ_ｎ×（ΔＴｕ_ｎ／Ｔ）＋Ｉｖ_ｎ×（ΔＴｖ_ｎ／Ｔ）＋Ｉｗ_ｎ×（ΔＴｗ_ｎ／Ｔ）
・・・（１）
となる。但し、Ｉｕ_ｎ＋Ｉｖ_ｎ＋Ｉｗ_ｎ＝０である。

しかしながら、上記の式（１）は、アップスロープの区間である（１／２）周期内でも同じ電流が同じ時間だけ検出されると推定することを条件としている。より厳密に言えば、同じ電流が同じ時間だけ検出されるとは限らない。そこで、より電流検出の精度を高めるため、１つ前のキャリア周期［ｎ－１］との平均化を行う。

例えば単純に、キャリア周期［ｎ］の平均直流電流Ｉｍ_ｎと、１つ前のキャリア周期［ｎ－１］の平均直流電流Ｉｍ_ｎ－１とを足して２で割る以下の演算により、平均直流電流Ｉｍを求めることができる。
Ｉｍ＝（Ｉｍ_ｎ＋Ｉｍ_ｎ－１）／２ ・・・（２）

単純平均ではなく、重みづけを行ってもよい。キャリア周期［ｎ］の演算のタイミングを、図４のｔ０_ｎ＋１であるとすると、直近の検出値の方が、信頼性が高く、遠いほど信頼性が低いと考えられる。平均直流電流Ｉｍをｔ０_ｎ＋１の直近（１／２）周期の値とすると、Ｉｍ_ｎ＋１は、Ｉｍから（１／４）周期後の値となり、Ｉｍ_ｎ－１は、Ｉｍから（３／４）周期前の値となる。これを重み付けに反映すると、（１／４）：（３／４）となるので、以下の演算により、平均直流電流Ｉｍを求めることができる。
Ｉｍ＝（１／４）Ｉｍ_ｎ－１＋（３／４）Ｉｍ_ｎ ・・・（３）

上記式（２）又は式（３）のように、２つのキャリア周期にまたがって平均化を行う算出方式により、平均値としての直流電流の検出精度を、高めることができる。実施例において第１の制御モードは、スイッチングの頻度が比較的多い３相ＰＷＭ制御モードである。この場合、１キャリア周期内で検出される電流値及び通流率の変動幅は比較的大きいため、平均値としての直流電流の検出精度を高めるためには、このような第１の算出方式が適している。平均化の演算手法は、２つのキャリア周期にまたがる平均化であればよく、上記式（２）又は（３）に限定されない。また、「２つ」に限らず、複数であればよい。

なお、図４は、キャリア周期内で、Ｕ相の電流及びＷ相の電流が電流検出器１３によって検出される場合を示したが、これは、図３の時刻τ１近傍の３周期分のキャリアにおける状態であることに基づいている。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのデューティが変われば、Ｕ相とＶ相との電流が検出される場合、及び、Ｖ相とＷ相との電流が検出される場合がある。

（第２の制御モードの電流検出）
次に、第２の制御モードである、電圧指令が矩形波となる制御における電流検出について説明する。
図５は、電圧指令が矩形波となる制御における上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗの、電気角１周期（３６０度）の時間におけるオン／オフを示すタイムチャートである。３つのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフの状態は６０度ごとに変化し、６ステップで１周期となる。各スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗは、１８０度の期間オン状態を続けた後、１８０度の期間オフ状態を続ける工程を繰り返す。各スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗがオン（又はオフ）になるタイミングは互いに１２０度ずれている。

図６は、横方向を共通の時間として、２周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフ、及び、直流電流の変化を示すタイムチャートである。キャリアは、図４と同様に、ｎ回目のキャリア周期の終了時点を［ｎ］で表している。［ｎ－１］は、（ｎ－１）回目のキャリア周期の終了時点であり、［ｎ＋１］は、（ｎ＋１）回目のキャリア周期の終了時点である。キャリア周期はＴとする。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフは、一例として、図５の時刻τ２近傍での状態を示している。スイッチング素子Ｑｕはオン、スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｗはオフである。制御部１４（図１）は、キャリアの生成及び全てのスイッチング素子のオン／オフを制御しているので、どのタイミングで、どういう制御状態となるかを、把握できる。

スイッチング素子Ｑｕがオンで、スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｗはオフである場合、前述のように、Ｕ相の電流が電流検出器１３（図１）により検出される。図６に一例として示すように、キャリア周期の２周期内ではスイッチングは行われず、直流電流は緩やかに増大している安定状態である。この場合、キャリア周期［ｎ］において、（ａ）アップスロープの開始直後（開始近傍の時刻ｔ１_ｎ）、（ｂ）ダウンスロープの開始直後（開始近傍の時刻ｔ２_ｎ）、（ｃ）ダウンスロープの終了直前（終了近傍の時刻ｔ３_ｎ）、の合計３点で検出した直流電流を平均化する算出方式を採用することで、平均直流電流を精度よく検出することができる。平均値としての直流電流を検出すれば、モータ電力を求めることができる。なお、「直後」、「直前」又は「近傍」とは、基準となる時刻から所定の時間として設定することができる。

なお、次のキャリア［ｎ＋１］でも同様に、（ａ）アップスロープの開始直後（時刻ｔ１_ｎ＋１）、（ｂ）ダウンスロープの開始直後（開始近傍の時刻ｔ２_ｎ＋１）、（ｃ）ダウンスロープの終了直前（終了近傍の時刻ｔ３_ｎ＋１）、の合計３点で検出した直流電流を平均化することで、平均値としての直流電流を精度よく検出することができる。本実施例において第２の制御モードは、スイッチングの頻度が比較的少ない電圧指令が矩形波となる制御モードである。この場合、１キャリア周期内で検出される電流値及び通流率の変動幅は比較的小さいため、平均値としての直流電流の検出精度を高めるためには、第２の算出方式が適している。

《制御モードの識別》
以上、第１の制御モード（３相ＰＷＭ制御モード）の電流検出と、第２の制御モード（電圧指令が矩形波となる制御モード）の電流検出とについて説明した。制御モードは制御部１４自身が行うことであるので、基本的には、制御部１４は、現在実行している制御モードを把握することができる。但し、実際にはＰＷＭ変調のパルス幅が、過変調制御になり、オン又はオフに固定される期間が拡がって行き、電圧指令が矩形波となる制御に移行する（逆の移行の場合も同様である。）。そうすると、過渡的な状態も含めて、今現在のキャリア周期においては、どちらの電流検出の算出方式が適するのか、制御部１４は、きめ細かく判断する必要がある。

図７は、電流検出の算出方式を決めるための、制御モードの判断を示すフローチャートの一例である。制御部１４は、１キャリア周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗがスイッチングしている相の数をチェックする（ステップＳ１）。３相ＰＷＭ制御の場合、図４に示すように、３相の上アームがスイッチングする。一方、電圧指令が矩形波となる制御の場合は、図５に示すように、どのタイミングのキャリア周期でも、２相の上アームがスイッチングすることはなく、スイッチングする上アームは０相又は１相である。そこで、制御部１４は、スイッチングしている上アームが２相以上であれば、第１の制御モードにおける算出方式を適用する（ステップＳ２）。スイッチングしている相が０又は１であれば、直流電流が安定していると考えられるので、第２の制御モードにおける算出方式を適用する（ステップＳ３）。

図８は、横方向を共通の時間として、１周期分の三角波のキャリア、各相上アームのスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフ、及び、直流電流の変化を示すタイムチャートである。Ｕ相のスイッチング素子Ｑｕのみ、スイッチングしており、オフの時間と、オンの時間とがある。Ｖ相のスイッチング素子Ｑｖはオフである。Ｗ相のスイッチング素子Ｑｗはオンである。このような３相のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフの状態は、３相ＰＷＭ制御と、電圧指令が矩形波となる制御との間での遷移途中に出現する。

図８においては、３相のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフの状態が揃うことはない。従って、直流電流が０になることはなく、常に電流が流れている。例えば、直流電流は１２Ａから１５Ａまで増加し、平均値は１３．５Ａとする。この場合、仮に、３相ＰＷＭ制御における電流検出を行うと、ダウンスロープの２点で電流検出器１３（図１）に流れる電流を検出することになる。そのため、平均値より高い２値を検出することになり、実際の平均値との誤差が大きくなる。

しかしながら、図７のフローチャートによれば、１キャリア周期で上アームがスイッチングしている相は１相（Ｕ相）であるので、第２の制御モードにおける電流検出の仕方が適用される。その結果、３点検出となり、実際の平均値に近い直流電流平均値が得られる。

《インバータ装置の回路構成：第２例》
図９は、インバータ装置１を用いてモータ２を駆動する回路図の第２例である。第１例（図１）との違いは、電流検出器１５，１６が、直流電路１１ではなく、インバータ１２の交流側の出力電路１ｕ及び１ｗに設けられている点であり、その他の構成は同様である。電流検出器１５，１６としては第１例と同様に、シャント抵抗を用いることができる。電流検出器１５，１６の検出出力は、制御部１４に送られる。キャリアの周期内で流れる電流のうち、Ｕ相電流Ｉｕは、電流検出器１５により検出され、Ｗ相電流Ｉｗは、電流検出器１６により検出される。Ｖ相電流Ｉｖは、Ｕ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗからキルヒホッフの法則により求めることができる。

制御部１４は、インバータ１２の出力電圧（の指令値）を把握しているので、各相電流と出力電圧とに基づいてモータ電力を算出することができる。これにより、図４におけるキャリア周期内で、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗのオン／オフの状態が変化するごとに変化する各相電流と出力電圧と通流率（時間）とに基づいてキャリア周期におけるモータ電力を算出することができる。また、第１例と同様に、複数のキャリアにわたって算出し、平均化することにより、正確にモータ電力を算出することができる。モータ電力が算出できれば、インバータ１２の電力変換効率を考慮して直流電力が算出でき、直流電流値も算出できる。

上記のようなモータ電力の算出も、第１例と同様に、第１の制御モードと第２の制御モードとで、算出方式を変えることにより、モータ電力及び直流電流値を、より正確に検出することができる。

《開示のまとめ》
上記の開示は、一般化して以下のように表現することができる。

インバータ装置１は、直流電路１１からの直流入力を交流出力に変換して３相モータに供給するインバータ１２と、直流電路１１から３相モータ２までに流れる電流を検出する電流検出器１３（１５，１６）と、電流検出器１３（１５，１６）の検出出力を参照してインバータ１２を制御する制御部１４と、を備えている。制御部１４は、インバータ１２の制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能である。

第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用し、第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する。

このようなインバータ装置１では、制御モードに応じて直流電流値又はモータ電力の算出方式を変更し、実行する制御モードに適した直流電流値又はモータ電力の算出を行うことができる。モータ電力が算出できれば、直流電流値も算出できる。このようにして、直流電流値を検出する精度を向上させることができる。

ここで、第１の制御モードにおけるインバータ１２のスイッチングの頻度は、第２の制御モードにおけるインバータ１２のスイッチングの頻度より多い。相対的に頻度が多いと電流は安定しないが、頻度が少ないと電流は安定する。そこで、スイッチングの頻度の大小に適した算出方式で、直流電流値又はモータ電力を算出する。１キャリア周期内でのインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが相対的に多い場合は、第１の制御モードであるとして直流電流値又はモータ電力を算出する。１キャリア内で、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの変動が少ない（若しくは無い）場合は、第２の制御モードであるとして直流電流値又はモータ電力を算出する。

具体的には、制御部１４は、１キャリア周期内でインバータ１２の上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が無いか又は１相であるとき、第２の制御モードであるとして第２の算出方式を適用する。１キャリア周期内でインバータ１２の上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が２相以上であるとき、第１の制御モードであるとして第１の算出方式を適用する。このようにして、制御部１４は、１キャリア周期内のインバータの上アームのスイッチング素子のオン／オフの頻度により、適用すべき算出方式を決定することができる。

第１の制御モードは、ＰＷＭ制御である。但し、電圧の振幅を変調するＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御であってもよい。このような、第１の制御モードでは、パルスが短時間で変化するので、第１の算出方式が適する。

一方、第２の制御モードは、電圧指令が矩形波となるモードである。電圧指令が矩形波となるモードではパルス幅が３相交流の電気角の半周期（１８０°）にわたって安定しているため、第２の算出方式が適する。

第２の算出方式では、１キャリア周期内で、キャリア波形のアップスロープ開始近傍、ダウンスロープ開始近傍、及び、ダウンスロープ終了近傍の、３点を含むタイミングで検出した電流値を平均化して、直流電流値又はモータ電力を求めることができる。
第２の制御モードでは直流電流又はモータ電力が、緩やかな変化となっているので、３点での検出により検出精度を担保することができる。

電流検出器としはシャント抵抗が好適である。この場合、高コストなホール素子等を用いなくても、低コストで確実に電流値を、シャント抵抗の両端電圧として検出することができる。

制御部１４は、運転指令に基づいて、インバータ１２を第１の制御モード又は第２の制御モードのどちらで制御するかを決定する。制御部１４は、より大きな出力を必要とする場合は、第２の制御モードを選択することができる。それ以外は、第１の制御モードを選択することができる。

３相モータは、例えば、空気調和器の圧縮機又はファンを駆動するモータであり、空気調和機の一部でもある。

方法としての本開示は、直流電路１１からの直流入力を交流出力に変換して３相モータ２に供給するインバータ１２と、直流電路１１から３相モータ２までに流れる電流を検出する電流検出器１３（１５，１６）と、を備えるインバータ装置１において、その制御部１４が実行する、インバータ装置の電流検出方法である。制御部１４は、インバータ１２の制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能であり、第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用する。制御部１４は、第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する。

このようなインバータ装置１の電流検出方法では、制御モードに応じてインバータ１２に供給される直流電流値又はモータ電力の算出の仕方を変更し、実行する制御モードに適した直流電流値又はモータ電力の算出を行うことができる。概論的には例えば、１キャリア内でのインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが相対的に多い場合は、第１の制御モードであるとして直流電流値又はモータ電力を算出することができる。１キャリア内で、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの変動が少ない（若しくは無い）場合は、第２の制御モードであるとして直流電流値又はモータ電力を算出することができる。このようにして、直流電流値を検出する精度を向上させることができる。

《補記》
以上、実施形態について説明したが、特許請求の範囲の趣旨及び範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。

１：インバータ装置、１ｕ，１ｖ，１ｗ：出力電路、２：３相モータ、２ａ，２ｂ，２ｃ：モータ、２ｕ，２ｖ，２ｗ：界磁巻線、２ｒ：ロータ、３：交流電源、４：整流回路、５：リアクトル、６：コンデンサ、１１，１１ｐ，１１ｎ：直流電路、１２：インバータ、１３：電流検出器、１４：制御部、１５，１６：電流検出器、１００：空気調和機、２００：室外機、２０１：圧縮機、２０２：四路切替弁、２０３：アキュムレータ、２０４：熱交換器、２０５：ファン、２０６：膨張弁、２０７，２０８：弁、３００：室内機、３０１：熱交換器、３０２：ファン、３０３：膨張弁、ｄｕ，ｄｖ，ｄｗ，ｄｘ，ｄｙ，ｄｚ：ダイオード、Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ：スイッチング素子、Ｐ_Ｌ，Ｐ_Ｇ：冷媒配管

Claims (11)

1. 直流電路（１１）からの直流入力を交流出力に変換して３相モータ（２）に供給するインバータ（１２）と、
   前記直流電路（１１）から前記３相モータ（２）までに流れる電流を検出する電流検出器（１３，１５，１６）と、
   前記電流検出器（１３，１５，１６）の検出出力を参照して前記インバータ（１２）を制御する制御部（１４）と、を備え、
   前記制御部（１４）は、
   前記インバータ（１２）の制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能であり、
   前記第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用し、
   前記第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する、
   インバータ装置。
2. 前記第１の制御モードにおける前記インバータ（１２）のスイッチングの頻度が、前記第２の制御モードにおける前記インバータ（１２）のスイッチングの頻度より多い、請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記制御部（１４）は、
   １キャリア周期内で前記インバータ（１２）の上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が無いか又は１相であるとき、前記第２の制御モードであるとして前記第２の算出方式を適用し、
   １キャリア周期内で前記インバータ（１２）の上アームのスイッチング素子のオン／オフが変化する相が２相以上であるとき、前記第１の制御モードであるとして前記第１の算出方式を適用する、
   請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記第１の制御モードは、ＰＷＭ制御又はＰＡＭ制御である、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
5. 前記第２の制御モードは、電圧指令が矩形波となるモードである、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
6. 前記第２の算出方式では、１キャリア周期内で、キャリア波形のアップスロープ開始近傍、ダウンスロープ開始近傍、及び、ダウンスロープ終了近傍の、３点を含むタイミングで検出した電流値を平均化して、前記直流電流値又は前記モータ電力を求める請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
7. 前記電流検出器（１３，１５，１６）がシャント抵抗である請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のインバータ装置。
8. 前記制御部（１４）は、運転指令に基づいて、前記インバータ（１２）を前記第１の制御モード又は前記第２の制御モードのどちらで制御するかを決定する請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
9. 前記３相モータ（２）は、空気調和器の圧縮機又はファンを駆動するモータである請求項１から請求項８のいずれか１項に記載のインバータ装置。
10. 請求項９に記載の前記３相モータ（２）を含む、空気調和機。
11. 直流電路（１１）からの直流入力を交流出力に変換して３相モータ（２）に供給するインバータ（１２）と、前記直流電路（１１）から前記３相モータ（２）までに流れる電流を検出する電流検出器（１３，１５，１６）と、を備えるインバータ装置（１）において、その制御部（１４）が実行する、インバータ装置の電流検出方法であって、
    前記インバータ（１２）の制御に関して、第１の制御モード又は第２の制御モードを実行可能であり、
    前記第１の制御モードでは、複数のキャリア周期にわたって複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第１の算出方式を適用し、
    前記第２の制御モードでは、１キャリア周期における複数のタイミングで検出した電流値及び通流率に基づいて、当該キャリア周期内での、平均化した直流電流値又はモータ電力を算出する第２の算出方式を適用する、
    インバータ装置の電流検出方法。

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