JP7359088B2

JP7359088B2 - 真空ポンプ

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Publication number: JP7359088B2
Application number: JP2020118046A
Authority: JP
Inventors: 伸幸平田
Original assignee: Shimadzu Corp
Current assignee: Shimadzu Corp
Priority date: 2020-07-08
Filing date: 2020-07-08
Publication date: 2023-10-11
Anticipated expiration: 2040-07-08
Also published as: JP2022015312A

Description

本発明は、真空ポンプに関する。

真空ポンプのポンプロータを回転駆動するモータとしては、例えば、回転子に永久磁石を備えた永久磁石同期モータが用いられる。永久磁石同期モータでは、マグネットトルクを利用して回転力を得ているため、固定子コイルに適切なタイミングで電流を流して回転磁界を生成する必要がある。適切なタイミングを得るために、従来はホール素子などの回転位置センサを用いてタイミングを生成している。しかし、最近ではコスト面への配慮から、特許文献１に記載のような回転位置センサを省略したセンサレスの３相ブラシレスモータが提案されている。

センサレスのブラシレスモータでは、固定子コイルに発生する誘起電圧を用いて磁極位置を推定している。そのため、回転子が停止した状態においては誘起電圧が発生せず、磁極位置の推定ができないが、非特許文献１には、回転子が停止した状態において磁極位置を推定する技術が開示されている。

山本修,荒隆裕,"パルス電圧を用いた表面磁石同期モータの初期磁極位置推定法", 電気学会論文誌Ｄ,２００５,１２５巻,３号,ｐ.２５３－２５８

非特許文献１に記載の磁極位置推定では、各巻線間にパルス電圧を印加した時の電圧および電流からフーリエ変換によって自己インダクタンスを求め、これにより磁極位置を推定している。極性の判別では、推定した磁極軸に最も近い方向の二巻線間に磁気飽和現象が現れる大きさの試験電流を流し、このときの電圧および電流から上記と同様の方法によりインダクタンスを求め、これらの大小関係により極性判別を行っているの。そのため、複雑な演算が必要とされ、演算負荷が重くなってしまうという問題があった。

本発明の態様による真空ポンプは、ポンプロータと、モータロータに永久磁石が設けられ、前記ポンプロータを回転駆動する同期モータと、複数のスイッチング素子を備え、前記同期モータの各相に電圧を印加して通電するインバータ回路と、前記同期モータの各相の電流値を計測する計測部と、前記計測部による計測値に基づいて前記インバータ回路による通電を制御し、前記同期モータをセンサレス駆動する制御部と、を備え、前記制御部は、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加し、かつ、電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される電流値を取得する処理を、前記同期モータの各相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、または、取得された電流値に基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流して前記同期モータを始動する。

本発明によれば、少ない演算負荷で始動電流を流す相を決定することができる。

図１は、真空ポンプの概略構成を示す断面図である。図２は、コントローラの概略構成を示すブロック図である。図３は、モータ駆動制御系を示すブロック図である。図４は、磁極位置とインダクタンスとの関係を説明する図である。図５（ａ）は第１の電流パターンを、図５（ｂ）は第２の電流パターンを、図５（ｃ）は第３の電流パターンを示す図である。図６は、始動電流を流す相の推定手順を示すフローチャートである。図７は、始動電流を流す相の推定における、スイッチング素子のオンオフタイミングを示すタイミングチャートである。図８は、変形例１における電流パターンを示す図である。図９は、変形例２における電流パターンを示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、真空ポンプの概略構成を説明する図である。図１に示す真空ポンプはターボ分子ポンプ１であり、真空排気を行うポンプ本体１ａと、ポンプ本体１ａを制御するコントローラ１ｂとを備えている。図１に示すターボ分子ポンプ１は磁気浮上式ターボ分子ポンプであるが、本発明は、磁気浮上式ターボ分子ポンプに限らず、磁気浮上式でないターボ分子ポンプ、さらには、ポンプロータを高速回転する構成の真空ポンプにも適用することができる。

ポンプ本体１ａには、シャフト５に締結されたポンプロータ４と、シャフト５を磁気浮上支持する磁気軸受６７，６８，６９と、シャフト５を回転駆動するモータＭとが設けられている。なお、磁気軸受６７，６８，６９が作動していない状態では、シャフト５はメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。モータＭはセンサレスの永久磁石同期モータであって、モータロータ１１には永久磁石が設けられている。モータＭのモータステータ１０および磁気軸受６７～６９は、ベース６に設けられている。

ポンプロータ４には、複数段の回転翼４ａと一つの円筒部４ｂとが形成されている。複数段の回転翼４ａは、ポンプケーシング６１内に設けられた複数段の固定翼６２と共にターボポンプ段を構成している。複数段の回転翼４ａに対して軸方向に交互に設けられた複数段の固定翼６２は、複数のスペーサリング６３によって位置決めされている。円筒部４ｂは、ベース６に固定されたポンプステータ６４と共にドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）を構成している。ここではポンプステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。ベース６に形成された排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５に補助ポンプが接続される。

図２は、コントローラ１ｂの概略構成を示す機能ブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントローラ１ｂに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータＭ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。

モータＭ用のＤＣ電圧はインバータ４３に入力される。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４２に入力される。磁気軸受６７～６９は図１に示すように５軸磁気軸受を構成しており、ラジアル側の磁気軸受６７，６８は各々２対の電磁石４６を有し、アキシャル側の磁気軸受６９は１対の電磁石４６を有している。５対の電磁石４６、すなわち１０個の電磁石４６には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４５から個別に電流が供給される。

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、例えば、中央演算装置（CPU）、読み出し専用メモリ（ROM）、ランダムアクセスメモリ（RAM）、及び入出力インタフェース（ I/O インタフェース）を備えたマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等で構成される。制御部４４は、インバータ４３に対しては、インバータ４３に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するための制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４５に対しては、各励磁アンプ４５に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するための制御信号４４２をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータＭに関する信号（相電圧や相電流に関する信号）４４３が入力されると共に、磁気軸受に関する信号（励磁電流信号や変位信号）４４４が入力される。

図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。モータ駆動制御系は、インバータ４３、制御部４４に設けられたモータ制御部４４０および電圧検出部５０を備えている。インバータ４３は、複数のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６と、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ駆動するための駆動回路４３０と、シャント抵抗５１～５３とを備えている。シャント抵抗５１～５３の両端電圧はモータ制御部４４０に入力される。スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６には、MOSFET やIGBT などのパワー半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６の各々には、環流ダイオードＤ１～Ｄ６が並列接続されている。

モータ制御部４４０は、シャント抵抗５１～５３の両端電圧から、モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相の各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを流れる電流値を計測することができる。また各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの各端子および中性点のグランド電位からの電圧は電圧検出部５０によって検出され、電圧検出信号はモータ制御部４４０に入力される。モータ制御部４４０は、取得された電流値および電圧値に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ制御するためのオンオフ信号を生成する。

（始動制御の説明）
次に、本実施の形態における、モータ始動時の始動電流を流す相の推定方法について説明する。磁極位置センサを備えていないセンサレス同期モータを停止状態から回転始動を行う場合、一般に、予め決められた固定磁極位相でｑ軸電流Ｉqを流し、モータロータ１１が回り始めるきっかけを与えるようにしている。モータロータ１１が回転を始めたならば、モータ制御部４４０は一般のセンサレスの同期モータと同様に、固定子コイルに発生する誘起電圧を用いて磁極位置を推定し、モータ回転をセンサレス駆動する。

本実施の形態では、一定電圧のステップ状電圧をモータＭのＵ相，Ｖ相およびＷ相の各コイルの各々に印加し、印加開始から所定時間Δｔ経過後の各コイルの電流値を計測する。そして、計測された電流値の大小関係に基づいて始動電流を流す相を推定する。具体的には、時間幅Δｔのパルス電圧を印加し、印加から所定時間Δｔが経過したスイッチオフ（電圧オフ）のタイミングで電流値を計測する。そして、始動時には、推定された相に始動電流を流して回転始動する。

（磁極位置と電流計測値との関係）
ところで、抵抗値Ｒ、インダクタンスＬのコイルに電圧値Ｖ０のステップ状電圧が印加されると、コイルに流れる電流の過渡的な変化は次式（１）で表される。式（１）において、ｔは電圧印加開始からの時間である。電圧値Ｖ０はインバータ電圧のため固定値(１２０Ｖなど)である。
Ｉ＝(Ｖ０/Ｒ)×{１－exp(-Ｒｔ/Ｌ)} …（１）
式（１）から分かるように、電流値Ｉの変化は、コイルのインダクタンスＬと抵抗値Ｒとに依存している。式（１）をｔ＝０の近傍で一次近似すると、電流値Ｉは次式（２）で表される。すなわち、コイルに流れる電流の大きさは、コイルのインダクタンスＬに反比例することが分かる。
Ｉ＝(Ｖ０/Ｒ)×(Ｒ/Ｌ)ｔ＝(Ｖ０/Ｌ)ｔ …（２）

永久磁石が設けられたモータロータ１１が回転すると、永久磁石の磁極（Ｎ極およびＳ極）がコイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに対して近づいたり遠ざかったりする。モータロータ１１において永久磁石の部分は比透磁率が１に近く、永久磁石が設けられていないケイ素鋼板の部分は比透磁率が大きい。そのため、モータロータ１１の磁極がコイルに近づくとそのコイルのインダクタンスが小さくなり、逆に、磁極が遠ざかってケイ素鋼板の部分がコイルに近づくとそのコイルのインダクタンスが小さくなる。そのため、モータロータ１１が停止しているときの磁極位置に応じて、コイルＣｕ～Ｃｗのインダクタンスが変化する。コイルＣｕ～Ｃｗのインダクタンス変化は、式（２）から分かるように、コイルＣｕ～Ｃｗを流れる電流値の変化として計測することができる。

（磁極位置とインダクタンス）
図４は、磁極位置とコイルＣｕ～ＣｗのインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗとの関係を説明する図である。図４（ａ）は、モータロータ１１の永久磁石の磁極（Ｎ極）がＵ相のコイルＣｕと対向する位置（磁極位置＝０degとする）に停止している場合を示す。図４（ｂ）は、図４（ａ）に示す状態から、Ｎ極が右回りに４５degだけ回転した状態を示す。同様に、図４（ｃ）はＮ極が右回りに６０degだけ回転した状態を示し、図４（ｄ）はＮ極が右回りに９０degだけ回転した状態を示す。

なお、図４（ａ）～図４（ｄ）においてＮ極とＳ極を入れ替えた場合についても、インダクタンスへの影響は同じである。例えば、図４（ａ）のようにコイルＣｖにＮ極が対向している場合（磁極位置＝０deg）と、Ｓ極が対向している場合（磁極位置＝１８０deg）とは、インダクタンスへの影響が同じである。図４（ｂ）～図４（ｄ）も同様である。図４（ａ）～図４（ｄ）では、モータロータ１１の永久磁石だけを実線で示した。以下のインダクタンスの説明では、インダクタンスの計算を簡単にするために、コイルＣｕ～Ｃｗのインダクタンスへの影響として、永久磁石のみを考えることとする。

以下では、一例として、永久磁石が無い場合のコイルＣｕ～ＣｗのインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを１０００μＨと設定し、図４（ａ）のコイルＣｕのように永久磁石の磁極（Ｓ極またはＮ極）と対向している場合のインダクタンスの減少が２００μＨであると仮定して、説明を行う。また、対向位置からの角度がαの場合のインダクタンスの減少量は、説明が簡単になるようにcos(α)に比例すると仮定する。もちろん、角度αの場合のインダクタンスの減少量がcos(α)に比例する場合以外であっても、以下の説明は同様に成り立つ。

図４（ａ）のような磁極位置でモータロータ１１が停止している場合には、コイルＣｕはＮ極と対向しているので、Ｌｕ＝８００μＨである。一方、コイルＣｖ，ＣｗとＳ極との角度αは６０degなので、Ｌｖ＝Ｌｗ＝１０００－２００×cos(６０deg)＝９００μＨとなる。

図４（ｂ）のような磁極位置でモータロータ１１が停止している場合には、コイルＣｕとＮ極との角度αは４５degなので、Ｌｕ＝１０００－２００×cos(４５deg) ≒８５９μＨとなる。コイルＣｖとＳ極との角度αは１５degなので、Ｌｖ＝１０００－２００×cos(１５deg) ≒８０７μＨとなる。コイルＣｗとＮ極との角度αは７５degなので、Ｌｖ＝１０００－２００×cos(７５deg) ≒９４８μＨとなる。

図４（ｃ）のような磁極位置でモータロータ１１が停止している場合には、コイルＣｕとＮ極との角度αは６０degなので、Ｌｕ＝１０００－２００×cos(６０deg) ＝９００μＨとなる。コイルＣｖはＳ極と対向しているので、Ｌｖ＝１０００－２００＝８００μＨとなる。コイルＣｗとＮ極との角度αは６０degなので、Ｌｗ＝１０００－２００×cos(６０deg) ＝９００μＨとなる。

図４（ｄ）のような磁極位置でモータロータ１１が停止している場合には、コイルＣｕとＮ極およびＳ極との角度αはそれぞれ９０degなので、Ｌｕ＝１０００－２００×cos(９０deg) ＝１０００μＨとなる。コイルＣｖはＳ極との角度αが３０degなので、Ｌｖ＝１０００－２００×cos(３０deg) ≒８２７μＨとなる。コイルＣｗとＮ極との角度αは３０degなので、Ｌｖ＝１０００－２００×cos(３０deg) ≒８２７μＨとなる。

（始動電流を流す相の推定）
上述のように、コイルＣｕ～Ｃｗに対するモータロータ１１の停止位置すなわち磁極位置が異なると、コイルＣｕ～ＣｗのインダクタンスＬｕ～Ｌｗの大きさが異なることになる。本実施の形態では、磁極位置の違いによるコイルＣｕ～Ｃｗのインダクタンス変化を利用して、始動電流を流す相を推定する。コイルＣｕ～Ｃｗのインダクタンスは、式（２）から分かるように、ステップ状の電圧を印加した時のコイルの電流値から判断することができる。

モータロータ１１が無い場合には、コイルＣｕ，Ｃｖ，ＣｗのインダクタンスはＬｕ＝Ｌｖ＝Ｌｗ＝１０００μＨのように等しい。一方、図４（ａ）に示す磁極位置の場合には、上述したようにコイルＣｕ，Ｃｖ，ＣｗのインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、それぞれＬｕ＝８００μＨ、Ｌｖ＝Ｌｗ＝９００μＨになる。このようなインダクタンス状況において、コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに図５（ａ）～図５（ｃ）に示すような向きに電流を流した場合を考える。

図５（ａ）の電流パターンは、図３のスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンオフ状態を、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６の順にオフ、オン、オン、オン、オフ、オフと設定した場合に得られる。以下では、このようなスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンオフ状態を（オフ、オン、オン、オン、オフ、オフ）という表記で表し、これをスイッチングパターンと呼ぶことにする。すなわち、第１のスイッチングパターン＝（オフ、オン、オン、オン、オフ、オフ）のときに図５（ａ）に示すような向きに電流が流れる。同様にして、図５（ｂ）の電流パターンは、第２のスイッチングパターン＝（オン、オフ、オン、オフ、オン、オフ）の場合に得られ、図５（ｃ）の電流パターンは、第３のスイッチングパターン＝（オン、オン、オフ、オフ、オフ、オン）の場合に得られる。

インダクタンスがＬｕ＝Ｌｖ＝Ｌｗ＝１０００μＨの場合、図５（ａ）～図５（ｃ）のいずれの電流パターンにおいても、コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗから成る回路の合成インダクタンスはＬ＝１５００μＨとなる。そのため、図５（ａ）におけるコイルＣｕの電流値Ｉｕと、図５（ｂ）におけるコイルＣｖの電流値Ｉｖと、図５（ｃ）におけるコイルＣｗの電流値Ｉｗとは同一値となる。

一方、図４（ａ）のように磁極位置の場合には、Ｌｕ＝８００μＨ、Ｌｖ＝Ｌｗ＝９００μＨなので、図５（ａ）の場合にはＬ＝８００＋１/（１/９００＋１/９００）＝１２５０μＨ、図５（ｂ）および図５（ｃ）の場合にはＬ＝９００＋１/（１/８００＋１/９００）≒１３２４μＨとなる。そのため、図５（ａ）におけるコイルＣｕの電流値Ｉｕと、図５（ｂ）におけるコイルＣｖの電流値Ｉｖと、図５（ｃ）におけるコイルＣｗの電流値Ｉｗとの比は、次式（３）のようになる。
Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗ＝１/１２５０：１/１３２４：１/１３２４
≒１．０６：１：１ …（３）
このように、磁極から遠いコイルほど電流値が小さくなり、測定された電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが式（３）のような関係にある場合には、コイルＣｕは磁極に近く、コイルＣｖ，ＣｗはコイルＣｕの場合よりも磁極から同程度遠いと推定することができる。そのため、式（３）のような関係が取得された場合には、図４（ａ）のような磁極位置であると判断し、計測電流値が最も小さなＶ相のコイルＣｖまたはＷ相のコイルＣｗに電流を流すことで、始動を行うことができる。

図４（ｂ）に示す磁極位置の場合には、Ｌｕ≒８５９μＨ、Ｌｖ≒８０７μＨ、Ｌｗ≒９４８μＨなので、図５（ａ）の場合にはＬ＝８５９＋１/（１/８０７＋１/９４８）≒１２９５μＨ、図５（ｂ）の場合にはＬ＝８０７＋１/（１/８５９＋１/９４８）≒１２５８μＨ、図５（ｃ）の場合にはＬ＝９４８＋１/（１/８５９＋１/８０７）≒１３６４μＨとなる。そのため、図５（ａ）におけるコイルＣｕの電流値Ｉｕと、図５（ｂ）におけるコイルＣｖの電流値Ｉｖと、図５（ｃ）におけるコイルＣｗの電流値Ｉｗとの比は、次式（４）のようになる。
Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗ＝１/１２９５：１/１２５８：１/１３６４
≒１．０５：１．０８：１ …（４）
そのため、計測された電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが式（４）のような関係にある場合には、図４（ｂ）のような磁極位置であると判断し、計測電流値の最も小さなＷ相のコイルＣｗに電流を流すことで、始動を行うことができる。

図４（ｃ）に示す磁極位置の場合には、Ｌｕ＝９００μＨ、Ｌｖ＝８００μＨ、Ｌｗ＝９００μＨなので、図５（ａ）および図５（ｃ）の場合にはＬ＝９００＋１/（１/８００＋１/９００）≒１３２４μＨ、図５（ｂ）の場合にはＬ＝８００＋１/（１/９００＋１/９００）＝１２５０μＨとなる。そのため、図５（ａ）におけるコイルＣｕの電流値Ｉｕと、図５（ｂ）におけるコイルＣｖの電流値Ｉｖと、図５（ｃ）におけるコイルＣｗの電流値Ｉｗとの比は、次式（５）のようになる。
Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗ＝１/１３２４：１/１２５０：１/１３２４
≒１：１．０６：１ …（５）
そのため、計測された電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが式（５）のような関係にある場合には、図４（ｃ）のような磁極位置であると判断し、計測電流値が最も小さなＵ相のコイルＣｕまたはＷ相のコイルＣｗに電流を流すことで、始動を行うことができる。

図４（ｄ）に示す磁極位置の場合には、Ｌｕ＝１０００μＨ、Ｌｖ≒８２７μＨ、Ｌｗ≒８２７μＨなので、図５（ａ）の場合にはＬ＝１０００＋１/（１/８２７＋１/８２７）≒１４１４μＨ、図５（ｂ）および図５（ｃ）の場合にはＬ＝８２７＋１/（１/１０００＋１/８２７）≒１３２４μＨとなる。そのため、図５（ａ）におけるコイルＣｕの電流値Ｉｕと、図５（ｂ）におけるコイルＣｖの電流値Ｉｖと、図５（ｃ）におけるコイルＣｗの電流値Ｉｗとの比は、次式（６）のようになる。
Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗ＝１/１４１４：１/１２７８：１/１２７８
≒０．９０４：１：１ …（６）
そのため、計測された電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが式（６）のような関係にある場合には、図４（ｄ）のような磁極位置であると判断し、計測電流値が最も小さなＶ相のコイルＣｖまたはＷ相のコイルＣｗに電流を流すことで、始動を行うことができる。

（始動電流を流す相の推定手順）
次に、始動電流を流す相の推定手順について説明する。図６は、制御部４４で実行される推定演算処理の処理手順を示すフローチャートである。図６のフローチャートは、ポンプ回転を開始する指令、すなわち、モータ回転始動の指令を受けると、処理が開始される。図７は、始動電流を流す相の推定における、図３に示すスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６のオンオフタイミングを示すタイミングチャートである。

図７も参照して図６の処理手順を説明する。図６のステップＳ１０では、第１のスイッチングパターン＝（オフ、オン、オン、オン、オフ、オフ）に基づいてスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４をオンして、コイルＣｖ，Ｃｗにステップ状の電圧Ｖ０を印加する（図７の時刻ｔ＝ｔ１）。その結果、Ｖ相およびＷ相のコイルＣｖ，Ｃｗが電源プラス側に接続され、Ｕ相のコイルＣｕが電源グランド側に接続され、各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗには図５（ａ）に示す向きに電流が流れる。

ステップＳ１２では、ｔ＝ｔ１から所定時間Δｔが経過したｔ＝ｔ２において、すなわち、スイッチＳＷ４がオフになる直前のタイミングにおいて、シャント抵抗５１によりＵ相のコイルＣｕの電流値Ｉｕを計測する。ステップＳ１４では、コイルＣｕとコイルＣｖおよびＣｗとを短絡する。具体的には、ｔ＝ｔ２において、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３はオン状態のまま、スイッチング素子ＳＷ４をオフしてスイッチング素子ＳＷ１をオンする。そして、時刻ｔ２から所定期間Δｔが経過したならば、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てをオフする。ｔ＝ｔ２にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てがオン状態とされると、自己誘導により、電流がコイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを循環するように図５（ａ）の向きに流れ続け、時間の経過とともに電流値が低下する。

なお、所定期間Δｔは、上述した式（２）の近似式が十分に成り立つ範囲の時間であって、かつ、電圧印加によりポンプロータ４が回転方向に位置ずれしない程度の時間に設定される。位置ずれしない程度の時間はポンプロータ４の重量によって異なるが、所定時間Δｔとしては０．１msec程度に設定される。なお、所定時間Δｔは、ＦＰＧＡやマイコンのタイマなどで固定値として制御する。

次いで、ステップＳ１６では残留磁気をキャンセルする処理を行う。この処理では、図７のｔ＝ｔ３から所定期間Δｔだけスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６をオン状態とし、ｔ＝ｔ３から所定期間Δｔが経過したｔ＝ｔ４にスイッチング素子ＳＷ１をオフし、かつ、スイッチング素子ＳＷ４をオンすることで、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオン状態とする。そして、ｔ＝ｔ４から所定期間Δｔが経過したら、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオフ状態とする。

残留磁気キャンセル処理の完了後、ステップＳ２０では、第２のスイッチングパターン＝（オン、オフ、オン、オフ、オン、オフ）に基づいてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５をオンする（図７の時刻ｔ＝ｔ５）。その結果、Ｕ相およびＷ相のコイルＣｕ，Ｃｗが電源プラス側に接続され、Ｖ相のコイルＣｖが電源グランド側に接続され、各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗには図５（ｂ）に示す向きに電流が流れる。

ステップＳ２２では、ｔ＝ｔ５から所定時間Δｔが経過したｔ＝ｔ６において、すなわち、スイッチＳＷ５がオフになる直前のタイミングにおいて、シャント抵抗５２によりＶ相のコイルＣｖの電流値Ｉｖを計測する。ステップＳ２４では、コイルＣｕとコイルＣｖおよびＣｗとを短絡する。具体的には、ｔ＝ｔ６において、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３はオン状態のまま、スイッチング素子ＳＷ５をオフしてスイッチング素子ＳＷ２をオンする。そして、時刻ｔ６から所定期間Δｔが経過したならば、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てをオフする。ｔ＝ｔ６にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てがオン状態とされると、自己誘導により、電流がコイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを循環するように図５（ｂ）の向きに流れ続け、時間の経過とともに電流値が低下する。

次いで、ステップＳ２６では残留磁気をキャンセルする処理を行う。この処理では、図７のｔ＝ｔ７から所定期間Δｔだけスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６をオン状態とし、ｔ＝ｔ７から所定期間Δｔが経過したｔ＝ｔ８にスイッチング素子ＳＷ２をオフし、かつ、スイッチング素子ＳＷ５をオンすることで、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオン状態とする。そして、ｔ＝ｔ８から所定期間Δｔが経過したら、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオフ状態とする。

残留磁気キャンセル処理の完了後、ステップＳ３０では、第３のスイッチングパターン＝（オン、オン、オフ、オフ、オフ、オン）に基づいてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ６をオンする（ｔ＝ｔ９）。その結果、Ｕ相およびＶ相のコイルＣｕ，Ｃｖが電源プラス側に接続され、Ｗ相のコイルＣｗが電源グランド側に接続され、各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗには図５（ｃ）に示す向きに電流が流れる。

ステップＳ３２では、ｔ＝ｔ９から所定時間Δｔが経過したｔ＝ｔ１０において、すなわち、スイッチＳＷ６がオフになる直前のタイミングにおいて、シャント抵抗５３によりＷ相のコイルＣｗの電流値Ｉｗを計測する。ステップＳ３４では、コイルＣｕとコイルＣｖおよびＣｗとを短絡する。具体的には、ｔ＝ｔ１０において、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２はオン状態のまま、スイッチング素子ＳＷ６をオフしてスイッチング素子ＳＷ３をオンする。そして、時刻ｔ１０から所定期間Δｔが経過したならば、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てをオフする。ｔ＝ｔ１０にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２、ＳＷ３の全てがオン状態とされると、自己誘導により、電流がコイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを循環するように図５（ｃ）の向きに流れ続け、時間の経過とともに電流値が低下する。

次いで、ステップＳ３６では残留磁気をキャンセルする処理を行う。この処理では、図７のｔ＝ｔ１１から所定期間Δｔだけスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５をオン状態とし、ｔ＝ｔ１１から所定期間Δｔが経過したｔ＝ｔ１２にスイッチング素子ＳＷ３をオフし、かつ、スイッチング素子ＳＷ６をオンすることで、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオン状態とする。そして、ｔ＝ｔ１２から所定期間Δｔが経過したら、スイッチング素子ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６をオフ状態とする。

ステップＳ４０では、ステップＳ１２で計測された電流値Ｉｕ、ステップＳ２２で計測された電流値ＩｖおよびステップＳ３２で計測された電流値Ｉｗの内の、いずれが最も小さいかを判定する。そして、最も小さいと判定された電流値の相を、始動電流を流す相とする。なお、最も小さな電流値として、Ｉｕ，ＩｖおよびＩｗの内の２つが検出誤差範囲内でほぼ等しいと判定された場合には、２つの相の内の一方の相を、始動電流を流す相と判定する。

前述した、非特許文献１に記載の技術では、各巻線間にパルス電圧を印加した時の電圧および電流からフーリエ変換によって自己インダクタンスを求め、これにより磁極位置を推定し、その後に、試験電流を流して極性の判別を行っている。一方、本実施の形態では、シャント抵抗５１～５３により計測される電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係により、始動電流を流す相を決定しているので、非特許文献１に記載の磁極位置を推定する方法に比べて、ＦＰＧＡやマイコンにおける演算負荷の低減を図ることができる。

（変形例１）
上述した実施の形態では、図５（ａ）～図５（ｃ）に示すように、２つの相のコイルに電流が流入し、残りの１つの相のコイルから電流が流出するような電流パターンにおいて、電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測した。しかし、電流パターンとしてはこれに限らず、例えば、図８（ａ）～８（ｃ）に示すように、１つの相のコイルに電流が流入に、残りの２つの相のコイルから電流が流出するような電流パターンにおいて電流計測を行っても良い。その場合、上アームにシャント抵抗を設けて、電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測しても良いし、下アームのシャント抵抗で計測された電流流出側の２つのコイルの電流値から電流流入側のコイルの電流値を計算するようにしても良い。ただし、上アームにシャント抵抗を設ける場合は、電圧の差動回路や安全上高電圧回路の絶縁も必要になり、コストアップを招くという欠点がある。

図３のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ５，ＳＷ６をオンすると、図８（ａ）に示す向きに電流が流れ、電流値Ｉｕを計測する。スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６をオンすると、図８（ｂ）に示す向きに電流が流れ、電流値Ｉｖを計測する。スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５をオンすると、図８（ｃ）に示す向きに電流が流れ、電流値Ｉｗを計測する。例えば、磁極位置が図４（ａ）の場合、電流値の比＝Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗは上述した実施の形態の場合と同一となる。磁磁極位置が図４（ｂ）～図４（ｄ）の場合も、比＝Ｉｕ：Ｉｖ：Ｉｗは上述した実施の形態の場合と同一となる。

（変形例２）
変形例２では、電流値計測時の電流パターンを、図９（ａ）～図９（ｃ）に示すような電流パターンとした。図３のスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４をオンすると、図９（ａ）に示す向きに電流が流れ、シャント抵抗５１により電流値Ｉｕを計測する。スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ５をオンすると、図９（ｂ）に示す向きに電流が流れ、シャント抵抗５２により電流値Ｉｖを計測する。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ６をオンすると、図９（ｃ）に示す向きに電流が流れ、シャント抵抗５３により電流値Ｉｗを計測する。

磁極位置が、例えば、図４（ａ）であった場合には、図９（ａ）の電流パターンのときに計測される電流値Ｉｕの逆数は、次式（７）で表される。同様に、図９（ｂ）の電流パターンのときに計測される電流値Ｉｖの逆数は次式（８）で表され、図９（ｃ）の電流パターンのときに計測される電流値Ｉｗの逆数は次式（９）で表される。Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗのインダクタンスである。
１/Ｉｕ＝（Ｌｕ＋Ｌｖ）/（Ｖ０・Δｔ） …（７）
１/Ｉｖ＝（Ｌｖ＋Ｌｗ）/（Ｖ０・Δｔ） …（８）
１/Ｉｗ＝（Ｌｗ＋Ｌｕ）/（Ｖ０・Δｔ） …（９）

変形例２の場合、始動電流を流す相の決定は、計測された電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係から行うのではなく、計測された電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから算出される各コイルＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗのインダクタンス相当量の大小に基づいて行われる。コイルＣｕのインダクタンス相当量２Ｌｕ/（Ｖ０・ｔ）は次式（１０）で算出され、コイルＣｖのインダクタンス相当量２Ｌｖ/（Ｖ０・ｔ）は次式（１１）で算出され、コイルＣｕのインダクタンス相当量２Ｌｗ/（Ｖ０・ｔ）は次式（１２）で算出される。
２Ｌｕ/（Ｖ０・ｔ）＝（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｖ） …（１０）
２Ｌｖ/（Ｖ０・ｔ）＝（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｗ） …（１１）
２Ｌｗ/（Ｖ０・ｔ）＝（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｕ） …（１２）

そして、３つのインダクタンス相当量２Ｌｕ/（Ｖ０・ｔ），２Ｌｖ/（Ｖ０・ｔ），２Ｌｗ/（Ｖ０・ｔ）の内で、インダクタンス相当量の値が最も大きなコイルに始動電流を流せば良い。変形例３の場合には、式（１０）～（１２）の演算を必要とするので、上述した実施の形態や変形例２に比べて演算負荷が増すが、非特許文献１のような複雑な演算ではないので、非特許文献１と比較すると演算負荷の低減を図ることができる。

なお、図９（ａ）～図９（ｃ）では、Ｖ相→Ｕ相、Ｗ相→Ｖ相、Ｕ相→Ｗ相のように電流を流したが、Ｕ相→Ｖ相、Ｖ相→Ｗ相、Ｗ相→Ｕ相のように逆向きに電流を流して計測される電流値Ｉｖ、Ｉｗ，Ｉｕを用いても良い。Ｕ相→Ｖ相の場合、コイルＣｖの電流値ＩｖとコイルＣｕの電流値とは等しいのでＩｖの代わりにＩｕを用いると、式（７）が得られる。Ｖ相→Ｗ相およびＷ相→Ｕ相の場合も同様で、それぞれから式（８）、（９）が得られる。

上述した例示的な実施の形態および変形例は、以下の態様の具体例であることが当業者により理解される。

［１］一態様に係る真空ポンプは、ポンプロータと、モータロータに永久磁石が設けられ、前記ポンプロータを回転駆動する同期モータと、複数のスイッチング素子を備え、前記同期モータの各相に電圧を印加して通電するインバータ回路と、前記同期モータの各相の電流値を計測する計測部と、前記計測部による計測値に基づいて前記インバータ回路による通電を制御し、前記同期モータをセンサレス駆動する制御部と、を備え、前記制御部は、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加し、かつ、電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される電流値を取得する処理を、前記同期モータの各相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、または、取得された電流値に基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流して前記同期モータを始動する。一般に、センサレスの同期モータでは、固定子コイルに発生する誘起電圧を用いて磁極位置を推定してモータ回転を制御するセンサレス駆動が行われる。

計測部としてのシャント抵抗５１～５３により計測される電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大小関係により始動電流を流す相を決定している。具体的には、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流してモータＭを始動するので、非特許文献１に記載の磁極位置を推定する方法に比べて、ＦＰＧＡやマイコンにおける演算負荷の低減を図ることができる。また、変形例２のように、取得された電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流してモータＭを始動することで、演算負荷を抑えることができ、始動時における演算負荷を、非特許文献１に記載の磁極位置を推定する方法に比べて小さくすることができる。

［２］上記［１］に記載の真空ポンプにおいて、前記制御部は、（ａ）第１および第２の相に電流が流入し第３の相から電流が流出するように、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加する処理と、（ｂ）電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される第３の相の電流値を取得する処理とを、前記同期モータの３つの相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する。

図５（ａ）～図５（ｃ）に示す電流パターンのように、第１および第２の相に電流が流入し第３の相から電流が流出するようにスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ制御し、各電流パターンにおいて計測される電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内で、最も小さな電流値が計測された相を、始動電流を流す相とする。その結果、モータロータ１１がどのような磁極位置で停止していても、少ない演算負荷で始動電流を流す相を推定し、モータＭを始動することが可能となる。

［３］上記［１］に記載の真空ポンプにおいて、前記制御部は、（ａ）第１の相に電流が流入し第２および第３の相から電流が流出するように、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加する処理と、（ｂ）電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される第１の相の電流値を取得する処理とを、前記同期モータの３つの相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する。

図８（ａ）～図８（ｃ）に示す電流パターンのように、第１の相に電流が流入し第２および第３の相から電流が流出するようにスイッチング素子ＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ制御し、各電流パターンにおいて計測される電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの内で、最も小さな電流値が計測された相を、始動電流を流す相とする。その結果、モータロータ１１がどのような磁極位置で停止していても、少ない演算負荷で始動電流を流す相を推定し、モータＭを始動することが可能となる。

［４］上記［１］に記載の真空ポンプにおいて、前記制御部は、取得された電流値に基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流して前記同期モータを始動し、前記計測部により計測される各相の電流値をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとしたとき、各相の前記インダクタンス相当量は、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｖ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｗ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｕ）」で算出される。

例えば、図９（ａ）～図９（ｃ）に示す電流パターンにおいて電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する場合には、相のインダクタンス相当量を、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｖ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｗ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｕ）」のように計算し、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流すことで、少ない演算負荷で始動電流を流す相を推定し、モータＭを始動することが可能となる。

［５］上記［１］から［４］までのいずれかに記載の真空ポンプにおいて、前記ステップ状の電圧として、１msec未満の時間幅を有するパルス電圧を印加する。それにより、電圧印加によりポンプロータ４が回転方向に位置ずれするのを、防止することができる。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…ターボ分子ポンプ、１ａ…ポンプ本体、１ｂ…コントローラ、４…ポンプロータ、１０…モータステータ、１１…モータロータ、４３…インバータ、４４…制御部、５１～５３…シャント抵抗、４４０…モータ制御部、Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ…コイル、Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…インダクタンス、Ｍ…モータ、ＳＷ１～ＳＷ６…スイッチング素子

Claims

ポンプロータと、
モータロータに永久磁石が設けられ、前記ポンプロータを回転駆動する同期モータと、
複数のスイッチング素子を備え、前記同期モータの各相に電圧を印加して通電するインバータ回路と、
前記同期モータの各相の電流値を計測する計測部と、
前記計測部による計測値に基づいて前記インバータ回路による通電を制御し、前記同期モータをセンサレス駆動する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加し、かつ、電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される電流値を取得する処理を、前記同期モータの各相に対して順に行い、
最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、または、取得された電流値に基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、真空ポンプ。
請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
前記制御部は、（ａ）第１および第２の相に電流が流入し第３の相から電流が流出するように、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加する処理と、（ｂ）電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される第３の相の電流値を取得する処理とを、前記同期モータの３つの相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、真空ポンプ。
請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
前記制御部は、（ａ）第１の相に電流が流入し第２および第３の相から電流が流出するように、前記インバータ回路によりステップ状の電圧を印加する処理と、（ｂ）電圧印加から所定時間経過時に前記計測部により計測される第１の相の電流値を取得する処理とを、前記同期モータの３つの相に対して順に行い、最も小さな電流値が計測された相に始動電流を流して前記同期モータを始動する、真空ポンプ。
請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
前記制御部は、取得された電流値に基づき算出される各相のインダクタンス相当量の内で、最も大きなインダクタンス相当量の相に始動電流を流して前記同期モータを始動し、
前記計測部により計測される各相の電流値をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗとしたとき、各相の前記インダクタンス相当量は、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｖ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｗ）」、「（１/Ｉｕ＋１/Ｉｖ＋１/Ｉｗ）－２（１/Ｉｕ）」で算出される、真空ポンプ。
請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
前記ステップ状の電圧として、１msec未満の時間幅を有するパルス電圧を印加する、真空ポンプ。